JP2013252000A - 双方向ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】効率の一層の向上を図る。
【解決手段】直流電圧ラインＬ１から直流電圧ラインＬ２に直流電力を伝達するときは、第１直流交流変換部１４に第１直流電圧Ｖ１を交流電圧Ｖａｃ２に変換させて第１巻線１３ａ間に出力させ、かつ第２直流交流変換部１５に交流電圧Ｖａｃ３を整流させて第２直流電圧Ｖ２に変換させ、直流電圧ラインＬ２から直流電圧ラインＬ１に直流電力を伝達するときには、第２直流交流変換部１５に第２直流電圧Ｖ２をスイッチングさせて第２巻線１３ｂに交流電流Ｉａｃ１を発生させ、かつ第１直流交流変換部１４に第１巻線１３ａに発生する交流電流Ｉａｃ２を整流させて第１直流電圧Ｖ１を生成させるスイッチング制御処理を実行する制御部２０を備え、制御部２０は、各ラインＬ１，Ｌ２間に流れる電流が低下した軽負荷状態のときには、スイッチング制御処理の実行を停止する停止期間を設けて制御処理を間欠的に実行する。
【選択図】図１

Description

本発明は、第１直流電圧ライン（例えば、商用交流電源から直流電圧を生成するＡＣＤＣコンバータなどが接続される直流電圧ライン）および第２直流電圧ライン（例えば、蓄電器などが接続される直流電圧ライン）の間に接続されて、第１直流電圧ラインおよび第２直流電圧ラインの間で双方向に直流電力を伝達する双方向ＤＣＤＣコンバータに関するものである。
この種の双方向ＤＣＤＣコンバータとして、本願出願人は、下記特許文献１において開示されている双方向ＤＣＤＣコンバータを既に提案している。この双方向ＤＣＤＣコンバータ（ＤＣＤＣコンバータ）は、トランスと、トランスの１次側（１次巻線）に印加される電圧を制御することで電力変換を行う電圧形電力変換器と、トランスの２次側（２次巻線）に流れる電流を制御することで電力変換を行う電流形電力変換器と、電圧形電力変換器および電流形電力変換器を制御する制御器とを備え、電圧形電力変換器側に供給されるレール電圧（直流電圧）に基づいて直流電圧を生成して、電流形電力変換器側に接続されている蓄電器を充電する動作と、蓄電器に充電されている直流電圧に基づいて直流電圧を生成して、レール電圧として出力する動作とを実行可能に構成されている。
具体的には、この双方向ＤＣＤＣコンバータでは、蓄電器を充電するときには、電圧形電力変換器がレール電圧をスイッチング素子でスイッチングして交流電圧を生成してトランスの１次巻線に出力し、これによってトランスの２次巻線に発生する交流電圧を電流形電力変換器が整流して直流電圧に変換すると共に蓄電器に出力する。一方、蓄電器から放電を行わせるときには、電流形電力変換器が蓄電器から供給される直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして交流電流を生成してトランスの２次巻線に出力し、これによってトランスの１次巻線から出力される交流電流を電圧形電力変換器が整流して直流電圧に変換すると共に、変換した直流電圧をレール電圧として出力する。
特開２０１２−５２６６号公報（第６頁、第１図）
ところが、従来の双方向ＤＣＤＣコンバータには、以下の改善すべき課題が存在している。すなわち、この双方向ＤＣＤＣコンバータでは、制御部は、蓄電器に供給される充電電流が少ないとき（つまり、電流形電力変換器の負荷が軽負荷のとき）であっても、充電電流が多いときと同じ一定のスイッチング周期で電圧形電力変換器および電流形電力変換器のスイッチング素子を連続的に作動させている。したがって、この双方向ＤＣＤＣコンバータには、スイッチング素子において常にスイッチング損失（ターンオン損失およびターンオフ損失）が発生しているため、さらなる効率の向上が難しいという解決すべき課題が存在している。
本発明は、かかる課題を改善するためになされたものであり、効率の一層の向上を図り得る双方向ＤＣＤＣコンバータを提供することを主目的とする。
上記目的を達成すべく、本発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータは、第１直流電圧ラインと第２直流電圧ラインとの間に接続されて、当該第１直流電圧ラインと当該第２直流電圧ラインとの間で双方向に直流電力を伝達する双方向ＤＣＤＣコンバータであって、第１巻線および第２巻線を有するトランスと、前記第１直流電圧ラインと前記第１巻線との間に配設された第１直流交流変換部と、前記第２巻線と前記第２直流電圧ラインとの間に配設された第２直流交流変換部と、前記第１直流電圧ラインから前記第２直流電圧ラインに前記直流電力を伝達するときには、前記第１直流交流変換部に対して前記第１直流電圧ラインからの直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換させつつ前記第１巻線間に出力するスイッチング動作を実行させると共に、前記第２直流交流変換部に対して当該第１巻線間に当該交流電圧が出力されることに起因して前記第２巻線間に発生する交流電圧を整流して直流電圧に変換させつつ前記第２直流電圧ラインに出力する整流動作を実行させ、前記第２直流電圧ラインから前記第１直流電圧ラインに前記直流電力を伝達するときには、前記第２直流交流変換部に対して前記第２直流電圧ラインからの直流電圧をスイッチングして前記第２巻線に交流電流を発生させるスイッチング動作を実行させると共に、前記第１直流交流変換部に対して当該第２巻線に前記交流電流が発生させられることに起因して前記第１巻線に発生する交流電流を整流することで直流電圧を生成して当該第１直流電圧ラインに出力する整流動作を実行させるスイッチング制御処理を実行する制御部とを備え、前記制御部は、前記第１直流電圧ラインから流入する電流、前記第１直流電圧ラインに流出する電流、前記第２直流電圧ラインから流入する電流、および前記第２直流電圧ラインに流出する電流のうちの少なくとも１つの電流が低下して軽負荷状態になったときには、前記スイッチング制御処理の実行を停止する停止期間を設けて当該スイッチング制御処理を間欠的に実行する間欠動作モードに移行すると共に、当該スイッチング制御処理の実行期間における前記１つの電流の電流値を予め規定された電流値に維持しつつ、当該実行期間と前記停止期間の各長さの比を制御して、当該実行期間と当該停止期間とを合わせた期間での当該１つの電流の平均電流値を制御する。
また、本発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータは、前記第１直流電圧ラインから流入する電流および前記第２直流電圧ラインに流出する電流のうちのいずれか一方の電流値を第１電流値として検出する第１電流検出部を備え、前記制御部は、前記第１電流値が、予め規定された第１しきい値以下になったときから、当該第１しきい値よりも大きい予め規定された第２しきい値以上になるときまでを前記軽負荷状態として前記スイッチング制御処理を間欠的に実行する。
また、本発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータは、前記第１直流電圧ラインに流出する電流および前記第２直流電圧ラインから流入する電流のうちのいずれか一方の電流値を第２電流値として検出する第２電流検出部を備え、前記制御部は、前記第２電流値が、予め規定された第３しきい値以下になったときから、当該第３しきい値よりも大きい予め規定された第４しきい値以上になるときまでを前記軽負荷状態として前記スイッチング制御処理を間欠的に実行する。
また、本発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータは、前記第１直流電圧ラインから流入する電流および前記第１直流電圧ラインに流出する電流の各電流値を検出する電流検出部、並びに前記第２直流電圧ラインから流入する電流および前記第２直流電圧ラインに流出する電流の各電流値を検出する電流検出部のうちのいずれか一方の電流検出部を備え、前記制御部は、前記一方の電流検出部で検出された前記各電流値が、予め規定された第１しきい値以下になったときから、当該第１しきい値よりも大きい予め規定された第２しきい値以上になるときまでを前記軽負荷状態として前記スイッチング制御処理を間欠的に実行する。
本発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータでは、軽負荷状態のときに、制御部はスイッチング制御処理の実行を停止する停止期間を設けてこのスイッチング制御処理を間欠的に実行し、軽負荷状態以外のときには、スイッチング制御処理を連続的に実行する。したがって、この双方向ＤＣＤＣコンバータによれば、軽負荷状態のときにも軽負荷状態以外のときと同様にしてスイッチング制御処理を連続的に実行する構成とは異なり、軽負荷状態のときの停止期間でのスイッチング損失の発生を回避することができ、これにより、軽負荷状態でのスイッチング損失を低減させることができる結果、双方向ＤＣＤＣコンバータの効率を向上させることができる。
また、本発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータによれば、制御部は、第１直流電圧ラインから第２直流電圧ラインの方向に直流電力を伝達しているときの間欠動作モードでのスイッチング制御処理の実行期間における電流の電流値を、予め規定された電流値（例えば、第１直流電圧ラインから第２直流電圧ラインの方向に直流電力を伝達しているときに双方向ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率が最も良くなる電流値）に維持した状態で、実行期間と停止期間の長さの比を制御して、実行期間と停止期間とを合わせた期間での電流の平均電流値を制御するため、双方向ＤＣＤＣコンバータの効率をさらに向上させることができる。
また、本発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータによれば、制御部は、第２直流電圧ラインから第１直流電圧ラインの方向に直流電力を伝達しているときの間欠動作モードでのスイッチング制御処理の実行期間における電流の電流値を、予め規定された電流値（例えば、第２直流電圧ラインから第１直流電圧ラインの方向に直流電力を伝達しているときに双方向ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率が最も良くなる電流値）に維持した状態で、実行期間と停止期間の長さの比を制御して、実行期間と停止期間とを合わせた期間での電流の平均電流値を制御するため、双方向ＤＣＤＣコンバータの効率をさらに向上させることができる。
また、本発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータによれば、第１電流検出部で検出される第１電流値が、第１しきい値以下になったときから第２しきい値以上になるときまでを軽負荷状態として制御部がスイッチング制御処理を間欠的に実行するため、第１電流値が、変動しつつ、低下したり、上昇したりする場合であっても、制御部が通常動作モードと間欠動作モードとを短期間において交互に繰り返し実行するという発振状態に陥ることを確実に回避することができるため、第１直流電圧ラインから第２直流電圧ラインへの方向の直流電力の伝達を安定して実行することができる。
また、本発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータによれば、第２電流検出部で検出される第２電流値が、第３しきい値以下になったときから第４しきい値以上になるときまでを軽負荷状態として制御部がスイッチング制御処理を間欠的に実行するため、第２電流値が、変動しつつ、低下したり、上昇したりする場合であっても、制御部が通常動作モードと間欠動作モードとを短期間において交互に繰り返し実行するという発振状態に陥ることを確実に回避することができるため、第２直流電圧ラインから第１直流電圧ラインへの方向の直流電力の伝達を安定して実行することができる。
また、本発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータによれば、第１直流電圧ラインから流入する電流および第１直流電圧ラインに流出する電流の各電流値を検出する電流検出部、並びに第２直流電圧ラインから流入する電流および第２直流電圧ラインに流出する電流の各電流値を検出する電流検出部のうちのいずれか一方を備え、この１つの電流検出部が、双方向（充電の方向および放電の方向）に流れる電流を検出するため、双方向ＤＣＤＣコンバータの構成を簡略化できる結果、製品コストの低減を図ることができる。また、この双方向ＤＣＤＣコンバータによれば、充電の方向に流れる電流、および放電の方向に流れる電流に対するしきい値を共通化することにより、しきい値の設定に要する手間を低減することができる。
双方向ＤＣＤＣコンバータ１の構成図である。 双方向ＤＣＤＣコンバータ１が適用される電源系２の構成図である。 双方向ＤＣＤＣコンバータ１の動作を説明するための各ゲート駆動信号Ｓａ〜Ｓｄ，Ｓ１，Ｓ２の波形図である。 双方向ＤＣＤＣコンバータ１の間欠動作モードでの充電動作を説明するための波形図である。 双方向ＤＣＤＣコンバータ１の間欠動作モードでの放電動作を説明するための波形図である。
以下、双方向ＤＣＤＣコンバータの実施の形態について、添付図面を参照して説明する。
図１に示す双方向ＤＣＤＣコンバータ１は、一例として、図２に示す電源系２に使用される。この電源系２は、一例として、同図に示すように、双方向ＤＣＤＣコンバータ１、ＡＣＤＣコンバータ３および蓄電器４を備え、不図示の商用交流電源から出力される交流電圧Ｖａｃ１に基づいて第１直流電圧Ｖ１を生成して、負荷５に出力する。負荷５としては、例えば、直流電圧で作動する電子機器や直流モータであってもよいし、他の蓄電器であってもよい。
まず、電源系２の各構成要素の動作概要について、図１，２を参照して説明する。
電源系２では、不図示の商用交流電源からＡＣＤＣコンバータ３に対して規定の電圧値範囲内の交流電圧Ｖａｃ１が供給されているときには、ＡＣＤＣコンバータ３が、入力された交流電圧Ｖａｃ１を一定の電圧値（高圧側の規定（目標）電圧値Ｖ１ｒｅｆ）の第１直流電圧Ｖ１に電圧変換（交流直流変換）すると共に、第１直流電圧ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂ（以下、特に区別しないときには「第１直流電圧ラインＬ１」ともいう）を介して負荷５に出力する。また、ＡＣＤＣコンバータ３は、この第１直流電圧Ｖ１を、第１入出力端子１１ａ，１１ｂ（以下、特に区別しないときには「第１入出力端子１１」ともいう）が第１直流電圧ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂに接続されている双方向ＤＣＤＣコンバータ１に出力する。双方向ＤＣＤＣコンバータ１は、第１入出力端子１１から入力されたこの第１直流電圧Ｖ１を電圧変換（直流直流（ＤＣＤＣ）変換）して第２直流電圧Ｖ２を生成すると共に第２入出力端子１２ａ，１２ｂ（以下、特に区別しないときには「第２入出力端子１２」ともいう）から、第２入出力端子１２ａ，１２ｂが接続されている第２直流電圧ラインＬ２ａ，Ｌ２ｂ（以下、特に区別しないときには「第２直流電圧ラインＬ２」ともいう）を介して蓄電器４に出力することにより、蓄電器４を一定の電圧値（低圧側の規定（目標）電圧値Ｖ２ｒｅｆ）に充電する（つまり、蓄電器４に対する充電動作を実行する）。
一方、商用交流電源からＡＣＤＣコンバータ３に供給されている交流電圧Ｖａｃ１の電圧値が上記の電圧値範囲よりも下回ったときには、ＡＣＤＣコンバータ３から出力される第１直流電圧Ｖ１の電圧値も低下する（つまり、ＡＣＤＣコンバータ３から負荷５に出力される第１直流電圧Ｖ１の電圧値が規定電圧値Ｖ１ｒｅｆに達しない状態になる）。この際には、双方向ＤＣＤＣコンバータ１は、第２直流電圧ラインＬ２を介して第２入出力端子１２に供給される蓄電器４に蓄積されている直流電力（第２直流電圧Ｖ２）を電圧変換して、第１入出力端子１１から第１直流電圧ラインＬ１を介してＡＣＤＣコンバータ３側（具体的には負荷５）に出力することにより、第１直流電圧Ｖ１の電圧値を規定電圧値Ｖ１ｒｅｆに近づくように上昇させる（つまり、蓄電器４に対する放電動作を実行する）。これにより、交流電圧Ｖａｃ１の電圧値が上記の電圧値範囲よりも下回ったときであっても、負荷５に対して規定電圧値Ｖ１ｒｅｆの第１直流電圧Ｖ１の出力が継続される。
次いで、双方向ＤＣＤＣコンバータ１について図１を参照して説明する。
最初に、双方向ＤＣＤＣコンバータ１の構成について説明する。双方向ＤＣＤＣコンバータ１は、第１入出力端子１１、第２入出力端子１２、トランス１３、第１直流交流変換部１４、第２直流交流変換部１５、電圧検出部１６，１７、電流検出部１８，１９および制御部２０を備え、上記したように、第１直流電圧ラインＬ１（ＡＣＤＣコンバータ３側）と第２直流電圧ラインＬ２（蓄電器４側）との間に接続されて、第１直流電圧ラインＬ１と第２直流電圧ラインＬ２との間で双方向に直流電力を伝達する。なお、電流検出部１８，１９に関しては、後述するように、いずれか一方のみを用いる構成と、双方を用いる構成とのいずれも採用することができる。
トランス１３は、一例として、互いに電気的に絶縁された第１巻線１３ａおよび第２巻線１３ｂを備えている。また、第２巻線１３ｂにはセンタータップが配設されている。
第１直流交流変換部１４は、電圧形電力変換器であって、図１に示すように、ＡＣＤＣコンバータ３と第１巻線１３ａとの間、具体的には、ＡＣＤＣコンバータ３および負荷５に接続される第１入出力端子１１と第１巻線１３ａとの間に配設されている。また、第１直流交流変換部１４は、一例として、フルブリッジ形に接続された４つのスイッチング素子（本例では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor ））２１，２２，２３，２４、およびコンデンサ２５を備えている。この場合、コンデンサ２５は、第１入出力端子１１ａ，１１ｂ間に接続されている。
スイッチング素子２１，２２は、スイッチング素子２１のソース端子とスイッチング素子２２のドレイン端子とが接続されることによって互いに直列に接続されている。また、スイッチング素子２１，２２の直列回路は、スイッチング素子２１のドレイン端子が第１入出力端子１１ａに接続されると共にスイッチング素子２２のソース端子が第１入出力端子１１ｂに接続されることにより、第１入出力端子１１ａ，１１ｂ間に接続されている。
同様にして、スイッチング素子２３，２４は、スイッチング素子２３のソース端子とスイッチング素子２４のドレイン端子とが接続されることによって互いに直列に接続されている。また、スイッチング素子２３，２４の直列回路は、スイッチング素子２３のドレイン端子が第１入出力端子１１ａに接続されると共にスイッチング素子２４のソース端子が第１入出力端子１１ｂに接続されることにより、第１入出力端子１１ａ，１１ｂ間にスイッチング素子２１，２２の直列回路と並列状態で接続されている。また、スイッチング素子２１のソース端子とスイッチング素子２２のドレイン端子との接続点にトランス１３の第１巻線１３ａにおける一端が接続され、スイッチング素子２３のソース端子とスイッチング素子２４のドレイン端子との接続点に第１巻線１３ａの他端が接続されている。
第２直流交流変換部１５は、電流形電力変換器であって、図１に示すように、第２巻線１３ｂと蓄電器４との間、具体的には、蓄電器４に接続される第２入出力端子１２と第２巻線１３ｂとの間に配設されている。また、第２直流交流変換部１５は、一例として、第２巻線１３ｂを介して接続された２つのスイッチング素子（本例では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ）３１，３２、インダクタ３３およびコンデンサ３４を備えている。
この場合、スイッチング素子３１，３２は、共にそれぞれのソース端子が第２入出力端子１２ｂに接続されている。また、スイッチング素子３１は、そのドレイン端子が第２巻線１３ｂの一端に接続され、スイッチング素子３２は、そのドレイン端子が第２巻線１３ｂの他端に接続されている。インダクタ３３は、その一端が第２巻線１３ｂのセンタータップに接続され、その他端が第２入出力端子１２ａに接続されている。コンデンサ３４は、インダクタ３３の他端と第２入出力端子１２ｂとの間に接続されている。
電圧検出部１６は、第１入出力端子１１ａ，１１ｂ間に接続されて、第１直流電圧Ｖ１の電圧値Ｖ１ａを検出して制御部２０に出力する。また、電圧検出部１７は、第２入出力端子１２ａ，１２ｂ間に接続されて、第２直流電圧Ｖ２の電圧値Ｖ２ａを検出して制御部２０に出力する。
電流検出部１８は、一例として、コンデンサ２５における第１入出力端子１１ａ側の端子と第１入出力端子１１ａとの間に配設されて、双方向ＤＣＤＣコンバータ１と第１直流電圧ラインＬ１との間に流れる電流Ｉ１の電流値Ｉ１ａを検出して制御部２０に出力する。この場合、電流検出部１８は、本例では、図１中の矢印の向きに流れる電流Ｉ１（放電動作時に第１直流電圧ラインＬ１に流出する第１放電電流）の電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａを第２電流値として検出するときには第２電流検出部として機能し、図１中の矢印の向きとは逆の向きに流れる電流Ｉ１（充電動作時に第１直流電圧ラインＬ１から流入する第１充電電流）の電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａを第１電流値として検出するときには第１電流検出部として機能する。
また、電流検出部１９は、一例として、インダクタ３３の他端と第２入出力端子１２ａとの間に配設されて、双方向ＤＣＤＣコンバータ１と第２直流電圧ラインＬ２との間に流れる電流Ｉ２の電流値Ｉ２ａを検出して制御部２０に出力する。この場合、電流検出部１９は、本例では、図１中の矢印の向きに流れる電流Ｉ２（充電動作時に第２直流電圧ラインＬ２に流出する第２充電電流）の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａを第１電流値として検出するときには第１電流検出部として機能し、図１中の矢印の向きとは逆の向きに流れる電流Ｉ２（放電動作時に第２直流電圧ラインＬ２から流入する第２放電電流）の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａを第２電流値として検出するときには第２電流検出部として機能する。
制御部２０は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて構成されて、電圧検出部１６で検出された第１直流電圧Ｖ１の電圧値Ｖ１ａと、電圧検出部１７で検出された第２直流電圧Ｖ２の電圧値Ｖ２ａと、電流検出部１８で検出された電流Ｉ１の電流値（第１放電電流値または第１充電電流値）Ｉ１ａおよび電流検出部１９で検出された電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値または第２充電電流値）Ｉ２ａのうちのいずれかとに基づいて、第１直流交流変換部１４を構成する４つのスイッチング素子２１，２２，２３，２４に対するゲート駆動信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄと、第２直流交流変換部１５を構成する２つのスイッチング素子３１，３２に対するゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２とをＰＷＭ方式（例えば、周波数を数十ｋＨｚで一定としつつ、パルス幅（デューティ比）を変更するＰＷＭ方式）によって生成して出力することにより、第１直流交流変換部１４および第２直流交流変換部１５に対するスイッチング制御処理を実行する。
なお、このように電流検出部１８，１９が双方向に流れる電流（充電電流と放電電流）の電流値を検出する構成（第１電流検出部および第２電流検出部として機能する構成）のときには、双方向ＤＣＤＣコンバータ１が電流検出部１８，１９のうちのいずれか一方を備えていれば、制御部２０は、この一方の電流検出部によって検出される電流（充電電流と放電電流）の電流値に基づいて、第１直流交流変換部１４および第２直流交流変換部１５に対するスイッチング制御処理を行うことができる。つまり、制御部２０は、電流検出部１８だけを備えている構成のときには、電流値（第１放電電流値または第１充電電流値）Ｉ１ａに基づいてスイッチング制御処理を実行し、電流検出部１９だけを備えている構成のときには、電流値（第２放電電流値または第２充電電流値）Ｉ２ａに基づいてスイッチング制御処理を実行する。
各ゲート駆動信号Ｓａ〜Ｓｄの生成については、本例では一例として、図３に示すように、制御部２０は、位相が１８０°ずれたゲート駆動信号Ｓａ，ＳｂをＰＷＭ方式によって生成すると共に、スイッチング素子２１のゲート端子にゲート駆動信号Ｓａを出力し、かつスイッチング素子２４のゲート端子にゲート駆動信号Ｓａをゲート駆動信号Ｓｄとして出力する。また、制御部２０は、スイッチング素子２２のゲート端子にゲート駆動信号Ｓｂを出力し、かつスイッチング素子２３のゲート端子にゲート駆動信号Ｓｂをゲート駆動信号Ｓｃとして出力する。この場合、すべてのスイッチング素子２１〜２４が同時にオン状態とならないように、制御部２０は、互いのオン期間が重ならないようにしてゲート駆動信号Ｓａ，Ｓｂを生成する。一方、各ゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２の生成については、制御部２０は、一例として、ゲート駆動信号Ｓｂを反転させた信号を生成して、スイッチング素子３１のゲート端子にゲート駆動信号Ｓ１として出力すると共に、ゲート駆動信号Ｓａを反転させた信号を生成して、スイッチング素子３２のゲート端子にゲート駆動信号Ｓ２として出力する。この構成により、制御部２０は、互いのオン期間が部分的に（立ち上がり時の一部の期間および立ち下がり時の一部の期間で）重なるようにしてゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
また、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１を含めたコンバータ全般において、出力電流の電流値に応じて、例えば、トランスのコイルによる損失、スイッチング素子による損失、および回路パターンによる損失が変化することによってコンバータの電力変換効率が変化することが知られており、さらに、電力変換効率が最も良くなる出力電流の電流値がコンバータ個々に存在することも知られている。この双方向ＤＣＤＣコンバータ１にも、第１直流電圧ラインＬ１から第２直流電圧ラインＬ２に直流電力を伝送する際（本例では充電の際）に電力変換効率が最も良くなる電流Ｉ２の電流値Ｉ２ａについての値（最適値）と、第２直流電圧ラインＬ２から第１直流電圧ラインＬ１に直流電力を伝送する際（本例では放電の際）に電力変換効率が最も良くなる電流Ｉ１の電流値Ｉ１ａについての値（最適値）とが存在しており、これらの最適値は実験やシミュレーションなどで予め取得することが可能である。
この双方向ＤＣＤＣコンバータ１においても、電流検出部１９で検出された電流値Ｉ２ａに基づいて制御が行われるときには、充電時における電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａについての最適値（例えば、４Ａ）、および放電時における電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａについての最適値（例えば、３．８Ａ）が予め取得されて、各最適値が電流Ｉ２についての予め規定された電流値として制御部２０に記憶されている。また、電流検出部１８で検出された電流値Ｉ１ａに基づいて制御が行われるときには、充電時における電流Ｉ１の電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａについての最適値（例えば、１Ａ）、および放電時における電流Ｉ１の電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａについての最適値（例えば、１Ａ）が予め取得されて、各最適値が電流Ｉ１についての予め規定された電流値として制御部２０に記憶されている。
続いて、電源系２での双方向ＤＣＤＣコンバータ１の動作について説明する。
この双方向ＤＣＤＣコンバータ１では、制御部２０は、通常動作モードのときには、図３に示すタイミングで、各ゲート駆動信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄを連続的に生成して第１直流交流変換部１４の各スイッチング素子２１，２２，２３，２４に出力すると共に、各ゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２を連続的に生成して第２直流交流変換部１５の各スイッチング素子３１，３２に出力することにより、対応するゲート駆動信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄ，Ｓ１，Ｓ２に同期させて各スイッチング素子２１，２２，２３，２４，３１，３２を連続的にオン・オフ駆動している。この状態において、第１直流電圧ラインＬ１（ＡＣＤＣコンバータ３）から第２直流電圧ラインＬ２（蓄電池４）の方向（充電の方向）に直流電力が伝達されているときには、双方向ＤＣＤＣコンバータ１は電圧型ＤＣＤＣコンバータとして動作している。一方、第２直流電圧ラインＬ２（蓄電池４）から第１直流電圧ラインＬ１（ＡＣＤＣコンバータ３）の方向（放電の方向）に直流電力が伝達されているときには、双方向ＤＣＤＣコンバータ１は電流型ＤＣＤＣコンバータとして動作している。
双方向ＤＣＤＣコンバータ１において、第１直流電圧ラインＬ１（ＡＣＤＣコンバータ３）から第２直流電圧ラインＬ２（蓄電器４）の方向に伝達される直流電力を増加させるとき（放電動作状態から充電動作状態に移行するとき、および充電動作状態において第２直流電圧ラインＬ２に伝達する直流電力を増加させるとき）には、制御部２０は、図４の下図に示すように、各ゲート駆動信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄのパルス幅を広げる（デューティ比を高める）スイッチング制御処理（各ゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２については、オン期間の重なり具合を減少させるスイッチング制御処理）を実行する。
具体的には、第１直流交流変換部１４では、各スイッチング素子２１，２２，２３，２４が、ＡＣＤＣコンバータ３からの第１直流電圧Ｖ１をスイッチングして交流電圧Ｖａｃ２に変換しつつ第１巻線１３ａ間に出力するスイッチング動作を実行し、第２直流交流変換部１５では、各スイッチング素子３１，３２が、各ボディダイオード３１ａ，３２ａと共に整流素子として機能して、交流電圧Ｖａｃ２が第１巻線１３ａ間に出力されることに起因して第２巻線１３ｂ間に発生する交流電圧Ｖａｃ３を整流して第２直流電圧Ｖ２に変換しつつ蓄電器４に出力する整流動作を実行する。つまり、制御部２０は、双方向ＤＣＤＣコンバータ１が充電動作するときには、第１直流交流変換部１４に対して第１直流電圧Ｖ１をスイッチングして交流電圧Ｖａｃ２に変換させると共に第１巻線１３ａ間に出力させるスイッチング動作を実行させ、かつ第２直流交流変換部１５に対して第２巻線１３ｂ間に発生する交流電圧Ｖａｃ３を整流して第２直流電圧Ｖ２に変換させると共に蓄電器４に出力させる整流動作を実行させるスイッチング制御処理を連続的に実行する。
この充電動作のときには、制御部２０は、電圧検出部１７で検出される第２直流電圧Ｖ２の電圧値が規定電圧値Ｖ２ｒｅｆに近づくために必要な電流Ｉ２の目標電流値を決定し、電流検出部１９で検出される電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａがこの目標電流値に近づくように各ゲート駆動信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄのデューティ比を制御する。この際に、電流Ｉ２の目標電流値は、所定の電流値（蓄電器４に応じて設定される充電電流の電流値）以下の値に制限される。したがって、蓄電器４の充電レベルが低いときには、第２直流電圧Ｖ２が規定電圧値Ｖ２ｒｅｆよりも低いため、蓄電器４は定電流で充電される。なお、制御部２０は、電流検出部１８で検出される電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａに基づいて制御を行う場合には、電圧検出部１７で検出される第２直流電圧Ｖ２の電圧値Ｖ２ａが規定電圧値Ｖ２ｒｅｆに近づくために必要な電流Ｉ１の目標電流値を決定し、電流検出部１８で検出される電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａがこの目標電流値に近づくように各ゲート駆動信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄのデューティ比を制御する。
一方、双方向ＤＣＤＣコンバータ１において、第２直流電圧ラインＬ２（蓄電器４）から第１直流電圧ラインＬ１（負荷５）の方向に伝達される直流電力を増加させるとき（充電動作状態から放電動作状態に移行するとき、および放電動作状態において第１直流電圧ラインＬ１に伝達する直流電力を増加させるとき）には、制御部２０は、図５の下図に示すように、各ゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２のパルス幅を広げて（デューティ比を高めて）、各ゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２のオン期間の重なり具合を増加させるスイッチング制御処理を実行する。
具体的には、第２直流交流変換部１５では、各スイッチング素子３１，３２が、蓄電器４からの第２直流電圧Ｖ２をスイッチングすることによって第２巻線１３ｂに交流電流Ｉａｃ１を発生させるスイッチング動作を実行し、第１直流交流変換部１４では、各スイッチング素子２１〜２４が、各ボディダイオード２１ａ，２２ａ，２３ａ，２４ａと共に整流素子として機能して、交流電流Ｉａｃ１が第２巻線１３ｂに発生させられることに起因して第１巻線１３ａに発生する交流電流Ｉａｃ２を整流してコンデンサ２５に出力する（コンデンサ２５を充電する）ことで第１直流電圧Ｖ１に変換しつつ第１直流電圧ラインＬ１（具体的には、第１直流電圧ラインＬ１に接続されている負荷５）に出力する整流動作を実行する。つまり、制御部２０は、双方向ＤＣＤＣコンバータ１が放電動作するときには、第２直流交流変換部１５に対して第２直流電圧Ｖ２をスイッチングして第２巻線１３ｂに交流電流Ｉａｃ１を発生させるスイッチング動作を実行させ、かつ第１直流交流変換部１４に対して第１巻線１３ａに発生する交流電流Ｉａｃ２を整流することで第１直流電圧Ｖ１を生成して負荷５に出力する整流動作を実行させるスイッチング制御処理を連続的に実行する。
この放電動作においては、各スイッチング素子３１，３２は、上記したようにオン期間の重なる状態のゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２（図３において実線で示される信号）で駆動される。このため、各スイッチング素子３１，３２が同時にオン状態となっているときにインダクタ３３に電力（エネルギー）が蓄積され、その後にスイッチング素子３１，３２のうちの一方のみがオンする状態に移行したときに、このインダクタ３３に蓄積された直流電力（エネルギー）が第２巻線１３ｂを介して第１巻線１３ａ側に供給される。これにより、第１巻線１３ａに交流電流Ｉａｃ２が発生する。制御部２０は、電圧検出部１６で検出された第１直流電圧Ｖ１の電圧値Ｖ１ａが規定電圧値Ｖ１ｒｅｆに近づくために必要な電流Ｉ２の目標電流値を決定し、電流検出部１９で検出される電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａがこの目標電流値に近づくように各ゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を変えて、ゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２のオン期間の重なり具合を調整する制御を実行する。これにより、負荷５に供給される第１直流電圧Ｖ１の電圧値が規定電圧値Ｖ１ｒｅｆに維持される。なお、制御部２０は、電流検出部１８で検出される電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａに基づいて制御を行う場合には、電圧検出部１６で検出される第１直流電圧Ｖ１の電圧値Ｖ１ａが規定電圧値Ｖ１ｒｅｆに近づくために必要な電流Ｉ１の目標電流値を決定し、電流検出部１８で検出される電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａがこの目標電流値に近づくように各ゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を変えて、ゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２のオン期間の重なり具合を調整する制御を実行する。
一方、充電動作中において蓄電器４の電圧が規定電圧値Ｖ２ｒｅｆに達したときには、電流検出部１９において検出される電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａが低下する。また、放電動作中において負荷５が軽くなったときには、電流検出部１９において検出される電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａが低下する。この場合、双方向ＤＣＤＣコンバータ１は、上記した通常動作モードから間欠動作モードに移行する。以下、この間欠動作モードについて説明する。
まず、充電動作中において電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａが低下したときの動作について説明する。この場合、制御部２０は、電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａが低下して、予め規定された第１しきい値Ｉｔｈ１（例えば、１Ａ）以下になったときから、その後に、電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａが上昇してこの第１しきい値Ｉｔｈ１よりも大きい予め規定された第２しきい値Ｉｔｈ２（例えば、２Ａ）以上になるまでは、双方向ＤＣＤＣコンバータ１が軽負荷状態（充電電流が少ない状態）にあると判別して、上記のスイッチング制御処理を間欠的に実行する間欠動作モードに移行する。なお、電流検出部１８で検出される電流Ｉ１の電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａに基づいて制御が行われるときには、充電動作中における電流Ｉ１の電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａに対して、第１しきい値Ｉｔｈ１と第２しきい値Ｉｔｈ２とを設定する。
この充電動作中における間欠動作モードでは、制御部２０は、スイッチング制御処理を連続的に実行する通常動作モードとは異なり、図４中の上図に示すように、スイッチング制御処理を実行する各期間（実行期間）Ｔ１の間にスイッチング制御処理を停止する期間（停止期間）Ｔ２を設けて、期間（実行期間）Ｔ１と期間（停止期間）Ｔ２とを合わせた期間全体としてのスイッチング損失を低減させることにより、双方向ＤＣＤＣコンバータ１の充電時での効率を向上させる。
この場合、制御部２０は、期間Ｔ１における電流Ｉ２の電流値Ｉ２ａを予め記憶している電流値（充電時の最適値。本例では４Ａ）に維持しつつ、期間Ｔ１と期間Ｔ２の長さの比を制御することにより、期間Ｔ１と期間Ｔ２とを合わせた期間での電流Ｉ２の平均電流値を制御する。ここで、制御部２０は、第２直流電圧Ｖ２の電圧値を規定電圧値Ｖ２ｒｅｆに近づけて維持するために必要な電流Ｉ２の目標電流値を０．４Ａと決定したときには、期間Ｔ１と期間Ｔ２の長さの比を１：９に調整することで、期間Ｔ１と期間Ｔ２とを合わせた期間での電流Ｉ２の平均電流値を０．４Ａ（＝４Ａ／１０）に制御する。一方、制御部２０は、この電流Ｉ２の目標電流値を０．８Ａと決定したときには、期間Ｔ１と期間Ｔ２の長さの比を１：４に規定することで、期間Ｔ１と期間Ｔ２とを合わせた期間での電流Ｉ２の平均電流値を０．８Ａ（＝４Ａ／５）に制御する。なお、電流検出部１８で検出される電流Ｉ１の電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａに基づいて制御が行われるときには、期間Ｔ１における電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａが充電時の最適値（例えば、１Ａ）になるような制御が行われる。
このように、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１は、充電動作中における間欠動作モードでの期間Ｔ１では、双方向ＤＣＤＣコンバータ１の電力変換効率が最も良くなる電流値（４Ａ）に電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａを維持した状態で作動して、第１直流電圧ラインＬ１から第２直流電圧ラインＬ２の方向に直流電力を伝達する。この結果、充電動作中における間欠動作モードでの双方向ＤＣＤＣコンバータ１の効率がさらに向上する。
次に、放電動作中において電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａが低下したときの動作について説明する。この場合、制御部２０は、電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａが低下して、予め規定された第３しきい値Ｉｔｈ３（例えば、０．８Ａ）以下になったときから、その後に、電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａが上昇してこの第３しきい値Ｉｔｈ３よりも大きい予め規定された第４しきい値Ｉｔｈ４（例えば、１．８Ａ）以上になるまでは、双方向ＤＣＤＣコンバータ１が軽負荷状態（放電電流が少ない状態）にあると判別して、上記のスイッチング制御処理を間欠的に実行する間欠動作モードに移行する。なお、電流検出部１８で検出される電流Ｉ１の電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａに基づいて制御が行われるときには、放電動作中における電流Ｉ１の電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａに対して、第３しきい値Ｉｔｈ３と第４しきい値Ｉｔｈ４とを設定する。
この放電動作中における間欠動作モードでは、制御部２０は、充電動作中の間欠動作モードのときと同様にして、図５中の上図に示すように、スイッチング制御処理を実行する各期間（実行期間）Ｔ１の間にスイッチング制御処理を停止する期間（停止期間）Ｔ２を設けて、期間（実行期間）Ｔ１と期間（停止期間）Ｔ２とを合わせた期間全体としてのスイッチング損失を低減させることにより、双方向ＤＣＤＣコンバータ１の放電時での効率を向上させる。
この場合、制御部２０は、期間Ｔ１における電流Ｉ２の電流値Ｉ２ａを予め記憶している電流値（放電時の最適値。本例では３．８Ａ）に維持しつつ、期間Ｔ１と期間Ｔ２の長さの比を制御することにより、期間Ｔ１および期間Ｔ２とを合わせた期間での電流Ｉ２の平均電流値を制御する。ここで、制御部２０は、第１直流電圧Ｖ１の電圧値を規定電圧値Ｖ１ｒｅｆに近づけて維持するために必要な電流Ｉ２の目標電流値を決定したときには、充電動作中における間欠動作モードにおける制御と同様にして、期間Ｔ１と期間Ｔ２の長さの比を調整することで、期間Ｔ１と期間Ｔ２とを合わせた期間での電流Ｉ２の平均電流値を目標電流値となるように制御する。なお、電流検出部１８で検出される電流Ｉ１の電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａに基づいて制御が行われるときには、期間Ｔ１における電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａが放電時の最適値（例えば、１Ａ）になるような制御が行われる。
このように、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１は、放電動作中における間欠動作モードでの期間Ｔ１では、双方向ＤＣＤＣコンバータ１の電力変換効率が最も良くなる電流値（３．８Ａ）に電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａを維持した状態で作動して、第２直流電圧ラインＬ２から第１直流電圧ラインＬ１の方向に直流電力を伝達する。この結果、放電動作中における間欠動作モードでの双方向ＤＣＤＣコンバータ１の効率がさらに向上する。
以上のように、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１では、制御部２０は、双方向ＤＣＤＣコンバータ１が軽負荷状態（第２直流電圧ラインＬ２に流出する電流または第２直流電圧ラインＬ２から流入する電流が少なくなる状態や、第１直流電圧ラインＬ１に流出する電流または第１直流電圧ラインＬ１から流入する電流が少なくなる状態（電流が低下した状態））のときには、図４，５に示すように、上記のスイッチング制御処理の実行を停止する期間（停止期間）Ｔ２を設けて、スイッチング制御処理を間欠的に実行する。したがって、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１によれば、軽負荷状態のときにも軽負荷状態以外のときと同様にしてスイッチング制御処理を連続的に実行する構成とは異なり、軽負荷状態のときの停止期間でのスイッチング損失の発生を回避することができ、これにより、軽負荷状態でのスイッチング損失を低減させることができる結果、双方向ＤＣＤＣコンバータ１の効率を十分に向上させることができる。
また、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１では、制御部２０は、充電動作中の間欠動作モードでの期間Ｔ１において、電流検出部１９で第１電流値として検出される第２直流電圧ラインＬ２に流出する電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａに基づいて制御を行うときには、充電動作のときの双方向ＤＣＤＣコンバータ１の電力変換効率が最も良くなる電流値（４Ａ）に電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａを維持した状態で、期間Ｔ１と期間Ｔ２の長さの比を制御しつつ、各スイッチング素子２１，２２，２３，２４等を駆動して、期間Ｔ１と期間Ｔ２とを合わせた期間での電流Ｉ２の平均電流値を制御する。また、制御部２０は、充電動作中の間欠動作モードでの期間Ｔ１において、電流検出部１８で第１電流値として検出される第１直流電圧ラインＬ１から流入する電流Ｉ１の電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａに基づいて制御を行うときには、期間Ｔ１における電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａを充電時の最適値（例えば、１Ａ）に維持した状態で、期間Ｔ１と期間Ｔ２とを合わせた期間での電流Ｉ１の平均電流値を制御する。したがって、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１によれば、双方向ＤＣＤＣコンバータ１の効率をさらに向上させることができる。
また、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１では、制御部２０は、放電動作中の間欠動作モードでの期間Ｔ１において、電流検出部１９で第２電流値として検出される第２直流電圧ラインＬ２から流入する電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａに基づいて制御を行うときには、放電動作のときの双方向ＤＣＤＣコンバータ１の電力変換効率が最も良くなる電流値（３．８Ａ）に電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａを維持した状態で、期間Ｔ１と期間Ｔ２の長さの比を制御しつつ、各スイッチング素子３１，３２等を駆動して、期間Ｔ１と期間Ｔ２とを合わせた期間での電流Ｉ２の平均電流値を制御する。また、制御部２０は、放電電動作中の間欠動作モードでの期間Ｔ１において、電流検出部１８で第２電流値として検出される第１直流電圧ラインＬ１に流出する電流Ｉ１の電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａに基づいて制御を行うときには、期間Ｔ１における電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａを充電時の最適値（例えば、１Ａ）に維持した状態で、期間Ｔ１と期間Ｔ２とを合わせた期間での電流Ｉ１の平均電流値を制御する。したがって、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１によれば、双方向ＤＣＤＣコンバータ１の効率をさらに向上させることができる。
また、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１では、制御部２０は、充電動作中に、電流検出部１９で第１電流値として検出される第２直流電圧ラインＬ２に流出する電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａに基づいて制御を行うときには、この電流値Ｉ２ａが、電流値Ｉ２ａに対して規定された第１しきい値Ｉｔｈ１以下になったときから、第１しきい値Ｉｔｈ１よりも大きい第２しきい値Ｉｔｈ２以上になるまでを軽負荷状態として間欠動作モードに移行する（スイッチング制御処理を間欠的に実行する）。また、制御部２０は、充電動作中に、電流検出部１８で第１電流値として検出される第１直流電圧ラインＬ１から流入する電流Ｉ１の電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａに基づいて制御を行うときには、この電流値Ｉ１ａが、電流値Ｉ１ａに対して規定された第１しきい値Ｉｔｈ１以下になったときから、第１しきい値Ｉｔｈ１よりも大きい第２しきい値Ｉｔｈ２以上になるまでを軽負荷状態として間欠動作モードに移行する（スイッチング制御処理を間欠的に実行する）。したがって、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１によれば、１つのしきい値に基づいて間欠動作モードに移行する構成とは異なり、充電動作中に電流Ｉ２の電流値Ｉ２ａが、変動しつつ、低下したり、上昇したりする場合であっても（電流値Ｉ１ａに基づく制御を行うときには、充電動作中に電流Ｉ１の電流値Ｉ１ａが、変動しつつ、低下したり、上昇したりする場合であっても）、制御部２０が通常動作モードと間欠動作モードとを短期間において交互に繰り返し実行するという発振状態に陥ることを確実に回避することができるため、第１直流電圧ラインＬ１から第２直流電圧ラインＬ２への方向の直流電力の伝達を安定して実行することができる。
また、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１では、制御部２０は、放電動作中に、電流検出部１９で第２電流値として検出される第２直流電圧ラインＬ２から流入する電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａに基づいて制御を行うときには、この電流値Ｉ２ａが、電流値Ｉ２ａに対して規定された第３しきい値Ｉｔｈ３以下になったときから、第３しきい値Ｉｔｈ３よりも大きい第４しきい値Ｉｔｈ４以上になるまでを軽負荷状態として間欠動作モードに移行する（スイッチング制御処理を間欠的に実行する）。また、制御部２０は、放電動作中に、電流検出部１８で第２電流値として検出される第１直流電圧ラインＬ１に流出する電流Ｉ１の電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａに基づいて制御を行うときには、この電流値Ｉ１ａが、電流値Ｉ１ａに対して規定された第３しきい値Ｉｔｈ３以下になったときから、第３しきい値Ｉｔｈ３よりも大きい第４しきい値Ｉｔｈ４以上になるまでを軽負荷状態として間欠動作モードに移行する（スイッチング制御処理を間欠的に実行する）。したがって、この双方向ＤＣＤＣコンバータ１によれば、１つのしきい値に基づいて間欠動作モードに移行する構成とは異なり、放電動作中に電流Ｉ２の電流値Ｉ２ａが、変動しつつ、低下したり、上昇したりする場合であっても（電流値Ｉ１ａに基づく制御を行うときには、放電動作中に電流Ｉ１の電流値Ｉ１ａが、変動しつつ、低下したり、上昇したりする場合であっても）、制御部２０が通常動作モードと間欠動作モードとを短期間において交互に繰り返し実行するという発振状態に陥ることを確実に回避することができるため、第２直流電圧ラインＬ２から第１直流電圧ラインＬ１への方向の直流電力の伝達を安定して実行することができる。
なお、間欠動作モードに移行する構成を採用して得られる効率の向上で十分である場合には、充電動作中の間欠動作モードの期間Ｔ１での電流Ｉ２の電流値Ｉ２ａ（または、電流Ｉ１の電流値Ｉ１ａ）を双方向ＤＣＤＣコンバータ１の電力変換効率が最も良くなる電流値に規定し、放電動作中の間欠動作モードの期間Ｔ１での電流Ｉ２の電流値Ｉ２ａ（または、電流Ｉ１の電流値Ｉ１ａ）を双方向ＤＣＤＣコンバータ１の電力変換効率が最も良くなる電流値に規定する構成に限らず、期間Ｔ１での電流Ｉ２の電流値Ｉ２ａや、期間Ｔ１での電流Ｉ１の電流値Ｉ１ａを、電力変換効率が最も良くなる電流値以外の任意の電流値（例えば、所望の効率が得られる範囲における任意の電流値）に規定する構成を採用することもできる。
また、上記の双方向ＤＣＤＣコンバータ１では、スイッチング素子３１，３２で第２直流交流変換部１５を構成しているが、図示はしないが、トランス１３の第２巻線１３ｂを１つにして、かつ、第２直流交流変換部１５を、第１直流交流変換部１４の構成と同様のフルブリッジ形の構成にすることもできる。また、第１直流交流変換部１４および第２直流交流変換部１５の各スイッチング素子２１〜２４および各スイッチング素子３１，３２に対する各ゲート駆動信号Ｓａ〜Ｓｄおよび各ゲート駆動信号Ｓ１，Ｓ２をＰＷＭ方式によって生成して出力する構成を採用しているが、図示はしないが、ＰＦＭ方式によって生成する構成を採用することもできる。
また、各スイッチング素子２１〜２４，３１，３２として、ＭＯＳＦＥＴを使用しているが、ボディダイオードを並列に接続したバイポーラトランジスタを使用することもできるし、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用することもできる。
また、上記の双方向ＤＣＤＣコンバータ１では、電流検出部１８および電流検出部１９のうちのいずれか一方のみを備えて、電流検出部１８を備えている構成のときには、電流検出部１８が、充電動作中に第１電流検出部として機能して、第２直流電圧ラインＬ２に流出する電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａを第１電流値として検出し、かつ放電動作中に第２電流検出部として機能して、第２直流電圧ラインＬ２から流入する電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａを第２電流値として検出し、一方、電流検出部１９を備えている構成のときには、電流検出部１９が、充電動作中に第１電流検出部として機能して、第１直流電圧ラインＬ１から流入する電流Ｉ１の電流値（第１充電電流値）Ｉ１ａを第１電流値として検出し、かつ放電動作中に第２電流検出部として機能して、第１直流電圧ラインＬ１に流出する電流Ｉ１の電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａを第２電流値として検出しているが、電流検出部１８および電流検出部１９の双方を備える構成を採用することもできる。
この場合、電流検出部１９が充電動作中に第１電流検出部として機能して、第２直流電圧ラインＬ２に流出する電流Ｉ２の電流値（第２充電電流値）Ｉ２ａを第１電流値として検出するときには、電流検出部１８が放電動作中に第２電流検出部として機能して、第１直流電圧ラインＬ１に流出する電流Ｉ１の電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａを第２電流値として検出する。また、この構成において、制御部２０は、充電動作中には、第１電流値として検出される電流値Ｉ２ａと、この電流値Ｉ２ａに対して規定された第１しきい値Ｉｔｈ１および第２しきい値Ｉｔｈ２とを比較して、軽負荷状態か否かを判別し、放電動作中には、第２電流値として検出される電流値Ｉ１ａと、この電流値Ｉ１ａに対して規定された第３しきい値Ｉｔｈ３および第４しきい値Ｉｔｈ４とを比較して、軽負荷状態か否かを判別する。一方、電流検出部１９が放電動作中に第２電流検出部として機能して、第２直流電圧ラインＬ２から流入する電流Ｉ２の電流値（第２放電電流値）Ｉ２ａを第２電流値として検出するときには、電流検出部１８が充電動作中に第１電流検出部として機能して、第１直流電圧ラインＬ１から流入する電流Ｉ１の電流値（第１放電電流値）Ｉ１ａを第１電流値として検出する。また、このときには、制御部２０は、充電動作中には、第１電流値として検出される電流値Ｉ１ａと、この電流値Ｉ１ａに対して規定された第１しきい値Ｉｔｈ１および第２しきい値Ｉｔｈ２とを比較して、軽負荷状態か否かを判別し、放電動作中には、第２電流値として検出される電流値Ｉ２ａと、この電流値Ｉ２ａに対して規定された第３しきい値Ｉｔｈ３および第４しきい値Ｉｔｈ４とを比較して、軽負荷状態か否かを判別する。
また、電流Ｉ２の充電動作中での電流値（第１電流値）Ｉ２ａや、放電動作中での電流値（第２電流値）Ｉ２ａが、ほとんど変動せずに、低下したり、上昇したりする構成のときや、電流Ｉ１の充電動作中での電流値（第１電流値）Ｉ１ａや、放電動作中での電流値（第２電流値）Ｉ１ａが、ほとんど変動せずに、低下したり、上昇したりする構成のときには、１つのしきい値に基づいて間欠動作モードに移行したり、間欠動作モードから通常動作モードに移行したりする構成を採用したとしても、上記の発振状態に陥る可能性は低い。このため、このような場合、充電動作中においては上記した第１しきい値Ｉｔｈ１に基づいて、放電動作中においては上記した第３しきい値Ｉｔｈ３に基づいて、通常動作モードと間欠動作モードとの間の遷移を行うようにしてもよい。つまり、充電動作中においては、第１しきい値Ｉｔｈ１以下のときには間欠動作モードに移行し、第１しきい値Ｉｔｈ１を超えたときには通常動作モードに移行する構成を採用するようにしてもよい。また、放電動作中においては、第３しきい値Ｉｔｈ３以下のときには間欠動作モードに移行し、第３しきい値Ｉｔｈ３を超えたときには通常動作モードに移行する構成を採用するようにしてもよい。
また、上記の双方向ＤＣＤＣコンバータ１では、充電動作および放電動作の両動作において、第１直流交流変換部１４の各スイッチング素子２１〜２４および第２直流交流変換部１５の各スイッチング素子３１，３２に対してスイッチング動作を実行させる制御を行う構成を採用しているが、充電動作時には、第１直流交流変換部１４の各スイッチング素子２１〜２４のみをスイッチング動作させて、第２直流交流変換部１５の各スイッチング素子３１，３２についてはオフ状態に維持し、放電動作時には、第２直流交流変換部１５の各スイッチング素子３１，３２のみをスイッチング動作させて、第１直流交流変換部１４の各スイッチング素子２１〜２４についてはオフ状態に維持する構成を採用することもできる。この構成においても、第１直流電圧ラインＬ１から第２直流電圧ラインＬ２への方向の直流電力の伝達と、第２直流電圧ラインＬ２から第１直流電圧ラインＬ１への方向の直流電力の伝達、つまり、双方向での直流電力の伝達が可能であり、上記の電流Ｉ２（または電流Ｉ１）が少なくなったとき（しきい値以下に低下したとき）に通常動作モードから間欠動作モードに移行させることで、コンバータの効率を向上させることができる。
１ 双方向ＤＣＤＣコンバータ
３ ＡＣＤＣコンバータ
４ 蓄電器
１３ トランス
１３ａ 第１巻線
１３ｂ 第２巻線
１４ 第１直流交流変換部
１５ 第２直流交流変換部
１８ 電流検出部
１９ 制御部
Ｉ２ 電流
Ｉｔｈ１ 第１しきい値
Ｉｔｈ２ 第２しきい値
Ｌ１ 第１直流電圧ライン
Ｌ２ 第２直流電圧ライン
Ｖ１ 第１直流電圧
Ｖ２ 第２直流電圧

Claims (4)

  1. 第１直流電圧ラインと第２直流電圧ラインとの間に接続されて、当該第１直流電圧ラインと当該第２直流電圧ラインとの間で双方向に直流電力を伝達する双方向ＤＣＤＣコンバータであって、
    第１巻線および第２巻線を有するトランスと、
    前記第１直流電圧ラインと前記第１巻線との間に配設された第１直流交流変換部と、
    前記第２巻線と前記第２直流電圧ラインとの間に配設された第２直流交流変換部と、
    前記第１直流電圧ラインから前記第２直流電圧ラインに前記直流電力を伝達するときには、前記第１直流交流変換部に対して前記第１直流電圧ラインからの直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換させつつ前記第１巻線間に出力するスイッチング動作を実行させると共に、前記第２直流交流変換部に対して当該第１巻線間に当該交流電圧が出力されることに起因して前記第２巻線間に発生する交流電圧を整流して直流電圧に変換させつつ前記第２直流電圧ラインに出力する整流動作を実行させ、前記第２直流電圧ラインから前記第１直流電圧ラインに前記直流電力を伝達するときには、前記第２直流交流変換部に対して前記第２直流電圧ラインからの直流電圧をスイッチングして前記第２巻線に交流電流を発生させるスイッチング動作を実行させると共に、前記第１直流交流変換部に対して当該第２巻線に前記交流電流が発生させられることに起因して前記第１巻線に発生する交流電流を整流することで直流電圧を生成して当該第１直流電圧ラインに出力する整流動作を実行させるスイッチング制御処理を実行する制御部とを備え、
    前記制御部は、前記第１直流電圧ラインから流入する電流、前記第１直流電圧ラインに流出する電流、前記第２直流電圧ラインから流入する電流、および前記第２直流電圧ラインに流出する電流のうちの少なくとも１つの電流が低下して軽負荷状態になったときには、前記スイッチング制御処理の実行を停止する停止期間を設けて当該スイッチング制御処理を間欠的に実行する間欠動作モードに移行すると共に、当該スイッチング制御処理の実行期間における前記１つの電流の電流値を予め規定された電流値に維持しつつ、当該実行期間と前記停止期間の各長さの比を制御して、当該実行期間と当該停止期間とを合わせた期間での当該１つの電流の平均電流値を制御する双方向ＤＣＤＣコンバータ。
  2. 前記第１直流電圧ラインから流入する電流および前記第２直流電圧ラインに流出する電流のうちのいずれか一方の電流値を第１電流値として検出する第１電流検出部を備え、
    前記制御部は、前記第１電流値が、予め規定された第１しきい値以下になったときから、当該第１しきい値よりも大きい予め規定された第２しきい値以上になるときまでを前記軽負荷状態として前記スイッチング制御処理を間欠的に実行する請求項１記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ。
  3. 前記第１直流電圧ラインに流出する電流および前記第２直流電圧ラインから流入する電流のうちのいずれか一方の電流値を第２電流値として検出する第２電流検出部を備え、
    前記制御部は、前記第２電流値が、予め規定された第３しきい値以下になったときから、当該第３しきい値よりも大きい予め規定された第４しきい値以上になるときまでを前記軽負荷状態として前記スイッチング制御処理を間欠的に実行する請求項１または２記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ。
  4. 前記第１直流電圧ラインから流入する電流および前記第１直流電圧ラインに流出する電流の各電流値を検出する電流検出部、並びに前記第２直流電圧ラインから流入する電流および前記第２直流電圧ラインに流出する電流の各電流値を検出する電流検出部のうちのいずれか一方の電流検出部を備え、
    前記制御部は、前記一方の電流検出部で検出された前記各電流値が、予め規定された第１しきい値以下になったときから、当該第１しきい値よりも大きい予め規定された第２しきい値以上になるときまでを前記軽負荷状態として前記スイッチング制御処理を間欠的に実行する請求項１記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ。
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