CN103457474B - 双向dcdc转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种谋求效率的进一步提高的双向DCDC转换器，其具备：控制部，当直流电压线（L1）向直流电压线（L2）传送直流电力时，在第1直流交流转换部将第1直流电压转换成交流电压（Vac2）而输出到第1线圈间，且在第2直流交流转换部对交流电压（Vac3）进行整流而转换成第2直流电压，当从直流电压线（L2）向直流电压线（L1）传送直流电力时，在第2直流交流转换部对第2直流电压进行开关而在第2线圈产生交流电流（Iac1），且在第1直流交流转换部对在第1线圈产生的交流电流（Iac2）进行整流而生成第1直流电压的开关控制处理，控制部在流到各线间的电流下降的轻负载状态时，设置停止开关控制处理的实行的停止期间而间歇地实行控制处理。

Description

双向DCDC转换器
技术领域
本发明涉及一种连接在第1直流电压线（例如，连接有从商用交流电源生成的直流电压的ACDC转换器等的直流电压线）和第2直流电压线（例如，连接有蓄电器等的直流电压线）之间且在第1直流电压线和第2直流电压线之间双向地传送直流电力的双向DCDC转换器。
背景技术
作为这种双向DCDC转换器，本申请申请人已经提出了下述专利文献1中所公开的双向DCDC转换器的方案。该双向DCDC转换器（DCDC转换器）具备变压器、通过控制施加在变压器的初级侧（初级线圈）的电压来进行电力转换的电压型电力转换器、通过控制流到变压器次级侧（次级线圈）的电流来进行电力转换的电流型电力转换器、以及控制电压型电力转换器和电流型电力转换器的控制器，被构成为可以实行基于供给至电压型电力转换器侧的轨电压（直流电压）生成直流电压而对连接于电流型电力转换器侧的蓄电器进行充电的动作、以及基于对蓄电器充电的直流电压生成直流电压而作为轨电压输出的动作。
具体而言，在该双向DCDC转换器中，当对蓄电器进行充电时，电压型电力转换器利用开关元件对轨电压进行开关而生成交流电压并输出到变压器的初级线圈，由此变压器的次级线圈所产生的交流电压由电流型电力转换器进行整流而转换成直流电压，并且输出到蓄电器。另一方面，当从蓄电器放电时，电流型电力转换器利用开关元件开关从蓄电器供给的直流电压而生成交流电流并输出到变压器的次级线圈，由此从变压器的初级线圈输出的交流电流由电压型电力转换器进行整流而转换成直流电压，并且将转换后的直流电压作为轨电压输出。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012-5266号公报（第6页，第1图）
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，现有的双向DCDC转换器存在以下应改善的技术问题。即，在该双向DCDC转换器中，控制部即使在供给蓄电器的充电电流少的时候（即，电流型电力转换器的负载为轻负载时），也会按照与充电电流多的时候相同的恒定开关周期连续地操作电压型电力转换器和电流型电力转换器的开关动作。因此，由于在该双向DCDC转换器中，开关元件中常常发生开关损耗（导通损耗和关断损耗），因此，存在难以进一步提高效率这样的应该解决的技术问题。
本发明有鉴于为了改善这样的技术问题而作出的，其目的在于提供一种能够谋求进一步提高效率的双向DCDC转换器。
解决技术问题的手段
为了达到上述目的，本发明所涉及的双向DCDC转换器，是连接在第1直流电压线与第2直流电压线之间，在该第1直流电压线与该第2直流电压线之间双向传送直流电力的双向DCDC转换器，具备：具有第1线圈和第2线圈的变压器、配设在所述第1直流电压线与所述第1线圈之间的第1直流交流转换部、配设在所述第2线圈与所述第2直流电压线之间的第2直流交流转换部、以及实行如下开关控制处理的控制部：当从所述第1直流电压线向所述第2直流电压线传送所述直流电力时，对所述第1直流交流转换部实行对来自于第1直流电压线的直流电压进行开关而转换成交流电压并且输出到所述第1线圈间的开关动作，并且对所述第2直流交流转换部实行对起因于在该第1线圈间输出该交流电压而在所述第2线圈间产生的交流电压进行整流而转换成直流电压并且输出到所述第2直流电压线的整流动作；当从所述第2直流电压线向所述第1直流电压线传送所述直流电力时，对所述第2直流交流转换部实行对来自于所述第2直流电压线的直流电压进行开关而在所述第2线圈产生交流电流的开关动作，并且对所述第1直流交流转换部实行对起因于在该第2线圈产生所述交流电流而在所述第1线圈产生的交流电流进行整流而生成直流电压并输出到所述第1直流电压线的整流动作，所述控制部，在从所述第1直流电压线流入的电流、流出到所述第1直流电压线的电流、从所述第2直流电压线流入的电流、以及流出到所述第2直流电压线的电流中的至少1个的电流下降而成为轻负载状态时，设置停止所述开关控制处理的实行的停止期间而转移到间歇地实行该开关控制处理的间歇动作模式，并且将该开关控制处理的实行期间的所述1个电流的电流值维持在预先规定的电流值，并且控制该实行期间与所述停止期间的各长度比，控制该实行期间和该停止期间合起来的期间的该1个电流的平均电流值。
另外，本发明所述的双向DCDC转换器，具备将从所述第1直流电压线流入的电流和流出到所述第2直流电压线的电流中的任意一个电流值作为第1电流值进行检测的第1电流检测部，所述控制部将从所述第1电流值变为预先规定的第1阈值以下时开始到变为比该第1阈值大的预先规定的第2阈值以上为止，作为所述轻负载状态而间歇地实行所述开关控制处理。
另外，本发明所述的双向DCDC转换器，具备将流出到所述第1直流电压线的电流和从所述第2直流电压线流入的电流中的任意一个电流值作为第2电流值进行检测的第2电流检测部，所述控制部将从所述第2电流值变为预先规定的第3阈值以下时开始到变为比该第3阈值大的预先规定的第4阈值以上为止，作为所述轻负载状态而间歇地实行所述开关控制处理。
另外，本发明所述的双向DCDC转换器，具备检测从所述第1直流电压线流入的电流和流出到所述第1直流电压线的电流的各电流值的电流检测部、以及检测从所述第2直流电压线流入的电流和流出到所述第2直流电压线的电流的各电流值的电流检测部中的任意一个的电流检测部，所述控制部将从所述一个电流检测部所检测的所述各电流值变为预先规定的第1阈值以下时开始到变为比该第1阈值大的预先规定的第2阈值以上为止，作为所述轻负载状态而间歇地实行所述开关控制处理。
发明的效果
在本发明所涉及的DCDC转换器中，在轻负载状态时，控制部设定停止实行第1直流电压线控制处理的停止期间而间歇地实行开关控制处理，在轻负载以外时，连续地实行开关控制处理。因此，根据该双向DCDC转换器，与在轻负载状态时也与轻负载状态以外时同样地连续实行开关处理的结构不同，能够避免轻负载状态时的停止期间的开关损耗的产生，由此，能够降低轻负载状态下的开关损耗，其结果，能够提高该双向DCDC转换器的效率。
根据本发明所涉及的双向DCDC转换器，控制部在将从第1直流电压线向第2直流电压线传送直流电力时的间歇动作模式下的开关控制处理的实行期间的电流的电流值维持在预先规定的电流值（例如，在从第1直流电压线向第2直流电压线的方向上传送直流电力时双向DCDC转换器的电力转换效率最优的电流值）的状态下，控制实行期间与停止期间的长度比，控制实行期间和停止期间合起来的期间的电流的平均电流值，因而能够提高双向DCDC转换器的效率。
根据本发明所涉及的双向DCDC转换器，控制部在将从第2直流电压线向第1直流电压线传送直流电力时的间歇动作模式下的开关控制处理的实行期间的电流的电流值维持在预先规定的电流值（例如，在从第2直流电压线向第1直流电压线的方向上传送直流电力时双向DCDC转换器的电力转换效率最优的电流值）的状态下，控制实行期间与停止期间的长度比，控制实行期间和停止期间合起来的期间的电流的平均电流值，故而能够提高双向DCDC转换器的效率。
另外，根据本发明所涉及的双向DCDC转换器，将从第1电流检测部所检测的第1电流值变为第1阈值以下时开始到变为第2阈值以上为止，作为轻负载状态，控制部间歇地实行开关控制处理，因而，即使在第1电流值变动并且时而下降时而上升的情况下，也能够切实地避免控制部陷入在短期间交替地反复实行通常动作模式与间歇动作模式这样的振荡状态，故而能够稳定地实行从第1直流电压线向第2直流电压线的方向的直流电力的传递。
另外，根据本发明所涉及的双向DCDC转换器，将从第2电流检测部所检测的第2电流值变为第3阈值以下时开始到变为比第4阈值以上时为止作为轻负载状态，控制部间歇地实行开关控制处理，因而，即使在第2电流值变动并且时而下降时而上升的情况下，也能够切实地避免控制部陷入在短期间交替地反复实行通常动作模式与间歇动作模式这样的振荡状态，故而能够稳定地实行在从第2直流电压线向第1直流电压线的方向上的直流电力的传递。
另外，根据本发明所涉及的双向DCDC转换器，具备检测从第1直流电压线流入的电流和流出到第1直流电压线的电流的各电流值的电流检测部、以及检测从第2直流电压线流入的电流和流出到第2直流电压线的电流的各电流值的电流检测部中的任意一个的电流检测部，该一个电流检测部检测流到双向（充电方向和放电方向）的电流，因此能够使双向DCDC转换器的结构简略化，其结果，能够谋求产品成本的降低。另外，根据该双向DCDC转换器，通过使对流到充电方向的电流和流到放电方向的电流的阈值共用，能够降低阈值的设定所需要的耗费。
附图说明
图1是双向DCDC转换器1的结构图。
图2是适用了双向DCDC转换器1的电源系统2的结构图。
图3是用于说明双向DCDC转换器1的动作的各栅极驱动信号Sa～Sd,S1,S2的波形图。
图4是用于说明双向DCDC转换器1的间歇动作模式下的充电动作的波形图。
图5是用于说明双向DCDC转换器1的间歇动作模式下的放电动作的波形图。
符号说明：
1双向DCDC转换器
3ACDC转换器
4蓄电器
13变压器
13a第1线圈
13b第2线圈
14第1直流交流转换部
15第2直流交流转换部
18电流检测部
19控制部
I2电流
Ith1第1阈值
Ith2第2阈值
L1第1直流电压线
L2第2直流电压线
V1第1直流电压
V2第2直流电压
具体实施方式
以下，参照附图说明双向DCDC转换器的实施方式。
图1所示的双向DCDC转换器1，作为一个例子，使用在图2所示的电源系统2。该电源系统2，作为一个例子，如该图所示，具备双向DCDC转换器1、ACDC转换器3和蓄电器4，基于从未图示的商用交流电源输出的交流电压Vac1生成第1直流电压V1，输出到负载5。作为负载5例如可以是以直流电压动作的电子设备或直流电机，也可以是其他的蓄电器。
首先，参照附图1,2说明电源系统2的各构成要素的动作概要。
在电源系统2中，在从未图示的商用交流电源将规定的电压值范围内的交流电压Vac1供给ACDC转换器3时，ACDC转换器3将所输入的交流电压Vac1电压转换（交流直流转换）成一定的电压值（高压侧的规定（目标）电压值V1ref）的第1直流电压V1，并且经由第1直流电压线L1a,L1b（以下，不特别区别时称为“第1直流电压线L1”）输出到负载5。另外，ACDC转换器3将该第1直流电压V1输出到第1输入输出端子11a,11b（以下，不特别区别时称为“第1输入输出端子11”）连接于第1直流电压线L1a,L1b的双向DCDC转换器1。双向DCDC转换器1对从第1输入输出端子11输入的该第1直流电压V1进行电压转换（直流直流（DCDC）转换）而生成第2直流电压V2，并且从第2输入输出端子12a,12b（以下，不特别区别时称为“第2输入输出端子12”）经由连接了第2输入输出端子12a,12b的第2直流电压线L2a,L2b（以下，不特别区别时称为“第2直流电压线L2”）输出到蓄电器4，由此将蓄电器4充电（即，实现对蓄电器4的充电动作）至一定的电压值（低压侧的规定（目标）电压值V2ref）。
另一方面，从商用交流电源供给ACDC转换器3的交流电压Vac1的电压值低于上述的电压值范围时，从ACDC转换器3输出的第1直流电压V1的电压值也下降（即，成为从ACDC转换器3输出到负载5的第1直流电压V1的电压值未达到规定电压值V1ref的状态）。此时，双向DCDC转换器1对经由第2直流电压线L2供给第2输入端子12的蓄电器4所蓄积的直流电力（第2直流电压V2）进行变压转换，从第1输出端子11经由第1直流电压线L1输出到ACDC转换器3侧（具体而言是负载5），由此使第1直流电压V1的电压值上升至接近规定电压值V1ref（即实行对蓄电器4的放电动作）。由此，交流电压Vac1的电压值即使是在低于上述的电压值范围时，也能对负载5继续输出规定电压值V1ref的第1直流电压V1。
接着，参照图1说明双向DCDC转换器1。
首先，说明双向DCDC转换器1的结构。双向DCDC转换器1具备第1输入输出端子11、第2输入输出端子12、变压器13、第1直流交流转换部14、第2直流交流转换部15、电压检测部16,17、电流检测部18,19和控制部20，并如上述那样连接在第1直流电压线L1（ACDC转换器3侧）与第2直流电压线L2（蓄电器4侧）之间，在第1直流电压线L1与第2直流电压线L2之间直流电力双向传递。再有，关于电流检测部18,19，如后述那样，可以采用使用其中任意一种的结构、以及使用两种的结构。
变压器13，作为一个例子，具备相互电绝缘的第1线圈13a和第2线圈13b。另外，第2线圈13b配设有中心抽头。
第1直流交流转换部14是电压型电力转换器，如图1所示，配设在ACDC转换器3与第1线圈13a之间，具体而言，在与ACDC转换器3和负载5连接的第1输入输出端子11与第1线圈13a之间。另外，第1直流交流转换部14，作为一个例子，具备全桥型连接的4个开关元件（在本例中，是n沟道MOSFET（Metal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistor））21,22,23,24、以及电容器25。在这种情况下，电容器25连接在第1输入输出端子11a,11b之间。
开关元件21,22通过使开关元件21的源极端子与开关元件22的漏极端子连接而相互串联连接。另外，开关元件21,22的串联电路，通过使开关元件21的漏极端子连接于第1输入输出端子11a并且开关元件22的源极端子连接于第1输入输出端子11b，从而连接于第1输入输出端子11a,11b之间。
同样，开关元件23,24，通过使开关元件23的源极端子与开关元件24的漏极端子连接而相互串联连接。另外，开关元件23,24的串联电路，通过使开关元件23的漏极端子连接于第1输入输出端子11a并且开关元件24的源极端子连接于第1输入输出端子11b，从而在第1输入输出端子11a,11b间以并联状态与开关元件21,22的串联电路连接。另外，开关元件21的源极端子与开关元件22的漏极端子的连接点连接有变压器13的第1线圈13a的一端，开关元件23的源极端子与开关元件24的漏极端子的连接点连接有第1线圈13a的另一端。
第2直流交流转换部15是电流型电力转换器，如图1所示，配设在第2线圈13b与蓄电池4之间，具体而言，在连接于蓄电器4的第2输入输出端子12与第2线圈13b之间。另外，第2直流交流转换部15，作为一个例子，具备经由第2线圈13b而连接的2个开关元件（在本例中，是n沟道MOSFET）31,32、电感器33以及电容器34。
在这种情况下，开关元件31,32各自的源极端子均连接于第2输入输出端子12b。另外，开关元件31的漏极端子连接于第2线圈13b的一端，开关元件32的漏极端子连接于第2线圈13b的另一端。电感器33其一端连接于第2线圈13b的中心抽头，其另一端连接于第2输入输出端子12a。电容器34连接在电感器33的另一端与第2输入输出端子12b之间。
电压检测部16连接于第1输入输出端子11a，11b之间，检测第1直流电压V1的电压值V1a，并输出至控制部20。另外，电压检测部17连接于第2输入输出端子12a，12b之间，检测第2直流电压V2的电压值V2a，并输出至控制部20。
电流检测部18，作为一个例子，配设在电容器25中的第1输入输出端子11a侧的端子与第1输入输出端子11a之间，检测流到双向DCDC转换器1与第1直流电压线L1之间的电流I1的电流值I1a而输出到控制部20。在这种情况下，电流检测部18，在本例中当沿着图1中的箭头的朝向流动的电流I1（在放电动作时流出到第1直流电压线L1的第1放电电流）的电流值（第1放电电流值）I1a作为第2电流值进行检测时，作为第2电流检测部起作用，当以沿着与图1中的箭头朝向相反的朝向流动的电流I1（充电动作时从第1直流电压线L1流入的第1充电电流）的电流值（第1充电电流值）I1a作为第1电流值进行检测时作为第1电流检测部起作用。
另外，电流检测部19，作为一个例子，配设在电感器33的另一端与第2输入输出端子12a之间，检测流到双向DCDC转换器1与第2直流电压线L2之间的电流I2的电流值I2a而输出到控制部20。在这种情况下，电流检测部19在本例中当以沿着图1中的箭头的朝向流动的电流I2（在充电动作时流出到第2直流电压线L2的第2充电电流）的电流值（第2充电电流值）I2a作为第1电流值进行检测时，作为第1电流检测部起作用，当以沿着与图1中的箭头朝向相反的朝向流动的电流I2（放电动作时从第2直流电压线L2流入的第2放电电流）的电流值（第2放电电流值）I2a作为第2电流值进行检测时作为第2电流检测部起作用。
控制部20例如使用DSP（DigitalSignalProcessor：数字信号处理器）来构成，基于由电压检测部16检测的第1直流电压V1的电压值V1a、由电压检测部17检测的第2直流电压V2的电压值V2a、由电流检测部18检测的电流I1的电流值（第1放电电流值或第1充电电流值）I1a和由电流检测部19检测的电流I2的电流值（第2放电电流值或第2充电电流值）I2a中的任一种，通过PWM方式（例如使频率稳定在数十kHz，并且变更脉冲宽度（占空比）的PWM方式）生成相对于构成第1直流交流转换部14的4个开关元件21,22,23,24的栅极驱动信号Sa,Sb,Sc,Sd、以及相对于构成第2直流交流转换部15的2个开关元件31,32的栅极驱动信号S1,S2并输出，由此实行对第1直流交流转换部14和第2直流交流转换部15的开关控制处理。
再有，当像这样电流检测部18,19检测双向流动的电流（充电电流和放电电流）的电流值的结构（作为第1电流检测部和第2电流检测部起作用的结构）时，若双向DCDC转换器1具备电流检测部18,19中的任一者，则控制部20基于由该一个电流检测部检测的电流（充电电流和放电电流）的电流值，能够进行对第1直流交流转换部14和第2直流交流转换部15的开关控制处理。即，当控制部20仅具备电流检测部18的结构时，基于电流值（第1放电电流值或第1充电电流值）I1a实行开关控制处理，当仅具备电流检测部19的结构时，基于电流值（第2放电电流值或第2充电电流值）I2a实行开关控制处理。
关于各栅极驱动信号Sa～Sd的生成，本例中作为一个例子，如图3所示，控制部20通过PWM方式生成相位相差180°的栅极驱动信号Sa,Sb，并且将栅极驱动信号Sa输出到开关元件21的栅极端子，且将栅极驱动信号Sd作为栅极驱动信号Sd输出到开关元件24的栅极端子。另外，控制部20将栅极驱动信号Sd输出到开关元件22的栅极端子，且将栅极驱动信号Sb作为栅极驱动信号Sc输出到开关元件23的栅极端子。在这种情况下，控制部20以在彼此导通期间不重叠的方式生成栅极驱动信号Sa,Sb，以使所有开关元件21～24不同时成为导通的状态。另一方面，关于各栅极驱动信号S1,S2的生成，控制部20，作为一个例子，生成使栅极驱动信号Sb反转的信号作为栅极驱动信号S1输出到开关元件31的栅极端子，并且生成使栅极驱动信号Sa反转的信号作为栅极驱动信号S2输出到栅极开关元件32的栅极端子。通过该结构，控制部20以使彼此导通期间部分地（上升时的一部分期间和下降时的一部分期间）重叠的方式生成栅极驱动信号S1,S2。
另外，已知有，在包含该双向DCDC转换器1的转换器整体中，响应于输出电流的电流值，例如变压器的线圈所造成的损耗、开关元件所造成的损耗、以及电路图案所造成的损耗变化而引起转换器的电力转换效率变化，此外，也已知有，电力转换效率最优的输出电流的电流值存在于各个转换器。在该双向DCDC转换器1，也存在关于从第1直流电压线L1向第2直流电压线L2传送直流电力时（本例中充电时）电力转换效率最优的电流I2的电流值I2a的值（最适值）、以及关于从第2直流电压线L2向第1直流电压线L1传送直流电力时（本例中是放电时）电力转换效率最优的电流I1的电流值I1a的值（最适值），这些最适值可以通过实验或模拟等预先取得。
在该双向DCDC转换器1中，当基于由电流检测器19检测的电流值I2a进行控制时，预先取得关于充电时的电流I2的电流值（第2充电电流值）I2a的最适值（例如4A）、以及关于放电时的电流I2的电流值（第2放电电流值）I2a的最适值（例如，3.8A），各最适值作为关于电流I2的预先规定的电流值而被存储于控制部20。另外，当基于由电流检测部I8检测的电流值I1a进行控制时，预先取得关于充电时的电流I1的电流值（第1充电电流值）I1a的最适值（例如，1A）、以及关于放电时的电流I1的电流值（第1放电电流值）I1a的最适值（例如，1A），各最适值作为关于电流I1的预先规定的电流值而被存储于控制部20。
接着，说明电源系统2的双向DCDC转换器1的动作。
在该双向DCDC转换器1中，控制部20在通常动作模式时，在图3所示的时刻连续地生成各栅极驱动信号Sa,Sb,Sc,Sd并输出到第1直流交流转换部14的各开关元件21,22,23,24，并且连续地生成各栅极驱动信号S1,S2并输出到第2直流交流转换部15的各开关元件31,32，由此与相对应的栅极驱动信号Sa,Sb,Sc,Sd,S1,S2同步而连续地进行各开关元件21,22,23,24,31,32的导通·关断驱动。在这种状态下，当从第1直流电压线L1（ACDC转换器3）向第2直流电压线L2（蓄电池4）的方向（充电方向）传送直流电力时，双向DCDC转换器1作为电压型DCDC转换器进行动作。另一方面，当从第2直流电压线L2（蓄电池4）向第1直流电压线L1（ACDC转换器3）的方向（放电方向）传送直流电力时，双向DCDC转换器1作为电流型DCDC转换器进行动作。
在双向DCDC转换器1中，当增加从第1直流电压线L1（ACDC转换器3）向第2直流电压线L2（蓄电池4）的方向（充电方向）传送的直流电力时（当从放电动作状态转移到充电动作状态时，以及当在充电动作状态下增加传送到第2直流电压线L2的直流电力时），控制部20，如图4下图所示，实行扩大各栅极驱动信号Sa,Sb,Sc,Sd的脉冲幅度（提高占空比）的开关控制处理（对于各栅极驱动信号S1,S2，实行减少导通期间的重叠情况的开关处理）。
具体而言，在第1直流交流转换部14中，实行各开关元件21,22,23,24对来自于ACDC转换器3的第1直流电压V1进行开关而转换成交流电压Vac2并且输出到第1线圈13a间的开关动作，在第2直流交流转换部15中，各开关元件31,32与体二极管31a,32a一起作为整流元件起作用，实行对起因于交流电压Vac2输出到第1线圈13a间而在第2线圈13b间产生的交流电压Vac3进行整流而转换成第2直流电压V2并且输出到蓄电器4的整流动作。即，控制部20在双向DCDC转换器1进行充电动作时，连续地实行以下开关控制处理：对第1直流交流转换部14实行对第1直流电压V1进行开关而转换成交流电压Vac2并且输出到第1线圈13a间的开关动作，且对第2直流交流转换部15实行对第2线圈13b间产生的交流电压Vac3进行整流而转换成第2直流电压V2并且输出到蓄电器4的整流动作。
在该充电动作时，控制部20，决定为了让由电压检测部17检测的第2直流电压V2的电压值接近于规定电压值V2ref所需要的电流I2的目标电流值，控制各栅极驱动信号Sa,Sb,Sc,Sd的占空比，以使由电流检测部19检测的电流I2的电流值（第2充电电流值）I2a接近于目标电流值。此时，电流I2的目标电流值被限制在规定的电流值（根据蓄电器4设定的充电电流的电流值）以下的值。因此，蓄电器4的充电电平低时，由于第2直流电压V2比规定电压值V2ref低，因此蓄电器4按恒定电流被充电。再有，控制部20在基于由电流检测部18检测的电流值（第1充电电流值）I1a进行控制的情况下，决定为了让由电压检测部17检测的第2直流电压V2的电压值V2a接近于规定的电压值V2ref所需要的电流I1的目标值，控制各栅极驱动信号Sa,Sb,Sc,Sd的占空比，以使由电流检测部18检测的电流值（第1充电电流值）I1a接近于该目标电流值。
另一方面，在双向DCDC转换器1中，当从第2直流电压线L2（蓄电器4）向第1直流电压线L1（负载5）的方向传送的直流电力增加时（当从充电动作状态转移到放电动作状态时，以及当在放电动作状态下增加传送到第1直流电压线L1的直流电力时），控制部20，如图5下图所示，实行扩大各栅极驱动信号S1,S2的脉冲幅度（提高占空比），增加各栅极驱动信号S1,S2的导通期间的重叠情况的开关控制处理。
具体而言，在第2直流交流转换部15中，实行通过各开关元件31,32对来自于蓄电器4的第2直流电压V2进行开关而在第2线圈13b产生交流电流Iac1的开关动作，在第1直流交流转换部14中，各开关元件21～24与各体二极管21a,22a,23a,24a一起作为整流元件起作用，实行对起因于交流电流Iac1在第2线圈13b产生而在第1线圈13a产生的交流电流Iac2进行整流而输出到电容器25（对电容器25充电），由此转换成第1直流电压V1并且输出到第1直流电压线L1（具体而言，与第1直流电压线L1连接的负载5）的整流动作。即，控制部20在双向DCDC转换器1进行放电动作时，连续地实行如下开关控制处理：对第2直流交流转换部15实行对第2直流电压V2进行开关而在第2线圈13b产生交流电流Iac1的开关动作，且对第1直流交流转换部14实行对第1线圈13间产生的交流电流Iac2进行整流，由此生成第1直流电压V1而输出到负载5的整流动作。
在该充电动作时，各开关元件31,32如上述那样由导通期间的重叠状态的栅极驱动信号S1,S2（图3中用实线表示的信号）驱动。因此，当各开关元件31,32同时成为导通状态时电力（能量）被蓄积在电感器33，其后当开关元件31,32中的一个转移到导通状态时，该电感器33所蓄积的直流电力（能量）经由第2线圈13b而供给第1线圈13a侧。由此，在第1线圈13a产生交流电流Iac2。控制部20，实行如下控制：决定为了让由电压检测部16检测的第1直流电压V1的电压值V1a接近于规定电压值V1ref所需要的电流I2的目标电流值，改变各栅极驱动信号S1,S2的占空比以使由电流检测部19检测的电流I2的电流值（第2放电电流值）I2a接近于目标电流值，调整栅极驱动信号S1,S2的导通期间的重叠情况。由此，供给负载5的第1直流电压V1的电压值被维持在规定电压值V1ref。再有，控制部20在基于由电流检测部18检测的电流值（第1放电电流值）I1a进行控制的情况下，实行如下控制：决定为了让由电压检测部16检测的第1直流电压V1的电压值V1a接近于规定电压值V1ref而必要的电流值I1的目标电流值，改变各栅极驱动信号S1,S2的占空比以使由电流检测部18检测的电流值（第1放电电流值）I1a接近于该目标电流值，调整栅极驱动信号S1,S2的导通期间的重叠情况。
另一方面，当充电动作中蓄电池4的电压到达规定电压值V2ref时，电流检测部19中所检测的电流I2的电流值（第2充电电流值）I2下降。另外，当放电动作中负载5变轻时，电流检测部19中所检测的电流I2的电流值（第2放电电流值）I2a下降。在这种情况下，双向DCDC转换器1从上述的通常动作模式转移到间歇动作模式。以下，说明该间歇动作模式。
首先，说明充电动作中电流I2的电流值（第2充电电流值）I2a下降时的动作。在这种情况下，控制部20从电流I2的电流值（第2充电电流值）I2a下降而变为预先规定的第1阈值Ith1（例如，1A）以下时开始，到其后电流I2的电流值（第2充电电流值）I2a上升而变为比该第1阈值Ith1大的预先规定的第2阈值Ith2（例如，2A）以上为止，判断双向DCDC转换器1处于轻负载状态（充电电流少的状态），并转移到间歇地实行上述的开关控制处理的间歇动作模式。再有，当基于由电流检测部18检测的电流I1的电流值（第1充电电流值）I1a进行控制时，对充电动作中的电流I1的电流值（第1充电电流值）I1a设定第1阈值Ith1和第2阈值Ith2。
在该充电动作中的间歇动作模式中，控制部20与连续实行的开关控制处理的通常动作模式不同，如图4中的上图所示，设置实行开关控制处理的各期间（实行期间）T1之间的停止开关控制处理的期间（停止期间）T2，通过降低作为期间（实行期间）T1和期间（停止期间）T2合起来的期间全体的开关损耗，提高双向转换器1的充电时的效率。
在这种情况下，控制部20将期间T1的电流I2的电流值I2a维持在预先存储的电流值（充电时的最适值。本例中为4A），并且通过控制期间T1与期间T2的长度比，控制期间T1和期间T2合起来的期间的电流I2的平均电流值。这里，控制部20在将为了让第2直流电压V2的电压值维持在接近于规定电压值V2ref所需要的电流I2的目标电流值决定为0.4A时，将期间T1与期间T2的长度比调整为1︰9，由此，将期间T1与期间T2合起来的期间的电流I2的平均电流值控制在0.4A（=4A/10）。另一方面，控制部20在将该电流I2的目标电流值决定为0.8A时，将期间T1与期间T2的长度比规定为1︰4，由此，将期间T1与期间T2合起来的期间的电流I2的平均电流值控制在0.8A（=4A/5）。再有，当基于由电流检测部18检测的电流I1的电流值（第1充电电流值）I1a进行控制时，进行期间T1的电流值（第1充电电流值）I1a成为充电时的最适值（例如，1A）那样的控制。
如此，该双向DCDC转换器1在充电动作中的间歇动作模式下的期间T1中，以将电流I2的电流值（第2充电电流）I2a维持在双向DCDC转换器1的电力转换效率最优的电流值（4A）的状态下工作，在从第1直流电压线L1向第2直流电压线L2的方向上传送直流电力。该结果进一步提高了充电动作中的间歇动作模式下的双向DCDC转换器1的效率。
接着，说明放电动作中电流I2的电流值（第2放电电流值）I2a下降时的动作。在这种情况下，控制部20从电流I2的电流值（第2放电电流值）I2a下降而变为预先规定的第3阈值Ith3（例如，0.8A）以下时，到其后电流I2的电流值（第2放电电流值）I2a上升而成为比第3阈值Ith3大的预先规定的第4阈值Ith4（例如，1.8A）以上为止，判断双向DCDC转换器1处于轻负载状态（放电电流少的状态），并转移到间歇地实行上述的开关控制处理的间歇动作模式。再有，当基于由电流检测部18检测的电流I1的电流值（第1放电电流值）I1a进行控制时，对放电动作中的电流I1的电流值（第1放电电流值）I1a设定第3阈值Ith3和第4阈值Ith4。
在该放电动作中的间歇动作模式中，控制部20与充电动作中的间歇动作模式时同样地，如图5中的上图所示，设置实行开关控制处理的各期间（实行期间）T1之间的停止开关控制处理的期间（停止期间）T2，通过降低作为期间（实行期间）T1和期间（停止期间）T2合起来的期间全体的开关损耗，提高双向转换器1的充电时的效率。
在这种情况下，控制部20将期间T1的电流I2的电流值I2a维持在预先存储的电流值（放电时的最适值。本例中为3.8A），并且通过控制期间T1与期间T2的长度比，控制期间T1和期间T2合起来的期间的电流I2的平均电流值。这里，控制部20在决定为了让第1直流电压V1的电压值维持在接近于规定电压值V1ref所需要的电流I2的目标电流值时，与充电动作中的间歇动作模式的控制同样地，通过调整期间T1和期间T2的长度比，由此进行控制，使期间T1与期间T2合起来的期间的电流I2的平均电流值成为目标电流值。再有，当基于由电流检测部18检测的电流I1的电流值（第1放电电流值）I1a进行控制时，进行期间T1的电流值（第1放电电流值）I1a成为放电时的最适值（例如，1A）那样的控制。
如此，该双向DCDC转换器1在放电动作中的间歇动作模式下的期间T1，以将电流I2的电流值（第2放电电流）I2a维持在双向DCDC转换器1的电力转换效率最优的电流值（3.8A）的状态下工作，从第2直流电压线L2向第1直流电压线L1的方向传送直流电力。其结果进一步提高了放电动作中的间歇动作模式下的双向DCDC转换器1的效率。
如以上所述，在该双向DCDC转换器1中，控制部20在双向转换器1为轻负载状态（流出到第2直流电压线L2的电流或从第2直流电压线L2流入的电流变少的状态、或者流出到第1直流电压线L1的电流或从第1直流电压线L1流入的电流变少的状态（电流下降的状态））时，如图4,5所示，设定停止上述的开关控制处理的实行的期间（停止期间）T2，间歇地实行开关控制处理。因此，根据该双向DCDC转换器1，与在轻负载状态时也与轻负载状态以外时同样地连续实行开关处理的结构不同，能够避免轻负载状态时的停止期间的开关损耗的产生，由此，能够降低轻负载状态下的开关损耗，其结果，能够充分地提高该双向DCDC转换器1的效率。
另外，在该双向DCDC转换器1中，控制部20在充电动作中的间歇动作模式下的期间T1，基于由电流检测部19作为第1电流值检测的流出到第2直流电压线L2的电流I2的电流值（第2充电电流值）I2a进行控制时，在将电流I2的电流值（第2充电电流值）I2a维持在充电动作时的双向DCDC转换器1的电力转换效率最优的电流值（4A）的状态下，控制期间T1与期间T2的长度比，并且驱动各开关元件21,22,23,24等，控制期间T1和期间T2合起来的期间的电流I2的平均电流值。另外，控制部30在充电动作中的间歇动作模式下的期间T1，基于由电流检测部18作为第1电流值检测的从第1直流电压线L1流入的电流I1的电流值（第1充电电流值）I1a进行控制时，在将期间T1的电流值（第1充电电流值）I1a维持在充电时的最适值（例如，1A）的状态下，控制期间T1和期间T2合起来的期间的电流I1的平均电流值。因此，根据该双向DCDC转换器1，能够提高双向DCDC转换器1的效率。
另外，在该双向DCDC转换器1中，控制部20在放电动作中的间歇动作模式下的期间T1中，基于由电流检测部19作为第2电流值检测的从第2直流电压线L2流入的电流I2的电流值（第2放电电流值）I2a进行控制时，在将电流I2的电流值（第2放电电流值）I2a维持在放电动作时的双向DCDC转换器1的电力转换效率最优的电流值（3.8A）的状态下，控制期间T1和期间T2合起来的期间的电流I2的平均电流值。另外，控制部20在放电动作中的间歇动作模式下的期间T1中，基于由电流检测部18作为第2电流值检测的流出到第1直流电压线L1的电流I1的电流值（第1放电电流值）I1a进行控制时，在将期间T1的电流值（第1放电电流值）I1a维持在充电时的最优值（例如，1A）的状态下，控制期间T1和期间T2合起来的期间的电流I1的平均电流值。因此，根据该双向DCDC转换器1，能够提高双向DCDC转换器1的效率。
另外，在该双向DCDC转换器1中，控制部20在充电动作中基于由电流检测部19作为第1电流值检测的流出到第2直流电压线L2的电流I2的电流值（第2充电电流值）I2a进行控制时，将从该电流值I2a成为对电流值I2a规定的第1阈值Ith1以下时开始，到成为比第1阈值Ith1大的第2阈值Ith2以上为止作为轻负载状态而转移到间歇动作模式（间歇地实行开关控制处理）。另外，控制部20在充电动作中基于由电流检测部18作为第1电流值检测的从第1直流电压线L1流入的电流I1的电流值（第1充电电流值）I1a进行控制时，将从该电流I1a成为对电流值I1a规定的第1阈值Ith1以下时开始，到成为比第1阈值Ith1大的第2阈值Ith2以上为止作为轻负载状态而转移到间歇动作模式（间歇地实行开关控制处理）。因此，根据该双向DCDC转换器1，与基于1个阈值而转移到间歇动作模式的结构不同，即使在充电动作中电流I2的电流值I2a变动并且时而下降时而上升的情况下（即使在进行基于电流值I1a的控制时，充电动作中电流I1的电流I1变动并且时而下降时而上升的情况下），控制部20陷入在短期间交替地重叠实行通常模式与间歇动作模式这样的振荡状态能够被切实地避免，因而能够稳定地实行从第1直流电压线L1向第2直流电压线L2的方向的直流电力的传送。
另外，在该双向DCDC转换器1中，控制部20在放电动作中基于由电流检测部19作为第2电流值检测的从第2直流电压线L2流入的电流I2的电流值（第2充电电流值）I2a进行控制时，将从该电流值I2a成为对电流值I2a规定的第3阈值Ith3以下时开始，到成为比第3阈值Ith3大的第4阈值Ith4以上为止作为轻负载状态而转移到间歇动作模式（间歇地实行开关控制处理）。另外，控制部20在放电动作中基于由电流检测部18作为第2电流值检测的流出到第1直流电压线L1的电流I1的电流值（第1放电电流值）I1a进行控制时，将从该电流I1a成为对电流值I1a规定的第3阈值Ith3以下时开始，到成为比第3阈值Ith3大的第4阈值Ith4以上为止作为轻负载状态而转移到间歇动作模式（间歇地实行开关控制处理）。因此，根据该双向DCDC转换器1，与基于1个阈值而转移到间歇动作模式的结构不同，即使在放电动作中电流I2的电流值I2a变动并且时而下降时而上升的情况下（即使在进行基于电流值I1a的控制时，放电动作中电流I1的电流值I1a变动并且时而下降时而上升的情况下），控制部20陷入在短期间交替地重叠实行通常模式与间歇动作模式这样的振荡状态能够被切实地避免，因而能够稳定地实行从第2直流电压线L2向第1直流电压线L1的方向的直流电力的传送。
再有，在采用转移到间歇动作模式的结构所得到的效率的提高充分的情况下，不限于将充电动作中间歇动作模式的期间T1的电流I2的电流值I2a（或者，电流I1的电流值I1a）规定在双向DCDC转换器1的电力转换效率最优的电流值，并将放电动作中的间歇动作模式的期间T1的电流I2的电流值I2a（或者电流I1的电流值I1a）规定在双向DCDC转换器1的电力转换效率最优的电流值的结构，可以采用将期间T1的电流I2的电流值I2a或期间T1的电流I1的电流值I1a规定在电力转换效率最优的电流值以外的任意的电流值（例如，得到所期望的效率的范围内的任意电流值）的结构。
另外，在上述的双向DCDC转换器1中，由开关元件31,32构成第2直流转换部15，然而，虽然未图示，但也可以做成变压器13的第2线圈13b为1个且第2直流交流转换部15为与第1直流交流转换部14的结构相同的全桥型的结构。另外，采用了通过PWM方式生成并输出对第1直流交流转换部14和第2直流交流转换部15的各开关元件21～24和各开关元件31,32的各栅极驱动信号Sa～Sb和各栅极驱动信号S1,S2的结构，然而，虽然未图示，但也可以采用通过PFM方式生成的结构。
另外，虽然使用MOSFET作为各开关元件21～24,31,32，但也可以使用并联连接体二极管的双极型晶体管，也可以使用IGBT（InsulatedGateBipolarTransistor）。
另外，以上述的双向DCDC转换器1中，具备电流检测部18和电流检测部19中的任一个，当具备电流检测部18的结构时，电流检测部18在充电动作中作为第1电流检测部起作用，将流出到第2直流电压线L2的电流I2的电流值（第2充电电流值）I2a作为第1电流值检测，且在放电动作中作为第2电流检测部起作用，将从第2直流电压线L2流入的电流I2的电流值（第2放电电流值）I2a作为第2电流值检测，另一方面，当具备电流检测部19时，电流检测部19在充电动作中作为第1电流检测部起作用，将从第1直流电压线L1流入的电流I1的电流值（第1充电电流值）I1a作为第1电流值检测，且在放电动作中作为第2电流检测部起作用，将流出到第1直流电压线L1的电流I1的电流值（第1放电电流值）I1a作为第2电流值检测，但也可以采用具备电流检测部18和电流检测部19两者的结构。
在这种情况下，当电流检测部19在充电动作中作为第1电流检测部起作用，将流出到第2直流电压线L2的电流I2的电流值（第2充电电流值）I2a作为第1电流值检测时，电流检测部18在放电动作中作为第2电流检测部起作用，流出到第1直流电压线L1的电流I1的电流值（第1放电电流值）I1a作为第2电流值检测。另外，在该结构中，控制部20，在充电动作中，将作为第1电流值被检测的电流值I2a与对该电流值I2a规定的第1阈值Ith1和第2阈值Ith2进行比较，判断是否为轻负载状态，在放电动作中，将作为第2电流值被检测的电流值I1a与对该电流值I1a规定的第3阈值Ith3和第4阈值Ith4进行比较，判断是否为轻负载状态。另一方面，当电流检测部19在放电动作中作为第2电流检测部起作用，将从第2直流电压线L2流入的电流I2的电流值（第2放电电流值）I2a作为第2电流值检测时，电流检测部18在充电动作中作为第1电流检测部起作用，从第1直流电压线L1流入的电流I1的电流值（第1放电电流值）I1a作为第1电流值检测。另外，此时，控制部20，在充电动作中，将作为第1电流值被检测的电流值I1a与对该电流值I1a规定的第1阈值Ith1和第2阈值Ith2进行比较，判断是否为轻负载状态，在放电动作中，将作为第2电流值被检测的电流值I2a与对该电流值I2a规定的第3阈值Ith3和第4阈值Ith4进行比较，判断是否为轻负载状态。
另外，即使在电流I2的充电动作中的电流值（第1电流值）I2a或放电动作中的电流值（第2电流值）I2a几乎不变动而时而下降时而上升的结构时、或者电流I1的充电动作中的电流值（第1电流值）I1a或放电动作中的电流值（第2电流值）I1a几乎不变动而时而下降时而上升的结构时，即使采用基于1个阈值转移到间歇动作模式或从间歇动作模式转移到通常动作模式的结构，陷入上述的振荡的可能性也很低。因此，这样的情况可以在充电动作中基于上述的第1阈值Ith1，在放电动作中基于上述的第3阈值Ith3，进行通常动作模式与间歇动作模式之间的转移。即，可以采用在充电动作中在第1阈值Ith1以下时转移到间歇动作模式而在超过第1阈值Ith1时转移到通常动作模式的结构。另外，也可以采用在放电动作中在第3阈值Ith3以下时转移到间歇动作模式而在超过第3阈值Ith3时转移到通常动作模式的结构。
另外，在上述的双向DCDC转换器1中，采用了进行充电动作和放电动作的两个动作中，对第1直流交流转换部14的各开关元件21～24和第2直流交流转换部15的各开关元件31,32实行开关动作的控制的结构，但也可以采用在充电动作时使仅第1直流交流转换部14的各开关元件21～24进行开关动作，而对于第2直流交流转换部15的各开关元件31,32维持关断状态，在放电动作时使仅第2直流交流转换部15的各开关元件31,32进行开关动作而对第1直流交流转换部14的各开关元件21～24维持关断状态的结构。在该结构中，通过从第1直流电压线L1向第2直流电压线L2的方向的直流电力的传送、以及从第2直流电压线L2向第1直流电压线L1的方向的直流电力的传送，即可以进行双向的直流电力的传送，上述的电流I2（或者电流I1）变少时（下降至阈值以下时）从通常动作模式转移到间歇动作模式，也能够提高转换器的效率。

Claims (4)

1.一种双向DCDC转换器，其特征在于，
是连接在第1直流电压线与第2直流电压线之间，在该第1直流电压线与该第2直流电压线之间双向传送直流电力的双向DCDC转换器，
具备：
变压器，具有第1线圈和第2线圈；
第1直流交流转换部，配设在所述第1直流电压线与所述第1线圈之间；
第2直流交流转换部，配设在所述第2线圈与所述第2直流电压线之间；
控制部，实行如下开关控制处理：当从所述第1直流电压线向所述第2直流电压线传送所述直流电力时，对所述第1直流交流转换部实行对来自于所述第1直流电压线的直流电压进行开关而转换成交流电压并且输出到所述第1线圈间的开关动作，并且对所述第2直流交流转换部实行对起因于在该第1线圈间输出该交流电压而在所述第2线圈间产生的交流电压进行整流而转换成直流电压并且输出到所述第2直流电压线的整流动作；当从所述第2直流电压线向所述第1直流电压线传送所述直流电力时，对所述第2直流交流转换部实行对来自于所述第2直流电压线的直流电压进行开关而在所述第2线圈产生交流电流的开关动作，并且对所述第1直流交流转换部实行对起因于在该第2线圈产生所述交流电流而在所述第1线圈产生的交流电流进行整流而生成直流电压并输出到所述第1直流电压线的整流动作，
所述控制部，在从所述第1直流电压线流入的电流、流出到所述第1直流电压线的电流、从所述第2直流电压线流入的电流、以及流出到所述第2直流电压线的电流中的至少1个电流下降而成为轻负载状态时，设置停止所述开关控制处理的实行的停止期间而转移到间歇地实行该开关控制处理的间歇动作模式，并且将该开关控制处理的实行期间的所述1个电流的电流值维持在预先规定的电流值，并且控制该实行期间与所述停止期间的各长度之比，控制该实行期间和该停止期间合起来的期间中的该1个电流的平均电流值，
所述间歇动作模式是周期性地重复振荡频率为一定的通常动作和停止该动作的期间的间歇动作模式，
所述间歇动作模式的所述停止期间中，停止全部开关控制处理的实行，
所述间歇动作模式的通常动作的实行期间的动作中，预先设定电力转换效率为最优的输出电流的电流值。
2.如权利要求1所述的双向DCDC转换器，其特征在于，
具备将从所述第1直流电压线流入的电流和流出到所述第2直流电压线的电流中的任意一个电流值作为第1电流值进行检测的第1电流检测部，
所述控制部，将从所述第1电流值变为预先规定的第1阈值以下时开始到变为比该第1阈值大的预先规定的第2阈值以上为止，作为所述轻负载状态而间歇地实行所述开关控制处理。
3.如权利要求1或2所述的双向DCDC转换器，其特征在于，
具备将流出到所述第1直流电压线的电流和从所述第2直流电压线流入的电流中的任意一个电流值作为第2电流值进行检测的第2电流检测部，
所述控制部，将从所述第2电流值变为预先规定的第3阈值以下时开始到变为比该第3阈值大的预先规定的第4阈值以上为止，作为所述轻负载状态而间歇地实行所述开关控制处理。
4.如权利要求1所述的双向DCDC转换器，其特征在于，
具备检测从所述第1直流电压线流入的电流和流出到所述第1直流电压线的电流的各电流值的电流检测部、以及检测从所述第2直流电压线流入的电流和流出到所述第2直流电压线的电流的各电流值的电流检测部中的任意一个电流检测部，
所述控制部，将从所述一个电流检测部所检测的所述各电流值变为预先规定的第1阈值以下时开始到变为比该第1阈值大的预先规定的第2阈值以上为止，作为所述轻负载状态而间歇地实行所述开关控制处理。
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