DE102005038660A1 - Verfahren zur Ansteuerschaltung eines Schalters in einem Schaltwandler und Ansteuerschaltung - Google Patents

Verfahren zur Ansteuerschaltung eines Schalters in einem Schaltwandler und Ansteuerschaltung

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DE102005038660A1
DE102005038660A1 DE200510038660 DE102005038660A DE102005038660A1 DE 102005038660 A1 DE102005038660 A1 DE 102005038660A1 DE 200510038660 DE200510038660 DE 200510038660 DE 102005038660 A DE102005038660 A DE 102005038660A DE 102005038660 A1 DE102005038660 A1 DE 102005038660A1
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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden, in Reihe zu einer Primärspule eines Transformators geschalteten Halbleiterschalters in einem Schaltwandler, wobei der Schalter in einem ersten Ansteuermodus dauerhaft durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal, das mehrere Ansteuerperioden mit jeweils einer Einschaltdauer und einer Ausschaltdauer aufweist, angesteuert wird und in einem zweiten Ansteuermodus intervallweise durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal angesteuert wird. Ein Wechsel von dem ersten in den zweiten Ansteuermodus erfolgt dabei abhängig davon, ob der Maximalwert eines Stromes durch die Primärspule während wenigstens einer Ansteuerperiode einen vorgegebenen Stromschwellenwert übersteigt.
Die Erfindung betrifft außerdem eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltwandler.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme eines induktiven Energiespeicherelements regelnden Schalters in einem Schaltwandler und eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines solchen Schalters in einem Schaltwandler, insbesondere in einem im Stromregelbetrieb (Current Mode) betriebenen Sperrwandler.
  • Ein im Current Mode betriebener Sperrwandler ist beispielsweise in der WO 2004/030194 A1 beschrieben. Die Regelung der Leistungsaufnahme in einem solchen Sperrwandler erfolgt in bekannter Weise dadurch, dass ein in Reihe zu der Primärspule des Transformators geschalteter Schalter durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal mit variablem Tastverhältnis (Duty-Cycle) angesteuert wird. Die Regelung der Leistungsaufnahme erfolgt dabei über den Duty-Cycle, wobei die aufgenommene Leistung umso größer ist, je größer der Duty-Cycle ist, je größer also das Verhältnis zwischen der Einschaltdauer des Schalters und der Gesamtdauer einer die Einschaltdauer und eine Ausschaltdauer umfassenden Ansteuerperiode ist. Die Erzeugung des pulsweitenmodulierten Signals erfolgt im Current Mode dadurch, dass der Schalter getaktet eingeschaltet wird und dass ein zu dem Strom durch die Primärspule proportionales Signal, das nach dem Einschalten des Halbleiterschalters rampenförmig ansteigt, mit einem von der Ausgangsspannung abhängigen Regelsignal verglichen wird. Der Schalter wird hierbei dann wieder abgeschaltet, wenn das rampenförmige Signal das Regelsignal erreicht.
  • Diese Art der Regelung führt dazu, dass im sogenannten Schwachlastbetrieb, wenn eine Last mit geringer Leistungsaufnahme durch den Schaltwandler versorgt wird, die Einschaltdauern des die Leistungsaufnahme regelnden Schalters sehr kurz werden. Die Schaltverluste, die bei jedem Schaltvorgang unweigerlich vorhanden sind, können im Schwachlastbetrieb einen erheblichen Anteil der insgesamt aufgenommenen Leistung ausmachen.
  • Zur Reduzierung der Schaltverluste ist es bekannt, Schaltwandler im Schwachlastbetrieb in einem sogenannten "Burst-Modus" zu betreiben. Während dieses Betriebszustandes wird der Schalter nur intervallweise durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal angesteuert und wird zwischen solchen Ansteuerintervallen dauerhaft gesperrt.
  • In der oben genannten WO 2004/030194 A1 ist ein Verfahren beschrieben, bei dem während des Burst-Modus die Ansteuerung des Schalters unterbrochen wird, wenn die Ausgangsspannung einen vorgegebenen Schwellenwert übersteigt. Sinkt die Ausgangsspannung daraufhin ab, so wird mit einer pulsweitenmodulierten Ansteuerung begonnen, wenn die Ausgangsspannung einen vorgegebenen unteren Schwellenwert unterschreitet. Solche Zyklen mit einer pulsweitenmodulierten Ansteuerung unter auf die pulsweitenmodulierte Ansteuerung folgenden Unterbrechung der Ansteuerung setzen sich solange fort, bis sich die Leistungsaufnahme einer angeschlossenen Last soweit erhöht, dass die Ausgangsspannung während des Burst-Modus unter einen zweiten unteren Schwellenwert absinkt. In diesem Fall wird wieder in den Normalbetrieb umgeschaltet, in dem eine dauerhafte pulsweitenmodulierte Ansteuerung des Schalters erfolgt.
  • Die Information über die Ausgangsspannung wird bei dem bekannten Verfahren dem rückgekoppelten, von der Ausgangsspannung abhängigen Regelsignal entnommen, so dass während des Burst-Modus abhängig von einem Vergleich des Regelsignals mit geeigneten Schwellenwerten zwischen einer pulsweitenmodulierten Ansteuerung und einer Unterbrechung der Ansteuerung umgeschaltet wird.
  • Der Übergang vom Normalbetriebszustand in den Burst-Betriebszustand erfolgt bei dem bekannten Verfahren ebenfalls abhängig von dem Regelsignal. In den Burst-Betriebszustand wird bei diesem Verfahren dann umgeschaltet, wenn das Rückkopplungssignal einen Schwellenwert erreicht, der auf einen Anstieg der Ausgangsspannung bis auf den oberen Schwellenwert hinweist.
  • Aufgrund unvermeidlich vorhandener Signallaufzeiten in der das Regelsignal auswertenden Schaltung führt das Umschalten in den Burst-Betrieb abhängig von dem Regelsignal dazu, dass abhängig von der an dem Schaltwandler anliegenden Eingangsspannung bei unterschiedlichen Leistungsaufnahmen in den Burst-Modus umgeschaltet wird. Bei einem im Current-Mode betriebenen Schaltwandler verringert sich bei gleich bleibendem Regelsignal die Einschaltdauer automatisch, wenn die Eingangsspannung des Schaltwandlers ansteigt. Mit steigender Eingangsspannung nimmt die Steilheit der Rampen des aus dem Eingangsstrom abgeleiteten rampenförmigen Signals zu, so dass dieses Signal mit zunehmender Eingangsspannung früher den Wert des Regelsignals erreicht, wodurch insgesamt die Einschaltdauern kürzer werden. Unvermeidlich vorhandene Signallaufzeiten führen nun dazu, dass der Schalter jeweils noch für die Dauer dieser Signallaufzeiten eingeschaltet bleibt, nachdem das Rampensignal bis auf den Wert des Regelsignals angestiegen ist. Die während dieser Verzögerungszeit noch aufgenommene Energie ist dabei abhängig von der Eingangsspannung und umso größer, je größer die Eingangsspannung ist. Diese zusätzliche durch die Signallaufzeiten bedingte Leistungsaufnahme, die von der Eingangsspannung abhängig ist, führt dazu, dass das Regelsignal bei einer gegebenen Leistungsaufnahme abhängig von der Eingangsspannung unterschiedliche Werte annimmt. Dies führt wiederum dazu, dass abhängig von der Eingangsspannung bei verschiedenen Leistungsaufnahmen in den Burst-Modus umgeschaltet wird.
  • Ziel der Erfindung ist es, ein Verfahren zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden, in Reihe zu einer Primärspule eines Transformators geschalteten Halbleiterschalters in einem Schaltwandler zur Verfügung zu stellen, bei dem unabhängig von einer dem Schaltwandler zugeführten Eingangsspannung von einem ersten Ansteuermodus, bei dem der Schalter dauerhaft durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal angesteuert wird, in einen zweiten Ansteuermodus, bei dem der Schalter intervallweise durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal angesteuert wird, umgeschaltet wird, sowie eine Ansteuerschaltung für einen solchen Schalter in einem Schaltwandler zur Verfügung zu stellen.
  • Dieses Ziel wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und durch eine Ansteuerschaltung nach Anspruch 10 erreicht. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
  • Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden, in Reihe zu einer Primärspule eines Transformators geschalteten Schalters in einem Schaltwandler ist vorgesehen, dass ein Wechsel von einem ersten Ansteuermodus, bei dem der Schalter dauerhaft durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal angesteuert ist, in einen zweiten Ansteuermodus, bei dem der Schalter intervallweise durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal angesteuert wird, abhängig davon erfolgt, ob der Maximalwert eines Stromes durch die Primärspule während wenigstens einer Ansteuerperiode einen vorgegebenen Stromschwellenwert übersteigt.
  • Die Erfindung macht sich die Erkenntnis zu Nutze, dass bei einem im diskontinuierlichen Stromregelbetrieb (Discontinuous Current Mode) betriebenen Schaltwandler die Leistungsaufnahme ausschließlich von der Induktivität des Transformators, der Periodendauer bzw. Frequenz des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals und dem Maximalwert des während einer Ansteuerperi ode fließenden Stromes durch die Primärspule abhängig ist. Dabei gilt: P = 0,5·L·Imax2·f = 0,5·L·Imax2/T (1).
  • L bezeichnet dabei die Induktivität der Primärspule, Imax bezeichnet den Maximalwert, den der Strom durch die Primärspule während einer Ansteuerperiode erreicht, f bezeichnet die Frequenz mit der der Schalter durch das pulsweitenmodulierte Ansteuersignal in regelmäßigen Zeitabständen eingeschaltet wird, und T bezeichnet die Dauer einer Ansteuerperiode des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals, wobei diese Ansteuerperiode eine Einschaltdauer und eine Ausschaltdauer umfasst.
  • Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren, bei dem der Übergang von dem ersten Ansteuermodus, der einem Normalbetrieb entspricht, in den zweiten Ansteuermodus, der einem Burst-Betrieb entspricht, abhängig von dem Strom durch die Primärspule bzw. abhängig von einem zu diesem Strom proportionalen Strommesssignal erfolgt, ist gewährleistet, dass dieser Übergang unabhängig von der Eingangsspannung stets dann erfolgt, wenn die durch die Last aufgenommene Leistung unter einen gegebenen Leistungsgrenzwert, der den Übergang zum Schwachlastbetrieb definiert, erfolgt.
  • Vorzugsweise erfolgt ein Wechsel von dem ersten in den zweiten Betriebszustand erst dann, wenn der Maximalwert des Stromes durch die Primärspule während einer vorgegebenen Anzahl aufeinanderfolgender Ansteuerperioden unterhalb des den Schwachlastbetrieb definierenden Stromschwellenwertes bleibt. Hierdurch ist sichergestellt, dass ein Übergang in den zweiten Ansteuermodus nicht schon dann erfolgt, wenn der Maximalwert des Stromes durch die Primärspule hervorgerufen durch Störeffekte nur einmal unterhalb des Stromschwellenwertes geblieben ist.
  • Die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung für einen die Leistungsaufnahme bestimmenden, in Reihe zu einer Primärspule eines Transformators geschalteten Halbleiterschalters in einem Schaltwandler weist einen Ausgangsanschluss zum Bereitstellen eines Ansteuersignals für den Halbleiterschalter, einen Messeingang zum Zuführen eines von einem Strom durch die Primärspule abhängigen Messsignals, einen Rückkopplungseingang zum Zuführen eines die Leistungsaufnahme regelnden, von einer Ausgangsspannung des Schaltwandlers abhängigen Regelsignals sowie eine Signalerzeugungsschaltung auf. Die Signalserzeugungsschaltung ist dazu ausgebildet, in einem ersten Ansteuermodus dauerhaft ein pulsweitenmoduliertes Signal als Ansteuersignal zu erzeugen, und ist dazu ausgebildet, in einem zweiten Ansteuermodus intervallweise ein pulsweitenmoduliertes Signal als Ansteuersignal zu erzeugen. Ein Übergang von dem ersten in den zweiten Betriebszustand erfolgt dabei abhängig von dem Strommesssignal.
  • Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.
  • 1 zeigt einen als Sperrwandler ausgebildeten Schaltwandler mit einem in Reihe zu einer Primärspule eines Transformators geschalteten Schalter und einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung zur Ansteuerung des Schalters.
  • 2 veranschaulicht die Erzeugung des Ansteuersignals durch die Ansteuerschaltung für einen ersten Ansteuermodus.
  • 3 zeigt schematisch den Verlauf eines Strommesssignals, das von einem Strom durch die Primärspule abhängig ist, in Abhängigkeit von einem die Leistungsaufnahme regelnden Regelsignal.
  • 4 veranschaulicht die Funktion der Ansteuerschaltung während des zweiten Ansteuermodus.
  • 5 zeigt ein Zustandsdiagramm für die Ansteuerschaltung zur Erläuterung des Übergangs von einem ersten in einen zweiten Ansteuermodus und umgekehrt.
  • 6 zeigt ein erstes schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel der Ansteuerschaltung.
  • 7 zeigt ein Realisierungsbeispiel für eine in der Ansteuerschaltung vorhandene, den Übergang vom ersten in den zweiten Ansteuermodus bestimmenden Auswerteschaltung.
  • 8 veranschaulicht zeitliche Verläufe ausgewählter, in der Auswerteschaltung gemäß 7 vorkommender Signale.
  • 9 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Auswerteschaltung.
  • 10 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der Auswerteschaltung.
  • 11 zeigt beispielhaft zeitliche Verläufe ausgewählter, in der Auswerteschaltung nach 10 vorkommender Signale.
  • 12 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung.
  • 13 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung.
  • 14 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung.
  • In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Schaltungskomponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.
  • 1 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung 20 zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden Schalters M in einem Schaltwandler, der in dem Beispiel als Sperrwandler ausgebildet ist.
  • Zum besseren Verständnis sind in 1 außer der Ansteuerschaltung 20 auch die übrigen Komponenten dieses Schaltwandlers dargestellt. Der Schaltwandler weist Eingangsklemmen 11, 12 zum Anlegen einer Eingangsspannung Vin und Ausgangsklemmen 13, 14 zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung Vout auf. Die Ein- und Ausgänge 11 bis 14 sind durch einen Transformator 15 galvanisch entkoppelt, dessen Primärspule Lp in Reihe zu dem Schalter M geschaltet ist. Der Schalter M ist in dem Beispiel als Halbleiterschalter, speziell als MOSFET ausgebildet. Über der Reihenschaltung mit der Primärspule Lp und dem Halbleiterschalter M liegt die Eingangsspannung Vin an. Einer Sekundärspannung Ls dieses Transformators 15 ist eine Gleichrichteranordnung 16, die in dem Beispiel ein als Diode ausgebildetes Gleichrichterelement D und einen Kondensator C aufweist, nachgeschaltet. Ausgänge dieser Gleichrichteranordnung 16 bilden die Ausgänge 13, 14 des Schaltwandlers.
  • Eine Regelanordnung 17 erfasst die Ausgangsspannung Vout und erzeugt ein von dieser Ausgangsspannung Vout abhängiges Regelsignal bzw. Rückkopplungssignal FB. Diese Regelanordnung 17 ist beispielsweise dazu ausgebildet, die Ausgangsspannung Vout mit einer Referenzspannung zu vergleichen, um ein Fehlersignal zu erzeugen. Das rückgekoppelte Signal FB ist dabei von dem Fehlersignal abhängig, wobei vorzugsweise eine proportionale oder eine proportional-integrale Abhängigkeit des Rückkopplungssignals FB von dem Fehlersignal vorliegt. Derar tige Regelanordnungen 17 sind hinlänglich bekannt, so dass auf weitere Ausführungen hierzu verzichtet werden kann.
  • Die Ansteuerschaltung 20 weist einen Pulsweitenmodulator 30 auf, dem das am Ausgang der Regelanordnung 17 zur Verfügung stehende, von der Ausgangsspannung Vout abhängige Regelsignal FB zugeführt ist. Dem Pulsweitenmodulator 30 ist außerdem ein von einem Strom I durch die Primärspule Lp abhängiges Strommesssignal CS zugeführt, das in dem dargestellten Beispiel der Spannung Vs über einem in Reihe zu dem Halbleiterschalter M geschalteten Strommesswiderstand Rs entspricht und das dadurch proportional zu dem Strom I durch die Primärspule Lp ist. Dieser Strom I durch die Primärspule Lp bildet den Eingangsstrom des Schaltwandlers.
  • Die Ansteuerschaltung 20 weist außerdem eine Freigabeschaltung 40 auf, der ebenfalls das Strommesssignal CS und das Regelsignal FB zugeführt sind und die dazu ausgebildet ist, ein Freigabesignal S40 zu erzeugen, das dem Pulsweitenmodulator 30 zugeführt ist. Dieses Freigabesignal S40 dient dazu, den Pulsweitenmodulator 30 für die Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Ansteuersignals freizugeben oder den Pulsweitenmodulator 30 so zu sperren, dass eine pulsweitenmodulierte Ansteuerung des Halbleiterschalters M unterbleibt.
  • Die Ansteuerschaltung 20 ist in der Lage, zwei unterschiedliche Betriebszustände anzunehmen: einen ersten Betriebszustand, bei dem der Pulsweitenmodulator 30 dauerhaft über das Freigabesignal S40 freigegeben ist, um ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal S1 für den Halbleiterschalter M zu erzeugen; und einen zweiten Betriebszustand, bei dem der Pulsweitenmodulator 30 durch das Freigabesignal wenigstens einmal für ein Zeitintervall gesperrt und anschließend wieder freigegeben wird. Dieser erste Betriebszustand wird nachfolgend als Normalbetriebszustand, der zweite Betriebszustand wird nachfolgend als Burst-Betriebszustand bezeichnet. Die Ansteuerung des Schalters M während des ersten Betriebszustandes wird nachfolgend als Ansteuerung im Normalmodus und die Ansteuerung des Schalters M während des zweiten Betriebszustandes wird nachfolgend als Ansteuerung im Burst-Modus bezeichnet.
  • Der jeweilige Betriebszustand wird durch die Freigabeschaltung 40 abhängig von dem Regelsignal FB und dem Strommesssignal CS vorgegeben. Die Art der Erzeugung des pulsweitenmodulierten Signals durch den Pulsweitenmodulator 30 kann für den Normalbetrieb und den Burst-Betrieb unterschiedlich sein. Hierfür stellt die Freigabeschaltung 40 neben dem Freigabesignal S40 auch ein Betriebszustandssignal S42 zur Verfügung, welches die Information über den jeweiligen Betriebszustand enthält. Die unterschiedlichen Arten der Erzeugung des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals während der einzelnen Betriebszustände wird nachfolgend noch erläutert werden.
  • 2 veranschaulicht die Funktionsweise des Pulsweitenmodulator 30 während des Normalbetriebes. Während dieses Normalbetriebes wird der Halbleiterschalter M pulsweitenmoduliert durch das Ansteuersignal S1 angesteuert. Die einzelnen Ansteuerimpulse dieses Ansteuersignals S1 beginnen in regelmäßigen Zeitabständen nach Maßgabe eines internen im Pulsweitenmodulator 30 erzeugten Taktsignals CLK. Die Periodendauer dieses Taktsignals CLK beträgt T, für dessen Frequenz f gilt: f = 1/T. Mit Einschalten des Halbleiterschalters M beginnt der Eingangsstrom I und damit das zu diesem Strom I proportionale Strommesssignal CS rampenförmig anzusteigen. Die einzelnen Ansteuerimpulse des Ansteuersignals S1 enden jeweils dann, wenn das Strommesssignal CS bis auf den Wert des rückgekoppelten Regelsignals FB angestiegen ist. Mit Ton ist in 2 die Dauer eines der Ansteuerimpulse, d.h. die Einschaltdauer des Schalters M während einer Ansteuerperiode T bezeichnet. Toff bezeichnet die sich anschließende Ausschaltdauer bis zum nächsten Beginn einer Einschaltdauer Ton.
  • Wie ersichtlich ist, ist diese Einschaltdauer Ton umso größer, je größer das Regelsignal FB ist, wobei in dem Beispiel gemäß 2 angenommen ist, dass die Erzeugung des Regelsignals FB derart erfolgt, dass dieses Regelsignal FB mit zunehmender Leistungsaufnahme einer an die Ausgangsklemmen (13, 14 in 1) angeschlossenen Last (Z in 1) bzw. mit sinkender Ausgangsspannung Vout ansteigt.
  • Die Einschaltdauer Ton ist bei gleichem Regelsignal FB darüber hinaus auch von der Eingangsspannung Vin abhängig. Reduziert sich die Eingangsspannung Vin, so verlangsamt sich der Anstieg des Eingangsstromes und damit der Anstieg der einzelnen Flanken des rampenförmigen Strommesssignals CS, wodurch sich die Einschaltdauer erhöht, was in 2 für eine der Rampen strichpunktiert dargestellt ist.
  • Wie insbesondere anhand von 3 ersichtlich ist, in dem lediglich die Maximalwerte CSmax des Strommesssignals CS während einer Anzahl aufeinanderfolgender Ansteuerperioden dargestellt sind, folgen diese Maximalwerte CSmax während des Normalbetriebes dem Regelsignal FB. Aufgrund der Proportionalität zwischen dem Eingangsstrom I und Strommesssignal CS folgt in entsprechender der jeweilige Maximalwert Imax des Eingangsstroms einem zu dem Regelsignal proportionalen Wert und die Stromaufnahme steigt, wenn das Regelsignal ansteigt.
  • 4 veranschaulicht die Funktionsweise der Ansteuerschaltung 20 während des Burst-Betriebszustandes. Während dieses Betriebszustandes gibt es zwei Sub-Betriebszustände, einen ersten Sub-Betriebszustand, bei dem der Pulsweitenmodulator (30 in 1) freigegeben ist und ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal S1 für den Halbleiterschalter M erzeugt, und einen zweiten Sub-Betriebszustand, bei dem der Pulsweitenmodulator 30 gesperrt ist. Ein Wechsel zwischen diesen beiden Unterbetriebszuständen erfolgt abhängig von einem Vergleich des Regelsignals FB mit einem ersten und zweiten Schwellenwert V1, V2. Der erste Schwellenwert V1 stellt in dem Bei spiel einen unteren Schwellenwert dar, während der zweite Schwellenwert V2 einen ersten oberen Schwellenwert darstellt. Im dargestellten Beispiel wird davon ausgegangen, dass das Regelsignal absinkt, wenn die Ausgangsspannung ansteigt, und dass das Regelsignal ansteigt, wenn die Ausgangsspannung absinkt. Sinkt das Regelsignal FB während des Burst-Betriebes auf den ersten Schwellenwert V1 ab, was darauf hindeutet, dass die Ausgangsspannung Vout bis über einen vorgegebenen Grenzwert angestiegen ist bzw. dass die Leistungsaufnahme der Last bis unter einen vorgegebenen Grenzwert abgesunken ist, so wird der Pulsweitenmodulator 30 gesperrt. Unter der Annahme, dass die Last Z weiterhin Leistung aufnimmt, sinkt die Ausgangsspannung Vout bei gesperrtem Pulsweitenmodulator 30 und dadurch unterbrochener Leistungsaufnahme des Schaltwandlers ab, wodurch das Regelsignal FB ansteigt. Erreicht das Regelsignal den zweiten Schwellenwert V2, der darauf hindeutet, dass die Ausgangsspannung Vout unter einen ersten unteren Grenzwert abgesunken ist, so wird der Pulsweitenmodulator 30 wieder freigegeben und erzeugt ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal für den Halbleiterschalter M. Sofern die Leistungsaufnahme der Last Z geringer ist als die von dem Schaltwandler gelieferte Leistung, steigt die Ausgangsspannung Vout danach wieder an und das Regelsignal FB sinkt entsprechend wieder ab. Erreicht das Regelsignal FB wieder den ersten Schwellenwert V1, so wird der Pulsweitenmodulator 30 wieder gesperrt.
  • Dieser Zyklus des abwechselnden Sperrens und Freigebens des Pulsweitenmodulators 30 wiederholt sich so lange, bis die Leistungsaufnahme der Last Z soweit ansteigt, dass deren Leistungsbedarf während eines Intervalls, während dem der Schalter pulsweitenmoduliert angesteuert wird, nicht mehr gedeckt werden kann. Das Regelsignal FB steigt in Folge dessen auf einen dritten Schwellenwert an, der größer als der zweite Schwellenwert V2 ist und deren einen zweiten oberen Schwellenwert darstellt. Das Ansteigen des Regelsignals auf diesen zweiten oberen Schwellenwert ist gleichbedeutend damit, dass die Ausgangsspannung Vout unter einen zweiten unteren Grenzwert absinkt, der kleiner als der erste untere Grenzwert ist. In diesem Fall wird vom Burst-Betrieb in den Normalbetrieb umgeschaltet, um eine ausreichende Leistungsversorgung der Last zu gewährleisten.
  • In diesem Zusammenhang sei angemerkt, dass die maximale Leistungsaufnahme des Schaltwandlers während des Burst-Betriebes vorzugsweise geringer ist als die Leistungsaufnahme während des Normalbetriebes. Dies wird beispielsweise dadurch erreicht, dass der Halbleiterschalter M während des Burst-Betriebes während der einzelnen Ansteuerperioden dann wieder abgeschaltet wird, wenn das Strommesssignal CS einen konstanten Schwellenwert, der nachfolgend auch Strombegrenzungswert für den Burst-Betrieb bezeichnet wird, erreicht. Dieser Schwellenwert ist in 4, in deren oberem Teil die Maximalwerte das Messsignals CS während der einzelnen Phasen des Burst-Betriebes dargestellt ist, mit V4 bezeichnet. Dieser Strombegrenzungswert V4 ist so gewählt, dass er kleiner ist als die Werte, die das Regelsignal FB – das während des Normalbetriebes die maximale Amplitude des Eingangsstromes vorgibt – während des Normalbetriebes annimmt. Der Duty-Cycle des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals ist während des Burst-Betriebs dadurch geringer als während des Normalbetriebs. Der Strombegrenzungswert V4 für den Burst-Betrieb V4 ist dabei so gewählt, dass er kleiner ist als der untere Schwellenwert V1, auf den das Regelsignal FB während des Burst-Betriebes absinken kann. Der Strombegrenzungswert V4 für den Burst-Betrieb beträgt beispielsweise etwa 25% eines noch zu erläuternden Strombegrenzungswertes (V6 in 13) für den Normalbetrieb.
  • Für den Übergang vom Normalbetrieb in den Burst-Betrieb ist vorgesehen, dass dieser Übergang dann erfolgt, wenn der Eingangsstrom I während wenigstens einer Ansteuerperiode unterhalb eines vorgegebenen Stromschwellenwertes Iref bleibt, wenn der während einer Ansteuerperiode erreichte Maximalwert Imax des Eingangsstromes I also kleiner ist als dieser Stromschwellenwert Iref. Dies ist gleichbedeutend damit, dass ein Maximalwert des Strommesssignals CS während wenigstens einer Ansteuerperiode des Schalters M unterhalb eines Grenzwertes bleibt, der nachfolgend als Normalbetriebs-Grenzwert V5 bezeichnet wird.
  • Die einzelnen Betriebszustände der Ansteuerschaltung bzw. die einzelnen Ansteuermodi des Halbleiterschalters werden anhand des in 5 dargestellten Zustandsdiagramms besonders deutlich. Mit N ist in diesem Zustandsdiagramm der Normalbetriebszustand und mit B der Burst-Betriebszustand bezeichnet. B1 bezeichnet den ersten Unterzustand während des Burst-Betriebes, bei dem der Pulsweitenmodulator 30 gesperrt ist, und B2 bezeichnet den zweiten Unterzustand während des Burst-Betriebes, bei dem der Pulsweitenmodulator 30 freigegeben ist, ein pulsweitenmoduliertes Signal – mit einem gegenüber dem Normalbetrieb verringerten Duty-Cycle – zu erzeugen.
  • Der Übergang vom Normalbetrieb N in den Burst-Betrieb B erfolgt dann, wenn der maximale Eingangsstrom Imax während wenigstens einer Ansteuerperiode unterhalb des Stromschwellenwertes Iref bleibt, was gleichbedeutend damit ist, dass der Maximalwert CSmax des Strommesssignals CS unterhalb des Normalbetriebs-Grenzwertes V5 bleibt. Beim Übergang vom Normalbetrieb N in den Burst-Betrieb B wird der Pulsweitenmodulator 30 zunächst gesperrt, es erfolgt also ein Übergang in den ersten Unterzustand B1. Die Ausgangsspannung sinkt dadurch ab und das Regelsignal FB steigt an. Innerhalb des Burst-Betriebes B wird der Pulsweitenmodular 30 dann freigegeben, wenn das Regelsignal FB bis auf den zweiten Schwellenwert V2 angestiegen ist. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, dass der Stromschwellenwert Iref bzw. der Normalbetriebs-Grenzwert V5 so gewählt sind, dass das Regelsignal FB sicher kleiner ist als der zweite Schwellenwert V2, wenn ein Zustand erreicht wird, bei dem der maximale Eingangsstrom kleiner ist als der Stromschwellenwert Iref.
  • Innerhalb des Burst-Betriebes erfolgt der Übergang vom zweiten Unterzustand B2 in den ersten Unterzustand B1 dann, wenn das Regelsignal FB bis auf den ersten Schwellenwert V1 abgesunken ist. Der Übergang vom Burst-Betrieb B in den Normalbetrieb N erfolgt dann, wenn das Regelsignal FB bis auf den dritten Schwellenwert V3 angestiegen ist.
  • Für die bisherigen Erläuterungen wurde davon ausgegangen, dass das Regelsignal FB mit sinkender Ausgangsspannung Vout ansteigt, und umgekehrt. Die Schaltung funktioniert selbstverständlich entsprechend, wenn ein Regelsignal FB gewählt wird, das mit steigender Ausgangsspannung Vout ansteigt. Die Vergleichsschwellenwerte V1–V3 sind in diesem Fall entsprechend zu ändern.
  • 6 zeigt ein erstes Realisierungsbeispiel für die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung 20. Der Pulsweitenmodulator 30 weist bei diesem Ausführungsbeispiel als Ausgangsstufe ein Flip-Flop 31 auf, an dessen Ausgang Q das Ansteuersignal S1 zur Verfügung steht. Diesem Flip-Flop 31 kann gegebenenfalls eine Treiberschaltung (nicht dargestellt) nachgeschaltet sein, die den Signalpegel am Ausgang des Flip-Flops in einen zur Ansteuerung des Schalters (M in 1) geeigneten Pegel umsetzt. Das Flip-Flop ist in dem Beispiel als D-Flip-Flop ausgebildet, dessen D-Eingang dauerhaft auf einem High-Pegel H liegt. An dem Takteingang dieses Flip-Flops ist ein von einem Taktgenerator 32 erzeugtes Taktsignal CLK zugeführt, welches in Verbindung mit dem permanent auf einem High-Pegel liegenden D-Eingang dafür sorgt, dass das Flip-Flop 31 im Takt dieses Taktsignals CLK gesetzt wird, so dass das Ansteuersignal S1 im Takt des Taktsignals CLK einen High-Pegel zur leitenden Ansteuerung des Schalters M annimmt. Dem Rücksetz-Eingang R dieses Flip-Flops 31 ist ein Vergleichssignal S33 zugeführt, das von einem Komparator 33 abhängig von dem Strommesssignal CS und einem dem Komparator 33 zugeführten Vergleichssignal S34 erzeugt wird.
  • Das Vergleichssignal S34 steht am Ausgang eines Multiplexers 34 zur Verfügung, dem das Rückkopplungssignal FB sowie das Strombegrenzungssignal V4 für den Burst-Betrieb zugeführt sind. Die Auswahl eines dieser beiden Signale FB, V4 durch den Multiplexer 34 erfolgt nach Maßgabe des von der Freigabeschaltung 40 erzeugten Betriebszustandssignal S42, welches den Normalbetrieb oder den Burst-Betrieb vorgibt. Im Normalbetrieb wird dem Komparator 33 von dem Multiplexer 34 das Rückkopplungssignal FB als Vergleichssignal S34 zugeführt, so dass während des Normalbetriebes das Flip-Flop 31 im Takt des Taktsignals CLK gesetzt wird und über den Komparator 33 jeweils dann zurückgesetzt wird, wenn das Strommesssignal CS den Wert des Rückkopplungssignals FB erreicht. Während des Burst-Betriebes wird das Flip-Flop 31 ebenfalls im Takt des Taktsignals CLK gesetzt und wird über das Vergleichssignal 533 dann zurückgesetzt, wenn das Strommesssignal CS den Wert des Strombegrenzungssignals V4 für den Burst-Betrieb erreicht.
  • Optional ist dem Komparator 33 ein Verstärker 37 vorgeschaltet, der das Strommesssignal CS verstärkt und der dazu dient, den Pegel des Strommesssignals CS in geeigneter Weise auf die Pegel des Rückkopplungssignals FB oder des Strombegrenzungssignals V4 abzustimmen.
  • Die Freigabeschaltung 40, die das Freigabesignal S40 für den Pulsweitenmodulator 30 sowie das Betriebszustandssignal S42 erzeugt, weist eine Auswerteschaltung 41 auf, der das Taktsignal CLK und das Strommesssignal CS zugeführt sind. Diese Auswerteschaltung 41 ist dazu ausgebildet, das Strommesssignal CS auszuwerten und über ein Ausgangssignal S41 ein Betriebszustands-Flip-Flop 42 anzusteuern, an dessen Ausgang Q des Betriebszustandssignals S42 zur Verfügung steht. In dem dargestellten Beispiel wird das Flip-Flop 42 über das Ausgangssignal S41 der Auswerteschaltung 41 gesetzt, wenn das Strommesssignal CS wenigstens innerhalb einer Taktperiode des Taktsignals CLK den Normalbetriebs-Grenzwert (V5 in 5) nicht unterschreitet. Das Betriebszustandssignal S42 nimmt in diesem Fall einen High-Pegel an, der auf den Burst-Betrieb der Ansteuerschaltung hinweist.
  • Das Freigabesignal S40 steht am Ausgang Q eines Freigabe-Flip-Flops 46 zur Verfügung, das abhängig von dem Betriebszustandssignal S42 gesetzt wird. Dieses Freigabe-Flip-Flop 46 ist in dem Beispiel dann gesetzt, wenn der Pulsweitenmodulator 30 nicht freigegeben bzw. gesperrt werden soll. Das Freigabesignal S40 weist in dem Beispiel hierzu einen High-Pegel auf. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass abhängig von der weiteren Verwendung des Freigabesignals S40 in dem Pulsweitenmodulator 30 dieses Freigabesignal auch so erzeugt werden könnte, dass es einen Low-Pegel annimmt, wenn der Pulsweitenmodulator 30 nicht freigegeben werden soll.
  • Dem Setz-Eingang S des Freigabe-Flip-Flops 46 ist in dem Beispiel ein Logik-Gatter 47, vorzugsweise ein UND-Gatter, vorgeschaltet, dessen einem Eingang das Betriebszustandssignal S42 zugeführt ist und dessen anderem Eingang ein erstes Vergleichssignal S45 zugeführt ist. Dieses erste Vergleichssignal S45 steht am Ausgang eines ersten Komparators 45 zur Verfügung, der das Rückkopplungssignal FB mit dem unteren Schwellenwert V1 vergleicht. Diese logische Verknüpfung des Betriebszustandssignals S42 mit dem ersten Vergleichssignal S45 ist optional und stellt sicher, dass nach einem Setzen des Betriebszustands-Flip-Flops 42 ein Sperren des Pulsweitenmodulators 30 erst dann erfolgt, wenn das Rückkopplungssignal FB unter den ersten Schwellenwert V1, der für den weiteren Burst-Betrieb eine Rolle spielt (vgl. 4) absinkt. Vorzugsweise sind das Strommesssignal CS, der Normalbetriebs-Grenzwert VS und der Unterschwellenwert V1 so aufeinander abgestimmt, dass das Regelsignal FB bereits unter den ersten Schwellenwert V1 abgesunken ist, noch bevor die Stromaufnahme des Schaltwandlers soweit absinkt, dass das Strommesssignal CS unterhalb des Normalbetriebs-Grenzwertes V5 bleibt.
  • Das Freigabe-Flip-Flop 46 wird durch ein zweites Vergleichssignal 44, das am Ausgang eines zweiten Vergleichers 44 zur Verfügung steht, zurückgesetzt. Dem Eingang dieses zweiten Vergleichers 44 ist das Rückkopplungssignal FB sowie der erste obere Schwellenwert V2 zugeführt. Ein Rücksetzen dieses Freigabe-Flip-Flops 46 erfolgt dann, wenn das Rückkopplungssignal FB über den ersten oberen Schwellenwert V2 ansteigt (vgl. 4). Nach Rücksetzen des Freigabe-Flip-Flops 46 wird der Pulsweitenmodulator 30 wieder freigegeben, um getaktet durch das Taktsignal CLK ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal S1 zu erzeugen. Der Pulsweitenmodulator 30 wird dabei so lange im Burst-Betrieb betrieben, solange das Betriebszustands-Flip-Flop 42 gesetzt wird. Die Begrenzung des Eingangsstromes während des Burst-Betriebes übernimmt in diesem Fall das Strombegrenzungssignal V4, welches durch den Komparator 33 des Pulsweitenmodulators 30 mit dem Strommesssignal CS verglichen wird.
  • Ein Übergang vom Burst-Betrieb in den Normalbetrieb erfolgt dann, wenn das Rückkopplungssignal FB den zweiten oberen Schwellenwert V3 übersteigt. Das Rückkopplungssignal FB wird hierzu mittels eines dritten Komparators 43 mit dem zweiten oberen Schwellenwert V3 verglichen. Am Ausgang dieses dritten Komparators 43 steht ein drittes Vergleichssignal S43 zur Verfügung, das dem Rücksetz-Eingang R des Betriebszustands-Flip-Flops 42 zugeführt ist, um dieses Flip-Flop 42 dann zurückzusetzen, wenn das Rückkopplungssignal FB den Wert des zweiten oberen Schwellenwertes V3 übersteigt, was darauf hinweist, dass die Leistungsabnahme einer an den Schaltwandler angeschlossenen Last (Z in 1) durch die Leistungsaufnahme des Schaltwandlers während des Burst-Betriebes nicht mehr gedeckt werden kann.
  • Für die Freigabe bzw. das Sperren des Pulsweitenmodulators 30 durch das Freigabesignal S40 bestehen verschiedene Möglichkeiten, die jeweils einzeln angewendet oder auch miteinander kombiniert werden können und die nachfolgend erläutert werden:
    Bei einer Möglichkeit ist vorgesehen, das Ausgangs-Flip-Flop 31 des Pulsweitenmodulators 30 während der Zeitdauer, während der der Pulsweitenmodulator 30 gesperrt werden soll, dauerhaft zurückzusetzen. Dies kann dadurch erfolgen, dass ein ODER-Gatter 39 zwischen den Komparator 33 und den Rücksetz-Eingang R dieses Flip-Flops 31 geschaltet wird und dem, dem das Ausgangssignal des Komparators 33 und das Freigabesignal S40 als Eingangssignale zugeführt sind. Das Ausgangssignal S39 dieses ODER-Gatters 39 ist dabei dem Rücksetz-Eingang R des Flip-Flops 31 zugeführt, um dieses Flip-Flop dauerhaft zurückzusetzen, solange das Freigabesignal S40 einen High-Pegel annimmt.
  • Eine weitere Möglichkeit, den Pulsweitenmodulator 30 zu sperren besteht darin, den Taktgenerator 32 abhängig von dem Freigabesignal S40 ein- oder auszuschalten. Bei ausgeschaltetem Taktgenerator 32 unterbleibt ein Setzen des Flip-Flops 31, wodurch die Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Ansteuersignals S1 unterbleibt.
  • Ein dritte Möglichkeit, den Pulsweitenmodulator 30 zu sperren bzw. die Abgabe einen pulsweitenmodulierten Ansteuersignals zu verhindern, besteht darin, dem Ausgang, an welchem das pulsweitenmodulierte Signal S1 bereitgestellt wird, einen Schalter 36 vorzuschalten, der durch das Freigabesignal S40 angesteuert ist und der so ausgestaltet ist, dass er geöffnet wird, wenn das Freigabesignal S40 einen High-Pegel annimmt, um dadurch die Abgabe eines pulsweitenmodulierten Ansteuersignals zu verhindern.
  • Eine weitere Möglichkeit, den Pulsweitenmodulator 30 zu sperren besteht darin, die Spannungsversorgung der einzelnen Schaltungskomponenten des Pulsweitenmodulators 30 zu unterbrechen. 6 zeigt schematisch eine interne Spannungsver sorgungsanordnung 35, die in nicht näher dargestellter Weise die Spannungsversorgung der einzelnen Schaltungskomponenten des Pulsweitenmodulators 30 sicherstellt. Diese Spannungsversorgungsanordnung 35 ist dazu ausgebildet, angesteuert durch das Freigabesignal S40 eine Spannungsversorgung der einzelnen Schaltungskomponenten zu gewährleisten oder diese Spannungsversorgung zu unterbrechen.
  • 7 zeigt ein erstes Realisierungsbeispiel für die Auswerteschaltung 41, deren Ausgangssignal S41 des Betriebszustands-Flip-Flops 42 setzt. Diese Auswerteschaltung 41 weist einen Komparator 411 auf, der das Spannungsmesssignal CS mit dem Normalbetriebs-Grenzwert V5 vergleicht. Ein Ausgangssignal S411 dieses Komparators 411 ist dem Rücksetz-Eingang R eines Flip-Flops 412 zugeführt, dessen Setz-Eingang S das Taktsignal CLK zugeführt ist. Ein Ausgangssignal S412 dieses Flip-Flops 412 wird mittels eines UND-Gatters 413 mit dem Taktsignal CLK verknüpft, wobei am Ausgang dieses UND-Gatters 413 das Ausgangssignal S41 der Auswerteschaltung 41 zur Verfügung steht.
  • Die Funktionsweise dieser Auswerteschaltung 41 wird anhand des in 8 dargestellten zeitlichen Verlaufs ausgewählter in der Auswerteschaltung 41 vorkommender Signale deutlich. Das Flip-Flop 411 wird im Takt des Taktsignals CLK gesetzt und wird jeweils dann zurückgesetzt, wenn das Strommesssignal CS den Normalbetriebs-Grenzwert V5 übersteigt. Sofern das Strommesssignal CS während einer Taktperiode des Taktsignals CLK den Normalbetriebs-Grenzwert übersteigt, ist das Flip-Flop 412 zu Beginn einer neuen Taktperiode jeweils zurückgesetzt, so dass das Ausgangssignal des UND-Gatters 413 dauerhaft einen Low-Pegel annimmt. Ab dem Zeitpunkt t1 ist in 8 eine Ansteuerperiode dargestellt, in der das Strommesssignal CS den Normalbetriebs-Grenzwert V5 nicht übersteigt. Das Flip-Flop 412 ist dadurch zu Beginn einer nächsten Taktperiode CLK noch gesetzt, so dass das Ausgangssignal des UND-Gatters während der Zeitdauer eines Taktimpulses des Taktsig nals CLK einen High-Pegel annimmt, wodurch das Betriebszustands-Flip-Flop (42 in 6) gesetzt wird.
  • Ein Rücksetzen des internen Flip-Flops 412 der Auswerteschaltung 41 erfolgt dann, wenn das Strommesssignal CS während einer späteren Taktperiode den Normalbetriebs-Grenzwert wieder übersteigt.
  • 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Auswerteschaltung 41, das sich von dem in 7 dargestellten dadurch unterscheidet, dass dem UND-Gatter 413 ein Zähler 414 nachgeschaltet ist, an dessen Ausgang das Ausgangssignal S41 der Auswerteschaltung zur Verfügung steht. Dieser Zähler 414 ist so ausgebildet, dass er einen High-Pegel des Ausgangssignals S41 erst dann erzeugt, nachdem eine vorgegebene Anzahl von Taktimpulsen am Ausgang des UND-Gatters 413 aufgetreten sind, nachdem das Strommesssignal CS also während einer vorgegebenen Anzahl aufeinanderfolgender Taktperioden den Normalbetriebs-Grenzwert V5 nicht überschritten hat. Ein Rücksetzen des Zählers 414 erfolgt über das Ausgangssignal des Komparators 411 gleichzeitig mit dem Zurücksetzen des internen Flip-Flops 412.
  • 10 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Auswerteschaltung 41, das sich insbesondere dann eignet, wenn ein Taktsignal CLK zur Verfügung gestellt wird, bei dem die Dauer der einzelnen Taktimpulse lang ist im Vergleich zu der Zeitdauer, die ab Beginn eines Taktimpulses vergeht, bis das Strommesssignal CS üblicherweise den Normalbetriebs-Grenzwert V5 übersteigt. Diese Auswerteschaltung 41 weist zusätzlich zu dem Flip-Flop 412, das über das Taktsignal CLK gesetzt wird, ein weiteres Flip-Flop 416 auf, das jeweils mit einer fallenden Flanke der Taktimpulse des Taktsignals CLK gesetzt wird. Das Taktsignal CLK ist hierzu dem Setz-Eingang dieses Flip-Flops 416 über einen Inverter 415 zugeführt. Ein Rücksetzen dieses Flip-Flops 416 erfolgt gleichzeitig mit dem Zurückset zen des Flip-Flops 412 über das Ausgangssignal des Komparators 411.
  • Die beiden Ausgangssignale der Flip-Flops 412, 416 sind gemeinsam dem UND-Gatter 413 am Ausgang der Auswerteschaltung 41 zugeführt.
  • Bezug nehmend auf die in 11 dargestellten zeitlichen Verläufe der in der Auswerteschaltung 41 gemäß 10 vorkommenden Signale wird bei dieser Auswerteschaltung gemäß 10 ein High-Pegel des Ausgangssignals S41 bereits mit einer fallenden Flanke eines Taktimpulses erzeugt, wenn das Strommesssignal CS während der Dauer dieses Taktimpulses den Normalbetriebs-Grenzwert V5 nicht überschritten hat. Ein Setzen des Betriebszustands-Flip-Flops (42 in 6) erfolgt bei dieser Auswerteschaltung 41 bereits früher als bei der Auswerteschaltung gemäß 7, bei welcher ein High-Pegel des Ausgangssignals S41 erst mit Beginn einer folgenden Taktperiode erzeugt wird.
  • 12 zeigt eine Abwandlung der in 6 dargestellten Ansteuerschaltung. Diese Ansteuerschaltung unterscheidet sich von der in 6 Dargestellten dadurch, dass für den Vergleich des Strommesssignals CS mit dem Strombegrenzungswert V4 ein separater Komparator 52 vorhanden ist. Ein Ausgangssignal S52 dieses Komparators ist zusammen mit dem Betriebszustandssignal S42 einem UND-Gatter 53 zugeführt. Das Ausgangssignal S53 dieses UND-Gatters ist zusammen mit dem Ausgangssignal S33 des Komparators 33 einem ODER-Gatter 51 zugeführt, dessen Ausgangssignal dem Rücksetz-Eingang des Flip-Flops 31 zugeführt ist. Bei dieser Ansteuerschaltung erfolgt ein Rücksetzen des Flip-Flops 31 über den Komparator 33 und das ODER-Gatter 51 dann, wenn das Strommesssignal CS den Wert des Rückkopplungssignals FB erreicht, oder über den weiteren Komparator 52, das UND-Gatter 53 und das ODER-Gatter 51 dann, wenn während des Burst-Betriebes das Strommesssignal CS den Wert des Strombegrenzungswertes V4 erreicht. Man macht sich hierbei zu Nutze, dass der Strombegrenzungswert V4 während des Burst-Betriebes so gewählt ist, dass er kleiner ist als das Regelsignal FB, so dass während des Burst-Betriebes ein Rücksetzen des Flip-Flops 31 ausschließlich abhängig von dem Ausgangssignal S53 des UND-Gatters 53 erfolgt. Während des Normalbetriebes, wenn das Betriebszustandssignal S42 einen Low-Pegel annimmt, erfolgt ein Rücksetzen des Flip-Flops 31 ausschließlich abhängig vom Ausgangssignal des Komparators 33.
  • Optional ist dem ODER-Gatter 51 auch das Freigabesignal S40 zugeführt, wodurch sichergestellt ist, dass die Erzeugung des Ansteuersignals S1 sofort unterbrochen wird, wenn ein Übergang vom Normalbetrieb in den Burst-Betrieb erfolgt. Darüber hinaus stellt die Zuführung des Freigabesignals S40 zu dem ODER-Gatter 51 während des Burst-Betriebes sicher, dass während solcher Zeitdauern, während derer der Pulsweitenmodulator 30 gesperrt werden soll, kein Ansteuersignal erzeugt wird.
  • Optional besteht außerdem die Möglichkeit, das Taktsignal CLK dem ODER-Gatter 51 zuzuführen. Von dieser Möglichkeit kann insbesondere dann Gebrauch gemacht werden, wenn das Taktsignal CLK einen Duty-Cycle besitzt, der größer ist als der während eines störungsfreien Betriebes auftretende Duty-Cycle des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals S1. Die Einbeziehung des Taktsignals CLK in die Erzeugung des Rücksetzsignals für das Flip-Flop 31 bewirkt, dass bei Auftreten eines Störfalles der Duty-Cycle des Ansteuersignals S1 auf den Wert des Duty-Cycles des Taktsignals CLK begrenzt wird.
  • 13 zeigt eine Abwandlung der in 12 dargestellten Ansteuerschaltung die eine während des Normalbetriebes der Ansteuerschaltung wirkende Strombegrenzungsschaltung 70 aufweist. Diese Strombegrenzungsschaltung vergleicht das Strommesssignal CS mit einem Strombegrenzungssignal V6. Zum Vergleich des Strommesssignals CS mit dem Strombegrenzungssignal V6 ist ein Komparator 71 vorhanden, dessen einem Eingang das Strommesssignal CS und dessen anderem Eingang das Strombegrenzungssignal V6 zugeführt ist. Ein am Ausgang des Komparators 71 zur Verfügung stehendes Ausgangssignal S70 ist dem ODER-Gatter 51 zugeführt. Diese Strombegrenzungsanordnung 70 bewirkt, dass während des Normalbetriebes das Ausgangs-Flip-Flop 31 dann zurückgesetzt wird, wenn das Strommesssignal CS bis auf den Wert des Begrenzungssignals V6 angestiegen ist, wodurch der Strom durch die Primärspule (Lp in 1) auf einen vom dem Strombegrenzungswert V6 abhängigen Maximalwert begrenzt wird.
  • Das Strombegrenzungssignal V6 ist vorzugsweise einer Kompensationsanordnung 72 zugeführt, die dieses Begrenzungssignal V6 abhängig von der Eingangsspannung des Schaltwandlers (Vin in 1) variiert, um sicherzustellen, dass die maximal von dem Schaltwandler aufgenommene Leistung stets auf denselben Wert begrenzt wird. Dem liegt die Erkenntnis zugrunde, dass der Schalter (M in 1) aufgrund vorhandener Signallaufzeiten noch für die Dauer dieser Signallaufzeiten eingeschaltet bleibt, nachdem das Strommesssignal CS den Wert des Begrenzungssignals V6 erreicht hat. Der Wert, um welchen der Eingangsstrom (I in 1) während dieser Signallaufzeit ansteigt, ist dabei abhängig von der Eingangsspannung Vin und ist umso größer, je größer die Eingangsspannung Vin ist. Die Kompensationsschaltung 72 ist dazu ausgebildet, den Grenzwert V6 mit zunehmender Eingangsspannung Vin zu reduzieren, um unter Berücksichtigung der Signallaufzeit stets eine gleiche maximale Leistungsaufnahme zu erreichen. Eine solche Kompensationsschaltung 72 ist grundsätzlich bekannt und beispielsweise in der DE 100 40 413 A1 beschrieben, so dass auf weitere Ausführungen hierzu verzichtet werden kann.
  • Vorzugsweise ist auch dem weiteren Komparator 52 eine entsprechende Kompensationsschaltung 54 vorgeschaltet, die den während des Burst-Betriebes wirksamen Strombegrenzungswert abhängig von der Eingangsspannung Vin variiert, so dass die Leistungsaufnahme des Schaltwandlers unabhängig von der Eingangsspannung Vin während der Einschaltphasen im Burst-Betrieb jeweils gleich ist.
  • 14 zeigt eine Abwandlung der in 13 dargestellten Ansteuerschaltung. Die in 14 dargestellte Ansteuerschaltung unterscheidet sich von der in 13 Dargestellten dadurch, dass die Strombegrenzungsschaltung 70 sowohl zur Begrenzung der maximalen Leistungsaufnahme während des Normalbetriebes als auch zur Begrenzung der Strom- bzw. Leistungsaufnahme während des Burst-Betriebes dient. Die Strombegrenzungsschaltung 70 weist hierzu einen steuerbaren Verstärker 73 auf, der durch das Betriebszustandssignal S42 angesteuert ist. Die Verstärkung dieses Verstärkers 73 beträgt während des Normalbetriebszustandes beispielsweise Eins, so dass die Begrenzungsschaltung 70 während des Normalbetriebes entsprechend der anhand von 13 erläuterten Begrenzungsschaltung funktioniert, die lediglich dann aktiv wird, wenn das Strommesssignal CS über den Grenzwert V6, der gegebenenfalls durch die Kompensationsschaltung 72 modifiziert wird, ansteigt.
  • Der Verstärker 73 ist so ausgebildet, dass er während des Burst-Betriebes, also dann, wenn das Betriebszustandssignal S42 einen High-Pegel annimmt, eine Verstärkung größer als Eins besitzt. Das am Ausgang dieses Verstärkers 73 anliegende verstärkte Strommesssignal ist dabei so auf den Wert des Strombegrenzungssignals V6 abgestimmt, dass das verstärkte Strommesssignal während des Burst-Betriebes den Stromgrenzwert V6 erreicht, bevor das unverstärkte Strommesssignal CS den Wert des Regelsignals FB erreicht. Die Strombegrenzungsanordnung 70 dient während des Burst-Betriebes damit zur Begrenzung des Eingangsstromes auf einen von dem Begrenzungssignal V6 abhängigen Wert.
  • C
    Kondensator der Gleichrichteranordnung
    CLK
    Taktsignal
    CS
    Strommesssignal
    CSmax
    maximales Strommesssignal
    D
    Diode der Gleichrichteranordnung
    FB
    Regelsignal, Rückkopplungssignal
    I
    Eingangsstrom
    Imax
    maximaler Eingangsstrom
    Iref
    Referenzstrom
    Lp
    Primärspule
    Ls
    Sekundärspule
    M
    Halbleiterschalter, MOSFET
    Rs
    Strommesswiderstand
    S1
    pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal
    S40
    Freigabesignal
    S41
    Ausgangssignal der Auswerteschaltung
    S412
    Ausgangssignal des RS-Flip-Flops
    S42
    Betriebszustandssignal
    S43–S45
    Komparatorausgangssignale
    V1
    unterer Schwellenwert für den Burst-Betrieb
    V2
    erster oberer Schwellenwert für den Burst-Betrieb
    V3
    zweiter oberer Schwellenwert für den Burst-Betrieb
    V4
    Strombegrenzungssignal
    V5
    Normalbetriebs-Grenzwert
    Vin
    Eingangsspannung
    Vout
    Ausgangsspannung
    Vs
    Messspannung
    Z
    Last
    11, 12
    Eingangsklemmen
    13, 14
    Ausgangsklemmen
    15
    Transformator
    16
    Gleichrichteranordnung
    17
    Regelanordnung
    20
    Ansteuerschaltung
    30
    Pulsweitenmodulator
    31
    D-Flip-Flop
    32
    Taktgenerator
    33
    Komparator
    34
    Multiplexer
    35
    Spannungsversorgungsanordnung
    36
    Schalter
    37
    Verstärker
    39
    ODER-Gatter
    40
    Freigabeschaltung
    41
    Auswerteschaltung
    42, 46
    RS-Flip-Flops
    43–45
    Komparatoren
    47
    UND-Gatter
    50
    Multiplexer
    52
    Komparator
    53
    UND-Gatter
    54
    Kompensationsanordnung
    70
    Strom- bzw. Leistungsbegrenzungsanordnung
    72
    Kompensationsanordnung
    73
    steuerbarer Verstärker
    411
    Komparator
    412
    RS-Flip-Flop
    413
    UND-Gatter
    414
    Zähler
    415
    Inverter
    416
    RS-Flip-Flop

Claims (11)

  1. Verfahren zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden, in Reihe zu einer Primärspule (Lp) eines Transformators (15) geschalteten Halbleiterschalters (T) in einem Schaltwandler, wobei der Schalter (T) in einem ersten Ansteuermodus dauerhaft durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal (S1), das mehrere Ansteuerperioden mit jeweils einer Einschaltdauer (Ton) und einer Ausschaltdauer aufweist, angesteuert wird und in einem zweiten Ansteuermodus intervallweise durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal (S1) angesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, dass ein Wechsel von dem ersten in den zweiten Ansteuermodus abhängig davon erfolgt, ob der Maximalwert (Imax) eines Stromes (I) durch die Primärspule (Lp) während wenigstens einer Ansteuerperiode einen vorgegebenen Stromschwellenwert (Iref) übersteigt.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem ein von einer Ausgangsspannung (Vout) des Schaltwandlers abhängiges, die Leistungsaufnahme regelndes Regelsignal (FB) bereitgestellt wird und bei dem der Wechsel von dem ersten in den zweiten Betriebszustand außerdem abhängig davon erfolgt, ob das Regelsignal (FB) einen vorgegebenen Regelsignal-Schwellenwert (V1) unterschreitet oder einen vorgegebenen Regelsignal-Schwellenwert überschreitet.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem ein Wechsel von dem ersten in den zweiten Ansteuermodus erfolgt, wenn der Maximalwert (Imax) des Stromes durch die Primärspule während einer vorgegebenen Anzahl aufeinander folgender Ansteuerperi oden des Ansteuersignals (S1) den Stromschwellenwert (Iref) nicht übersteigt.
  4. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem während des zweiten Ansteuermodus zwischen einer pulsweitenmodulierten Ansteuerung des Halbleiterschalters (T) und einer Unterbrechung der pulsweitenmodulierten Ansteuerung abhängig von einem Vergleich des Regelsignals (FB) mit dem ersten (V1) und einem zweiten Regelsignal-Schwellenwert (V2), die unterschiedlich zueinander sind, gewechselt wird.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, bei dem der zweite Regelsignal-Schwellenwert (V2) so gewählt ist, dass sich das Regelsignal (FB) ausgehend von einem zwischen den beiden Regelsignal-Schwellenwerten liegenden Wert dem zweiten Regelsignal-Schwellenwert annähert, wenn die Ausgangsspannung (Vout) absinkt, bei dem während des zweiten Ansteuermodus eine pulsweitenmodulierte Ansteuerung erfolgt, nachdem das Regelsignal (FB) den zweiten Regelsignal-Schwellenwert (V2) erreicht und bei dem während des zweiten Ansteuermodus eine pulsweitenmodulierte Ansteuerung unterbrochen wird, wenn das Regelsignal den ersten Regelsignal-Schwellenwert (V1) erreicht.
  6. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem ein Wechsel von dem zweiten in den ersten Ansteuermodus abhängig von einem Vergleich des Regelsignals (FB) mit einem dritten Schwellenwert (V3) erfolgt, der so gewählt ist, dass das Regelsignal (FB) diesen Schwellenwert ausgehend von dem zweiten Schwellenwert (V2) bei absinkender Ausgangsspannung (Vout) erreicht.
  7. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Zeitdauern der Ansteuerperioden des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals im ersten Ansteuermodus vom Verlauf des Stromes (I) durch die Primärspule (Lp) und dem Regelsignal (FB) abhängig ist.
  8. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Zeitdauern der Ansteuerperioden des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals im zweiten Ansteuermodus vom Verlauf des Stromes (I) durch die Primärspule (Lp) und von einem Strombegrenzungssignal (V4) abhängig ist.
  9. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem während des ersten Ansteuermodus der Strom durch die Primärspule auf einen vorgegebenen Maximalwert begrenzt wird, indem der Schalter (T) abgeschaltet wird, wenn das Strom durch die Primärspule den Maximalwert erreicht.
  10. Ansteuerschaltung für einen die Leistungsaufnahme bestimmenden, in Reihe zu einer Primärspule (Lp) eines Transformators (15) geschalteten Halbleiterschalter (T) in einem Schaltwandler, der Eingangsklemmen (11, 12) zum Anlegen einer Eingangsspannung (Vin) und Ausgangsklemmen (13, 14) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (Vout) aufweist, wobei die Ansteuerschaltung (20) umfasst: – einen Ausgangsanschluss zum Bereitstellen eines Ansteuersignals (S1) für den Halbleiterschalter (T), – einen Messeingang zum Zuführen eines von einem Strom durch die Primärspule abhängigen Messsignals (CS), – einen Rückkopplungseingang zum Zuführen eines die Leistungsaufnahme regelnden, von der Ausgangsspannung (Vout) abhängigen Regelsignals (FB), – eine Signalerzeugungsschaltung (30), die dazu ausgebildet ist, in einem ersten Ansteuermodus dauerhaft ein pulsweiten moduliertes Signal als Ansteuersignal zu erzeugen und die dazu ausgebildet ist, in einem zweiten Ansteuermodus intervallweise ein pulsweitenmoduliertes Signal als Ansteuersignal (S1) zu erzeugen, wobei ein Übergang von dem ersten in den zweiten Betriebszustand abhängig von dem Strommesssignal (CS) erfolgt.
  11. Ansteuerschaltung nach Anspruch 10, bei der die Signalerzeugungsschaltung folgende Merkmale aufweist: – einen Pulsweitenmodulator (30), dem das Regelsignal (FB) und ein Freigabesignal (S40) zugeführt ist.
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