WO2013121665A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

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WO2013121665A1
WO2013121665A1 PCT/JP2012/082299 JP2012082299W WO2013121665A1 WO 2013121665 A1 WO2013121665 A1 WO 2013121665A1 JP 2012082299 W JP2012082299 W JP 2012082299W WO 2013121665 A1 WO2013121665 A1 WO 2013121665A1
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power source
voltage
semiconductor switching
power
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亮太 近藤
山田　正樹
優介 檜垣
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a DC / DC converter in which a primary side and a secondary side are insulated by a transformer, and more particularly, to a DC / DC converter capable of bidirectional power transmission between two DC power sources.
  • the conventional bidirectional DC / DC converter includes a first switch interposed between one end of the primary winding of the transformer and the first voltage positive terminal, and one end of the primary winding and the first voltage negative terminal.
  • a switch a coil, a fifth switch interposed between one end of the coil and the second voltage positive terminal, a sixth switch interposed between one end of the coil and the second voltage negative terminal, and one end of the secondary winding And a seventh switch inserted between the other end of the coil, an eighth switch inserted between one end of the secondary winding and the second voltage negative terminal, and between the other end of the secondary winding and the other end of the coil.
  • a ninth switch interposed between the other end of the secondary winding and the tenth switch interposed between the second voltage negative terminal (For example, see Patent Document 1).
  • a bidirectional DC / DC converter includes a transformer that connects a voltage type full bridge circuit connected to a first power source and a current type switching circuit connected to a second power source. .
  • a snubber capacitor is connected to each switching element of the voltage-type full bridge circuit, and a primary winding of the transformer, a resonance reactor, and a resonance capacitor are connected in series.
  • a voltage clamp circuit including a switching element and a clamp capacitor is connected to the current type switching circuit (see, for example, Patent Document 2).
  • Patent Documents 1 and 2 since the configuration is different between the primary side and the secondary side, the control cannot be simply reversed even if the power transmission direction is reversed, and the output is caused by the time delay until the control switching. It has been difficult to obtain a stable output when the voltage rises excessively or falls.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and can transmit power bidirectionally over a wide voltage range with a simple circuit configuration without providing a separate booster circuit, and with low loss. It is an object of the present invention to provide a DC / DC converter that can simultaneously realize the conversion. It is another object of the present invention to enable control that promptly follows and stably outputs changes in the power transmission direction and steep load fluctuations.
  • the DC / DC converter performs bidirectional power transmission between the first DC power source and the second DC power source.
  • the DC / DC converter includes a transformer and a plurality of semiconductor switching elements, and is connected between the first DC power source and the first winding of the transformer to convert power between DC / AC.
  • a second converter that has a plurality of semiconductor switching elements and is connected between the second DC power source and the second winding of the transformer to convert power between DC and AC;
  • the first and second converter sections include capacitors connected in parallel to the semiconductor switching elements, and first and second reactors connected to AC input / output lines.
  • the control circuit uses the first reactor to transfer each semiconductor switching element in the first converter unit to a zero voltage during power transmission from the first DC power source to the second DC power source.
  • the semiconductor switching element in the second converter unit is controlled to zero voltage by using the second reactor during power transmission from the second DC power source to the first DC power source. It controls to switch.
  • the DC / DC converter power can be transmitted bidirectionally in a wide voltage range with a simple circuit configuration.
  • zero voltage switching is possible regardless of the power transmission direction, and loss can be reduced by reducing the number of components.
  • the circuit configuration is symmetrical with the transformer interposed therebetween, bidirectional power transmission is possible with simple control.
  • FIG. Embodiment 1 of the present invention will be described below.
  • 1 is a diagram showing a circuit configuration of a battery charge / discharge device as a DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the battery charging / discharging device performs charging / discharging of the battery 2 by bidirectional power conversion between a DC power source 1 as a first DC power source and a battery 2 as a second DC power source. It is.
  • the battery charging / discharging device includes a DC / DC converter circuit 100 and a control circuit 15 serving as a main circuit.
  • the DC / DC converter circuit 100 includes a first smoothing capacitor 3 connected in parallel to the DC power source 1, a first switching circuit 4 serving as a first converter unit, and a high-frequency transformer 8 serving as an insulated transformer.
  • the second switching circuit 10 as the second converter unit and the second smoothing capacitor 11 connected in parallel to the battery 2 are provided.
  • the first switching circuit 4 is a full bridge circuit having a plurality of semiconductor switching elements 5a to 5d made of IGBTs or MOSFETs each having a diode connected in antiparallel, the DC side being the first smoothing capacitor 3, and the AC side being the high frequency. Connected to the first winding 8a of the transformer 8 to perform bidirectional power conversion between DC and AC.
  • the first switching circuit 4 is a zero voltage switching circuit in which the voltage across the elements at the time of switching of each of the semiconductor switching elements 5a to 5d can be made substantially zero voltage, and is parallel to each of the semiconductor switching elements 5a to 5d.
  • Capacitors 6a to 6d are connected.
  • a first reactor 7 is connected to an AC input / output line between the semiconductor switching elements 5a to 5d and the high-frequency transformer 8, and the first reactor 7 and the first winding 8a are connected in series.
  • the second switching circuit 10 is a full bridge circuit having a plurality of semiconductor switching elements 12a to 12d made of IGBTs or MOSFETs each having a diode connected in antiparallel, the DC side being the second smoothing capacitor 11, and the AC side being the high frequency. Connected to the second winding 8b of the transformer 8 to perform bidirectional power conversion between DC and AC.
  • the second switching circuit 10 is a zero voltage switching circuit in which the voltage across the semiconductor switching elements 12a to 12d can be set to almost zero voltage at the time of switching.
  • the semiconductor switching elements 12a to 12d are connected in parallel to each other. Capacitors 13a to 13d are connected.
  • a second reactor 9 is connected to an AC input / output line between the semiconductor switching elements 12a to 12d and the high-frequency transformer 8, and the second reactor 9 and the second winding 8b are connected in series.
  • a current sensor 14 for detecting a charging current i (current with the arrow direction being positive) of the battery 2 is installed between the second smoothing capacitor 11 and the battery 2, and the sensed output is controlled. Input to the circuit 15.
  • a voltage sensor 16 for detecting the voltage v of the first smoothing capacitor 3 is installed, and the sensed output is input to the control circuit 15.
  • a drive signal G ⁇ that controls the switching of the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d of the first and second switching circuits 4 and 10 is provided. 5, G-12 is generated and the first and second switching circuits 4 and 10 are driven and controlled.
  • FIG. 2 is a control block diagram when power is transmitted from the DC power source 1 to the battery 2, that is, when the battery 2 is charged.
  • the charging current i that is the output current of the DC / DC converter circuit 100 is detected by the current sensor 14 and input to the control circuit 15.
  • the control circuit 15 compares the input charging current i with the charging current command value i * , feeds back the difference, and outputs the output DUTY of the first switching circuit 4 and the second switching circuit 10.
  • the drive signals G-5 and G-12 of the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d are determined.
  • the voltage of the first smoothing capacitor 3 connected in parallel to the DC power supply 1 is the same DC voltage as the voltage of the DC power supply 1.
  • FIG. 3 shows driving signals G-5 (G-5a to G-5d), G-12 (G) of the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d of the first switching circuit 4 and the second switching circuit 10, respectively. -12a to G-12d) are shown.
  • the semiconductor switching element 5a in the first switching circuit 4 and the semiconductor switching element 12d in the second switching circuit 10 are in phase with each other.
  • the semiconductor switching element 5a is a first reference element
  • the semiconductor switching element 12d is a second reference element.
  • a period in which the semiconductor switching element 5d having a diagonal relationship with the semiconductor switching element 5a (first reference element) is turned on simultaneously with the semiconductor switching element 5a is a first diagonal on-time t1, and the semiconductor switching element 12d.
  • a period in which the semiconductor switching element 12a having a diagonal relationship with the (second reference element) is simultaneously turned on at the same time as the semiconductor switching element 12d is defined as a second diagonal on-time t2, and a period is defined as T.
  • simultaneous on the state in which two or more semiconductor switching elements are both on.
  • the drive signals G-5a and G-5d of the semiconductor switching elements 5a and 5b have a waveform in which the phase is inverted by 180 ° with the same on-time width.
  • the drive signals G-5c and G-5d have waveforms with the same ON time width and the phases inverted by 180 °.
  • the positive (high voltage side) semiconductor switching elements 5a, 5c, 12a, 12c and the negative constituting the bridge circuits of the first and second switching circuits 4, 10 which are full bridge circuits each having two bridge circuits.
  • the semiconductor switching elements 5b, 5d, 12b, and 12d on the side (low voltage side) are controlled with an on-time ratio of 50%.
  • the on-time ratio of 50% is neglected the short-circuit prevention time set to prevent the positive-side semiconductor switching element and the negative-side semiconductor switching element from being simultaneously turned on. After one is turned off, the other is turned on after the set short-circuit prevention time has elapsed.
  • the voltage 13d is set so as to increase to the voltage of the first and second smoothing capacitors 3 and 11, or to decrease to near zero voltage.
  • the first switching circuit 4 applies a positive pulse of the voltage V1 during the period (first diagonal on time) t1 when the semiconductor switching elements 5a and 5d are simultaneously turned on.
  • a negative pulse of voltage ( ⁇ V1) is output during a period t1a in which the elements 5b and 5c are simultaneously turned on, and applied to the first winding 8a of the high-frequency transformer 8.
  • the winding ratio of the first winding 8a and the second winding 8b of the high-frequency transformer 8 is N1: N2, at this time, the second winding 8b of the high-frequency transformer 8 includes ( ⁇ V1) ⁇ A voltage of N2 / N1 is applied.
  • the operation of the DC / DC converter circuit 100 within one period will be described below.
  • the voltage of the battery 2 is higher than the voltage generated in the second winding 8b.
  • the semiconductor switching element 5a is turned on, the semiconductor switching element 5c is turned off, and then the semiconductor switching element 5d is turned on, so that the semiconductor switching elements 5a and 5d are simultaneously turned on.
  • a current flows through the path of the first smoothing capacitor 3 ⁇ the semiconductor switching element 5 a ⁇ the first reactor 7 ⁇ the first winding 8 a ⁇ the semiconductor switching element 5 d ⁇ the first smoothing capacitor 3.
  • a positive voltage is applied to the first winding 8a of the high-frequency transformer 8, and a positive voltage is generated in the second winding 8b.
  • the semiconductor switching elements 5c and 5d are switched while the semiconductor switching element 5a is turned on, and the capacitors 6c and 6d connected in parallel to the semiconductor switching elements 5c and 5d are charged and discharged, whereby the semiconductor switching elements 5c and 5d are Zero voltage switching.
  • the semiconductor switching elements 12b and 12d are simultaneously turned on, and the second winding 8b ⁇ second reactor 9 ⁇ semiconductor switching element 12b ⁇ semiconductor switching element 12d ⁇ second winding. A current flows through the path of the line 8b, and the second reactor 9 is excited (FIG. 4).
  • the second switching circuit 10 turns off the semiconductor switching element 12b, then turns on the semiconductor switching element 12a, and turns on the second winding 8b ⁇ second reactor 9 ⁇ semiconductor switching element 12a ⁇ second A current flows through the path of the smoothing capacitor 11 ⁇ the semiconductor switching element 12 d ⁇ the second winding 8 b, and the excitation energy of the second reactor 9 is supplied to the second smoothing capacitor 11.
  • the semiconductor switching elements 12a and 12b are switched while the semiconductor switching element 12d is turned on, and the semiconductor switching elements 12a and 12b are switched to zero voltage due to the influence of the capacitors 13a and 13b connected in parallel, respectively (FIG. 5). . Since the semiconductor switching element 12a is connected to the second smoothing capacitor 11 by an antiparallel diode, rectification is possible even if the semiconductor switching element 12a is not turned on.
  • the semiconductor switching elements 5b, 12c are turned on at the same timing.
  • the first switching circuit 4 on the first winding 8a side of the high-frequency transformer 8 is connected to the first reactor 7, the first winding 8a, the semiconductor switching element 5d, the semiconductor switching element 5b, and the first reactor 7 path. The current circulates and no voltage is applied to the first winding 8a.
  • the current flowing through the second reactor 9 is recirculated and flows through the second winding 8b.
  • the semiconductor switching elements 5a and 5b are switched while the semiconductor switching element 5d is turned on, and the semiconductor switching elements 5a and 5b are affected by the capacitors 6a and 6b connected in parallel, respectively. Zero voltage switching is performed (FIG. 6).
  • the semiconductor switching element 5d is turned off and then the semiconductor switching element 5c is turned on, so that the semiconductor switching elements 5b and 5c are simultaneously turned on, and the first smoothing capacitor 3 ⁇ semiconductor A current flows through a path of the switching element 5 c ⁇ the first winding 8 a ⁇ the first reactor 7 ⁇ the semiconductor switching element 5 b ⁇ the first smoothing capacitor 3.
  • a negative voltage is applied to the first winding 8a of the high-frequency transformer 8, and a negative voltage is generated in the second winding 8b.
  • the semiconductor switching elements 5c and 5d are switched while the semiconductor switching element 5b is turned on, and the semiconductor switching elements 5c and 5d are switched to zero voltage due to the influence of the capacitors 6c and 6d connected in parallel.
  • the semiconductor switching elements 12a and 12c are turned on simultaneously, and the second winding 8b ⁇ the semiconductor switching element 12c ⁇ the semiconductor switching element 12a ⁇ the second reactor 9 ⁇ the second winding.
  • the semiconductor switching element 12a is turned off, the semiconductor switching element 12b is turned on, and the second winding 8b ⁇ semiconductor switching element 12c ⁇ second smoothing capacitor 11 ⁇ semiconductor switching.
  • a current flows through the path of the element 12b ⁇ the second reactor 9 ⁇ the second winding 8b, and the excitation energy of the second reactor 9 is supplied to the second smoothing capacitor 11.
  • the semiconductor switching elements 12a and 12b are switched while the semiconductor switching element 12c is turned on, and the semiconductor switching elements 12a and 12b perform zero voltage switching due to the influence of the capacitors 13a and 13b connected in parallel, respectively (FIG. 8). . Since the semiconductor switching element 12b is connected to the second smoothing capacitor 11 by the anti-parallel diode, the semiconductor switching element 12b can be rectified without being turned on.
  • the semiconductor switching elements 5a and 12d are turned on at the same timing.
  • the first switching circuit 4 on the first winding 8 a side of the high-frequency transformer 8 is connected to the first reactor 7 ⁇ the semiconductor switching element 5 a ⁇ the semiconductor switching element 5 c ⁇ the first winding 8 a ⁇ the first reactor 7.
  • the current flows back and no voltage is applied to the first winding 8a.
  • the voltage generated in the second winding 8b of the high-frequency transformer 8 is boosted to supply power to the battery 2.
  • a period for exciting the second reactor 9 is provided within a period (t 1, t 1 a) in which the voltage is applied to the high-frequency transformer 8, that is, the second reactor 9 is a boost reactor. Is used for boosting operation.
  • the switching of the semiconductor switching elements 5a to 5d in the first switching circuit 4 on the primary side of the high-frequency transformer 8 is all zero voltage switching by the action of the capacitors 6a to 6d and the first reactor 7. Note that a part of the switching of the second switching circuit 10 on the secondary side is zero voltage switching.
  • FIG. 10 is a control block diagram when power is transferred from the battery 2 to the DC power source 1, that is, when the battery 2 is discharged.
  • the DC / DC converter circuit 100 outputs to the DC power source 1, and the voltage v of the first smoothing capacitor 3 becomes the output voltage.
  • This output voltage v is detected by the voltage sensor 16 and input to the control circuit 15.
  • the control circuit 15 compares the input output voltage v with the output voltage command value v * , feeds back the difference, and outputs the output DUTY of the first switching circuit 4 and the second switching circuit 10.
  • the drive signals G-5 and G-12 of the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d are determined.
  • the second smoothing capacitor 11 connected in parallel to the battery 2 has the same DC as the voltage of the battery 2. Voltage. As shown in FIG. 11, in the second switching circuit 10, when the semiconductor switching elements 12a and 12d are simultaneously turned on, the second smoothing capacitor 11 ⁇ the semiconductor switching element 12a ⁇ the second reactor 9 ⁇ the second winding 8b. ⁇ Current flows through the path of the semiconductor switching element 12 d ⁇ second smoothing capacitor 11. As a result, a positive voltage is applied to the second winding 8b of the high-frequency transformer 8, and a positive voltage is generated in the first winding 8a.
  • the semiconductor switching elements 5b and 5d are simultaneously turned on, and the first winding 8a ⁇ the first reactor 7 ⁇ the semiconductor switching element 5b ⁇ the semiconductor switching element 5d ⁇ the first winding.
  • the state shown in FIG. 11 is obtained by reversing the first and second switching circuits 4 and 10 from the state shown in FIG. 4 when power is transmitted from the DC power source 1 to the battery 2.
  • the first and second switching circuits 4 and 10 are symmetrically configured around the transformer 8 with the high-frequency transformer 8 interposed therebetween, and power is transmitted from the battery 2 to the DC power source 1.
  • the power transmission can be similarly performed. Yes.
  • control using the drive signals G-5 and G-12 in reverse means that the semiconductor switching element 12d for the semiconductor switching element 5a, the semiconductor switching element 12c for the semiconductor switching element 5b, and the semiconductor switching element 5c.
  • the semiconductor switching element corresponding to the semiconductor switching element 12b and the semiconductor switching element 5d is determined as the semiconductor switching element 12a, and the switching control pattern is reversed between the corresponding semiconductor switching elements.
  • the voltage generated in the first winding 8 a of the high-frequency transformer 8 is boosted to supply power to the DC power source 1.
  • a period for exciting the first reactor 7 is provided within a period in which a voltage is applied to the high-frequency transformer 8, that is, the first reactor 7 is used as a boost reactor.
  • the switching of the semiconductor switching elements 12a to 12d in the second switching circuit 10 serving as the primary side of the high-frequency transformer 8 is all zero voltage switching by the action of the capacitors 13a to 13d and the second reactor 9. Note that a part of the switching of the first switching circuit 4 on the secondary side is zero voltage switching.
  • the second diagonal on time t2 when the two are simultaneously turned on will be described below.
  • the period during which power is transferred from the first winding 8a of the high-frequency transformer 8 to the second winding 8b and the voltage is generated in the second winding 8b is as follows: This is a period in which the semiconductor switching elements 5a and 5d are simultaneously turned on (first diagonal on time t1) and a period in which the semiconductor switching elements 5b and 5c are simultaneously turned on (t1a). By making this period as long as possible, it is possible to reduce the loss related to the return period of the first switching circuit 4 and the second switching circuit 10.
  • the first diagonal on-time t1 is set so that the period during which the voltage is applied to the first winding 8a of the high-frequency transformer 8 is maximized.
  • the first diagonal on-time t1 is set to the maximum on-time tmax.
  • the maximum on-time tmax is set based on the time required for each semiconductor switching element 5a to 5d of the first switching circuit 4 to perform zero voltage switching. Since the semiconductor switching elements 5b and 5c are simultaneously turned on (t1a) is equal to the first diagonal on time t1, this period is also set to the maximum on time tmax.
  • the semiconductor switching elements 12a and 12d are simultaneously turned on so that the period during which the voltage is applied to the second winding 8b of the high-frequency transformer 8 is maximized.
  • a second diagonal on-time t2 is set. That is, the second diagonal on time t2 is set to the maximum on time tmax. At this time, the period (t2a) during which the semiconductor switching elements 12b and 12c are simultaneously turned on is also set to the maximum on-time tmax.
  • the control circuit 15 controls the driving signals G-5 and G of the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d so that the first diagonal on time t1 and the second diagonal on time t2 satisfy a predetermined relationship.
  • FIG. 12 is a diagram showing the relationship between the first diagonal on-time t1 and the second diagonal on-time t2.
  • the first diagonal on-time t1 is indicated by a solid line
  • the second diagonal on-time t2 is indicated by a dotted line.
  • a in the figure indicates power transmission from the DC power source 1 to the battery 2 on the right side of the reference point A at the reference point A where the power transmitted between the DC power source 1 and the battery 2 is 0, for example.
  • the power transmission from the battery 2 to the DC power source 1 is shown on the left side.
  • the reference point A is a point where the first diagonal on-time t1 and the second diagonal on-time t2 are both the maximum on-time tmax.
  • the control circuit 15 depends on the control amount in the direction of increasing the amount of power transfer from the DC power source 1 to the battery 2, and the first diagonal on-time t1 and the second diagonal The on-time t2 is changed.
  • the phase for driving the semiconductor switching elements 5c and 5d of the first switching circuit 4 is controlled.
  • the phase for driving the semiconductor switching elements 12a and 12b is controlled so that the second diagonal on-time t2 becomes the maximum on-time tmax.
  • the first diagonal on-time t1 becomes the maximum on-time tmax and the output needs to be further increased by feedback control
  • the phase for driving the semiconductor switching elements 12a and 12b of the second switching circuit 10 is adjusted so as to reduce the time t2.
  • the phase for driving the semiconductor switching elements 12a and 12b of the second switching circuit 10 is controlled.
  • the first switching circuit 4 controls the phase for driving the semiconductor switching elements 5c and 5d so that the first diagonal on-time t1 becomes the maximum on-time tmax.
  • the phase for driving the semiconductor switching elements 5c and 5d of the first switching circuit 4 is adjusted so as to reduce the time t1.
  • the control circuit 15 drives the semiconductor switching element 5a of the first switching circuit 4 and the semiconductor switching element 12d of the second switching circuit 10 with the drive signals G-5a and G-12d having the same phase,
  • the phase for driving the semiconductor switching elements 5c and 5d is controlled
  • the semiconductor switching elements 12a and 12b are driven. This is done by controlling the phase.
  • the first diagonal on-time t1 and the second diagonal on-time depend on the control amount in the direction of increasing the amount of power transfer from the DC power source 1 to the battery 2 regardless of the power transmission direction.
  • t2 is changed so as to satisfy the set relationship (the relationship shown in FIG. 12). This makes it possible to perform bidirectional power conversion by controlling the DC / DC converter circuit 100 by the same drive control method regardless of the power transmission direction. As a result, bidirectional power conversion operation can be realized with simple control.
  • the first and second switching circuits 4 and 10 are configured such that each of the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d is capable of zero voltage switching, and becomes zero voltage switching when becoming the primary side of the high frequency transformer 8. To be controlled.
  • the first and second reactors 7 and 9 that have acted on the zero voltage switching are on the secondary side of the high-frequency transformer 8, they are operated as step-up reactors.
  • boosting can be performed by the boosting operation of the secondary-side switching circuit without providing a separate booster circuit. For example, at the time of power transmission from the DC power source 1 to the battery 2, the voltage generated in the second winding 8 b of the high-frequency transformer 8 is converted to the second reactor 9, the second switching circuit 10, and the second smoothing capacitor 11.
  • the booster circuit By forming the booster circuit by the above, it is possible to charge the battery 2 even when the voltage of the battery 2 is higher than the voltage generated in the second winding 8b. Therefore, power can be transmitted bidirectionally over a wide voltage range with a simple circuit configuration. In addition, zero voltage switching is possible regardless of the power transmission direction, and loss can be reduced by reducing the number of components.
  • the turn ratio of the high-frequency transformer 8 and the first and second reactors 7 and 9 can be optimally designed according to the voltage ranges of the DC power supply 1 and the battery 2, respectively.
  • the difference between the output voltage command value v * and the output voltage v is fed back to create the discharge current command value ( ⁇ i) * of the battery 2.
  • the first and second switching are performed by feedback control so that the discharge current ( ⁇ i) obtained by inverting the sign of the charging current i of the battery 2 detected by the current sensor 14 matches the discharge current command value ( ⁇ i) *.
  • the output DUTY of the circuit may be determined.
  • the discharge current command value ( ⁇ i) * is created with the polarity being positive.
  • the discharge current command value being positive indicates a state in which the power transmission direction is maintained in the direction from the battery 2 to the DC power source 1.
  • the first diagonal ON time t1 of the first switching circuit 4 is adjusted so that the discharge current ( ⁇ i) from the battery 2 to the DC power supply 1 matches the discharge current command value ( ⁇ i) * .
  • the second diagonal ON time t2 of the second switching circuit 10 is maintained at the maximum ON time tmax.
  • the discharge current command value ( ⁇ i) * is created with negative polarity.
  • the discharge current command value being negative refers to a state in which the direction of power transmission is switched to the direction from the DC power source 1 to the battery 2.
  • the second diagonal ON time t2 of the second switching circuit 10 is adjusted so that the discharge current ( ⁇ i) matches the discharge current command value ( ⁇ i) * .
  • the first diagonal ON time t1 of the first switching circuit 4 is maintained at the maximum ON time tmax.
  • the control circuit 15 can realize the bidirectional control shown in FIG. 12 based only on the charge / discharge current ⁇ i flowing between the DC power supply 1 and the battery 2.
  • the control amount in the direction of increasing the amount of power transfer from the DC power source 1 to the battery 2 is the charging current i.
  • the control based only on the charge / discharge current ⁇ i provides the following effects. For example, when power is supplied from the battery 2 to the DC power supply 1 side, if the load connected to the DC power supply 1 suddenly decreases, the output voltage on the DC power supply 1 side increases. At this time, the difference between the output voltage command value v * and the output voltage v is negative, the discharge current command value ( ⁇ i) * of the battery 2 is also negative, that is, changes to the command value on the charging side of the battery 2, and the direct current The current command value is such that the battery 2 is charged with the energy corresponding to the overvoltage of the power source 1.
  • the reference point A is obtained when power is transferred from the DC power source 1 to the battery 2, for example.
  • the first diagonal on-time t1 is controlled to be reduced, and the first switching circuit 4 is stepped down.
  • the second diagonal on-time t 2 is controlled so as to decrease when the power consumption becomes the reference point A and when the power transfer amount is further reduced.
  • the circuit 10 is stepped down. In this way, the operation can be continued with consistent control without changing the control method, regardless of the current (power) transmission direction, and further step-up and step-down.
  • the semiconductor switching element 5a of the first switching circuit 4 and the semiconductor switching element 12d of the second switching circuit 10 are driven by the drive signals G-5a and G-12d having the same phase. This is the same as driving the semiconductor switching element 5b and the semiconductor switching element 12c with drive signals G-5b and G-12c having the same phase.
  • the first reference element and the second reference element that are driven by the drive signal having the same phase may be other combinations, for example, a combination of the semiconductor switching element 5c and the semiconductor switching element 12b, or the semiconductor switching element 5d A combination with the semiconductor switching element 12a may be used, and the same effect can be obtained.
  • FIG. 16 shows drive signals G-5 (G-5a to G-5d) of the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d of the first switching circuit 4 and the second switching circuit 10 according to the second embodiment.
  • G-12 (G-12a to G-12d) waveforms are shown.
  • the positive-side semiconductor switching element and the negative-side semiconductor switching element that constitute the bridge circuits of the first and second switching circuits 4 and 10 are It is controlled with an on-time ratio of 50%.
  • the voltage 13d is set so as to increase to the voltage of the first and second smoothing capacitors 3 and 11, or to decrease to near zero voltage.
  • the first switching circuit 4 applies a positive pulse of the voltage V1 during the period (first diagonal on time) t1 when the semiconductor switching elements 5a and 5d are simultaneously turned on.
  • a negative pulse of voltage ( ⁇ V1) is output during a period t1a in which the elements 5b and 5c are simultaneously turned on, and applied to the first winding 8a of the high-frequency transformer 8.
  • the winding ratio of the first winding 8a and the second winding 8b of the high-frequency transformer 8 is N1: N2, and at this time, the second winding 8b of the high-frequency transformer 8 has ( ⁇ V1) ⁇ N2
  • a voltage of / N1 is applied.
  • the output voltage waveform of the first switching circuit 4 shown in FIG. 16 is a voltage applied to the first winding 8a, but is the same as the voltage generated in the second winding 8b if the magnitude is ignored. .
  • the control circuit 15 compares the input charging current i with the charging current command value i * , similarly to the case shown in FIG. The difference is fed back to determine the outputs DUTY of the first switching circuit 4 and the second switching circuit 10, and the drive signals G-5 and G-12 of the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d are determined.
  • the operation of the DC / DC converter circuit 100 within one cycle is shown below. Note that the voltage of the battery 2 is higher than the voltage generated in the second winding 8b.
  • the time b1 is the same control as the time a1 in the first embodiment, and in the first switching circuit 4, the semiconductor switching element 5a is in the on state, the semiconductor switching element 5c is turned off, and then the semiconductor switching element 5d is turned on. As a result, the semiconductor switching elements 5a and 5d are simultaneously turned on. In the second switching circuit 10, the semiconductor switching elements 12b and 12d are simultaneously turned on. As a result, a current flows through the current path shown in FIG. 4, a positive voltage is applied to the first winding 8a of the high-frequency transformer 8, a positive voltage is generated in the second winding 8b, and the second reactor 9 is excited.
  • the second switching circuit 10 turns off the semiconductor switching element 12b and then turns on the semiconductor switching element 12a by the same control as at time a2 in the first embodiment. Thereby, a current flows through the current path shown in FIG. 5, and the excitation energy of the second reactor 9 is supplied to the second smoothing capacitor 11.
  • the semiconductor switching element 5b is turned on after the semiconductor switching element 5a is turned off.
  • a current flows through the current path shown in FIG. 17, and the first switching circuit 4 on the first winding 8a side of the high-frequency transformer 8 is connected to the first reactor 7 ⁇ the first winding 8a ⁇ the semiconductor switching element.
  • the current circulates through the path 5d ⁇ semiconductor switching element 5b ⁇ first reactor 7, and no voltage is applied to the first winding 8a.
  • the semiconductor switching element 12c is turned on after the semiconductor switching element 12d is turned off. Thereby, a current flows through the current path shown in FIG. 6, and in the second switching circuit 10 on the second winding 8b side, the second reactor 9 ⁇ the semiconductor switching element 12a ⁇ the semiconductor switching element 12c ⁇ the second winding. In the path from the line 8b to the second reactor 9, the current flowing through the second reactor 9 is circulated and also flows through the second winding 8b.
  • the time b5 is the same control as the time a4 in the first embodiment.
  • the semiconductor switching element 5c is turned on after the semiconductor switching element 5d is turned off. 5c turns on simultaneously.
  • the semiconductor switching elements 12a and 12c are simultaneously turned on. As a result, a current flows through the current path shown in FIG. 7, a negative voltage is applied to the first winding 8a of the high-frequency transformer 8, a negative voltage is generated in the second winding 8b, and the second reactor 9 is excited to the reverse polarity.
  • the second switching circuit 10 turns off the semiconductor switching element 12a and then turns on the semiconductor switching element 12b by the same control as at time a5 in the first embodiment. Thereby, a current flows through the current path shown in FIG. 8, and the excitation energy of the second reactor 9 is supplied to the second smoothing capacitor 11.
  • the semiconductor switching element 5a is turned on after the semiconductor switching element 5b is turned off.
  • current flows through the current path shown in FIG. 18, and the first switching circuit 4 on the first winding 8 a side of the high-frequency transformer 8 is connected to the first reactor 7 ⁇ the semiconductor switching element 5 a ⁇ the semiconductor switching element 5 c ⁇
  • the current flows back through the path from the first winding 8a to the first reactor 7, and no voltage is applied to the first winding 8a.
  • the semiconductor switching element 12d is turned on after the semiconductor switching element 12c is turned off.
  • a current flows through the current path shown in FIG. 9, and in the second switching circuit 10 on the second winding 8b side, the second reactor 9 ⁇ second winding 8b ⁇ semiconductor switching element 12d ⁇ semiconductor switching.
  • the voltage generated in the second winding 8b of the high-frequency transformer 8 is boosted to supply power to the battery 2.
  • the control circuit 15 determines and controls the output DUTY of the first and second switching circuits 4 and 10
  • two semiconductor switching elements having a diagonal relationship in the first switching circuit 4 are simultaneously turned on.
  • Control is performed so as to provide periods (time b1 to b2, times b5 to b6) for exciting the second reactor 9 within periods (t1, t1a) during which voltage is applied.
  • the second switching circuit 10 performs a boost operation using the second reactor 9 as a boost reactor.
  • the switching of the semiconductor switching elements 5a to 5d in the first switching circuit 4 on the primary side of the high-frequency transformer 8 is performed by the capacitors 6a to 6d and the first switching circuit 4.
  • the operation of one reactor 7 results in all zero voltage switching, and a part of the switching of the secondary side second switching circuit 10 is zero voltage switching.
  • the control circuit 15 compares the input output voltage v with the output voltage command value v * , feeds back the difference, and the first switching circuit 4 and The output DUTY of the second switching circuit 10 is determined, and the drive signals G-5 and G-12 of the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d are determined.
  • the first and second switching circuits 4 and 10 are symmetrically arranged with the high-frequency transformer 8 interposed therebetween.
  • the power can be transmitted similarly.
  • the voltage generated in the first winding 8 a of the high-frequency transformer 8 is boosted to supply power to the DC power source 1.
  • a period for exciting the first reactor 7 is provided within a period in which a voltage is applied to the high-frequency transformer 8, that is, the first reactor 7 is used as a step-up reactor for boosting operation.
  • the switching of the semiconductor switching elements 12a to 12d in the second switching circuit 10 which is the primary side of the high-frequency transformer 8 is all zero voltage switching by the action of the capacitors 13a to 13d and the second reactor 9, and the secondary switching Part of the switching of the first switching circuit 4 on the side is zero voltage switching.
  • the first switching circuit 4 and the second switching circuit 10 are made by making the power transfer period from the primary winding to the secondary winding as long as possible. It is possible to reduce the loss related to the reflux period. For this reason, in the control for transmitting power from the DC power source 1 to the battery 2, the period during which the voltage is applied to the first winding 8a of the high-frequency transformer 8, that is, the diagonal on-time t1 is set to a preset maximum time.
  • the first switching circuit 4 is controlled.
  • the period during which voltage is applied to the second winding 8 b of the high-frequency transformer 8, that is, the diagonal on-time t 2 becomes the preset maximum time.
  • the second switching circuit 10 is controlled. The time during which the diagonal on-times t1 and t2 are maximized is set based on the time required for the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d to perform zero voltage switching.
  • the first and second switching circuits 4 and 10 are configured such that each of the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d can be switched to zero voltage, and when the first switching circuit 4 and 10 become the primary side of the high-frequency transformer 8, It is controlled to be switching.
  • the first and second reactors 7 and 9 that have acted on the zero voltage switching are on the secondary side of the high-frequency transformer 8, they are operated as step-up reactors.
  • boosting can be performed by the boosting operation of the secondary-side switching circuit without providing a separate booster circuit.
  • the voltage generated in the second winding 8 b of the high-frequency transformer 8 is converted to the second reactor 9, the second switching circuit 10, and the second smoothing capacitor 11.
  • the booster circuit By forming the booster circuit by the above, it is possible to charge the battery 2 even when the voltage of the battery 2 is higher than the voltage generated in the second winding 8b. Therefore, power can be transmitted bidirectionally over a wide voltage range with a simple circuit configuration. In addition, zero voltage switching is possible regardless of the power transmission direction, and loss can be reduced by reducing the number of components.
  • Embodiment 3 FIG.
  • the case where the battery charging / discharging device outputs a voltage higher than the voltage generated in the winding of the high-frequency transformer 8 has been described.
  • the output voltage is the winding of the high-frequency transformer 8.
  • a case where the voltage is lower than the voltage generated on the line will be described.
  • the second winding 8b ⁇ the second reactor 9 ⁇ the antiparallel diode of the semiconductor switching element 12a ⁇ the second smoothing capacitor 11 ⁇ the semiconductor switching element 12d.
  • the first winding 8a side of the high-frequency transformer 8 is placed on the first winding 8a side as shown in FIG.
  • the current flows through the path of the first reactor 7 ⁇ the first winding 8 a ⁇ the semiconductor switching element 5 d ⁇ the semiconductor switching element 5 b ⁇ the first reactor 7.
  • the second reactor 9 ⁇ the antiparallel diode of the semiconductor switching element 12a ⁇ the second smoothing capacitor 11 ⁇ the antiparallel diode of the semiconductor switching element 12d ⁇ second Current flows through the path of the winding 8b ⁇ second reactor 9.
  • the current flowing through the second reactor 9 becomes zero, the current on the second winding 8b side of the high-frequency transformer 8 disappears.
  • the first switching circuit 4 when the semiconductor switching element 5c is turned on after the semiconductor switching element 5d is turned off, the first winding 8a side of the high-frequency transformer 8 is placed on the first winding 8a side as shown in FIG.
  • the current flows through the path of the first smoothing capacitor 3 ⁇ the semiconductor switching element 5c ⁇ the first winding 8a ⁇ the first reactor 7 ⁇ the semiconductor switching element 5b ⁇ the first smoothing capacitor 3, and power is transmitted.
  • the second winding 8b ⁇ the antiparallel diode of the semiconductor switching element 12c ⁇ the first smoothing capacitor 11 ⁇ the antiparallel diode of the semiconductor switching element 12b ⁇ the second A current flows through the path of the second reactor 9 ⁇ second winding 8b.
  • the first winding 8a side of the high-frequency transformer 8 is placed on the first winding 8a side as shown in FIG.
  • the current flows through the path of the first reactor 7 ⁇ the semiconductor switching element 5 a ⁇ the semiconductor switching element 5 c ⁇ the first winding 8 a ⁇ the first reactor 7.
  • the current path does not change on the second winding 8b side of the high-frequency transformer 8, and when the current flowing through the second reactor 9 becomes zero, the current on the second winding 8b side disappears.
  • the second switching circuit 10 performs a rectifying operation and transmits power from the DC power supply 1 to the battery 2.
  • the control of the charging current i of the battery 2 controls the DUTY of the diagonal on time in which the two semiconductor switching elements 5a, 5d (5b, 5c) that are in the diagonal relationship in the first switching circuit 4 are simultaneously turned on.
  • the two semiconductor switching elements 12 a and 12 d (12 b and 12 c) that are in the opposite direction to the above operation and have a diagonal relationship in the second switching circuit 10 are connected.
  • the first switching circuit 4 is realized by performing a rectifying operation by controlling the DUTY of the diagonal on-time that is simultaneously turned on.
  • the secondary switching circuit 100 When the DC / DC converter circuit 100 operates in this manner, when the power is transmitted at a voltage lower than the voltage generated in the secondary winding 8b (8a) of the high frequency transformer 8, the secondary switching circuit is used.
  • the drive signals of the semiconductor switching elements 12a to 12d (5a to 5d) of 10 (4) can be stopped, and the control can be simplified.
  • the first and second switching circuits 4 and 10 are configured such that each of the semiconductor switching elements 5a to 5d and 12a to 12d is capable of zero voltage switching, and becomes the primary side of the high-frequency transformer 8. Sometimes it is controlled to achieve zero voltage switching.
  • the secondary winding 8b (8a) is used by using the control of the second embodiment.
  • the control of this embodiment power can be transmitted bidirectionally in a wide voltage range with a simple circuit configuration.
  • zero voltage switching is possible regardless of the power transmission direction, and loss can be reduced by reducing the number of components.
  • the switching circuit 10 (4) on the secondary side of the high-frequency transformer 8 performs the rectifying operation by turning off all the semiconductor switching elements 12a to 12d (5a to 5d).
  • the semiconductor switching elements 12a to 12d (5a to 5d) of the secondary side switching circuit 10 (4) may be turned on in accordance with the generated winding voltage.
  • the semiconductor switching elements 5a to 5d (12a to 12d) are elements that are bidirectionally conductive, such as MOSFETs.
  • the semiconductor switching elements 12a to 12d in the second switching circuit 10 are controlled in synchronization with the timing of voltage application to the first winding 8a of the high-frequency transformer 8.
  • the second switching circuit 10 is rectified.
  • the semiconductor switching elements 5a to 5d in the first switching circuit 4 are controlled in synchronization with the timing of voltage application to the second winding 8b of the high-frequency transformer 8.
  • the first switching circuit 4 is rectified.
  • Embodiment 5 FIG.
  • the battery 2 is used as the second DC power source, and the voltage of the DC power source 1 is controlled only during power transmission from the battery 2 to the DC power source 1. Control that switches the polarity of the discharge current command value of the battery 2 according to the polarity of the deviation obtained by subtracting the output voltage from the output voltage command value was applicable. Such control can also be applied to power transmission from the DC power source 1 to the second DC power source.
  • voltage control of the DC power source on the power receiving side is performed in bidirectional power transmission. Do.
  • FIG. 19 is a diagram showing a circuit configuration of a DC power supply / discharge device as a DC / DC converter according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the DC power supply charging / discharging device performs power transmission by bidirectional power conversion between a DC power supply 1 as a first DC power supply and a second DC power supply 2a.
  • the configuration of DC / DC converter circuit 100 is the same as that of the first embodiment.
  • a current sensor 14 is installed between the second smoothing capacitor 11 and the second DC power supply 2a to detect a charging current i (current with the arrow direction being positive) to the second DC power supply 2a.
  • the voltage sensors 16 and 17 for detecting the voltages V1 and V2 of the first and second smoothing capacitors 3 and 11 are installed.
  • the sensed outputs of the sensors 14, 16, and 17 are input to the control circuit 15a.
  • G-5 and G-12 are generated to drive and control the first and second switching circuits 4 and 10.
  • the voltage of the first smoothing capacitor 3 is equivalent to the voltage of the DC power supply 1
  • the voltage of the second smoothing capacitor 11 is equivalent to the voltage of the second DC power supply 2a.
  • FIG. 20 is a control block diagram of the DC power supply charging / discharging device.
  • FIG. 20A shows control for transmitting power from the second DC power supply 2a to the DC power supply 1, and FIG. The control for transmitting power from the second DC power source 2a is shown. Note that only the feedback control mode is different from that in the first embodiment, and the periodic basic control of each of the first and second switching circuits 4 and 10 is performed in the first embodiment shown in FIGS. Is the same as
  • the voltage V1 of the DC power supply 1 is used as the output voltage, and the output voltage V1 is subtracted from the output voltage command value V1 *. If the difference is positive, the discharge current command value ( ⁇ i) * of the second DC power supply 2a is created with the polarity being positive.
  • the positive discharge current command value indicates a state in which the power transmission direction is maintained in the direction from the second DC power source 2a to the DC power source 1.
  • the first diagonal ON time t1 of the first switching circuit 4 is set so that the discharge current (-i) from the second DC power supply 2a to the DC power supply 1 coincides with the discharge current command value (-i) *. Adjust. At this time, the second diagonal ON time t2 of the second switching circuit 10 is maintained at the maximum ON time tmax.
  • the discharge current command value ( ⁇ i) * is created with the polarity being negative.
  • the discharge current command value being negative indicates a state in which the direction of power transmission is switched to the direction from the DC power source 1 to the second DC power source 2a.
  • the second diagonal ON time t2 of the second switching circuit 10 is adjusted so that the discharge current ( ⁇ i) matches the discharge current command value ( ⁇ i) * .
  • the first diagonal ON time t1 of the first switching circuit 4 is maintained at the maximum ON time tmax.
  • the control circuit 15a can realize the bidirectional control shown in FIG. 12 based only on the charge / discharge current ⁇ i flowing between the DC power supply 1 and the second DC power supply 2a.
  • the output voltage command value V2 * is set with the voltage V2 of the second DC power supply 2a as the output voltage .
  • the charging current command value i * to the second DC power supply 2a is created with the positive polarity.
  • the charging current command value being positive indicates a state in which the power transmission direction is maintained in the direction from the DC power source 1 to the second DC power source 2a.
  • the second diagonal ON time t2 of the second switching circuit 10 is adjusted so that the charging current i to the second DC power supply 2a matches the charging current command value i * .
  • the first diagonal ON time t1 of the first switching circuit 4 is maintained at the maximum ON time tmax.
  • the charge current command value i * is created with the polarity being negative.
  • the charging current command value being negative refers to a state in which the direction of power transmission is switched to the direction from the second DC power source 2a to the DC power source 1.
  • the first diagonal ON time t1 of the first switching circuit 4 is adjusted so that the charging current i matches the charging current command value i * .
  • the second diagonal ON time t2 of the second switching circuit 10 is maintained at the maximum ON time tmax.
  • the control circuit 15a can realize the bidirectional control shown in FIG.
  • the amount of control in the direction of increasing the amount of power transfer from the DC power source 1 to the battery 2 in FIG. 12 is the charging current i in this embodiment.
  • the operation can be continued with consistent control regardless of the power transmission direction. Then, the power transmission direction can be seamlessly switched by switching the polarity of the current command value of the charge / discharge current ⁇ i. As a result, even in the case of a sudden load change or the like, the operation can be stably continued with a quick response.
  • Embodiment 6 FIG.
  • the first and second reactors 7 and 9 are individually installed.
  • the same effect can be obtained by using at least one of them as the leakage inductance of the high-frequency transformer 8. It becomes.
  • the number of components can be reduced, and bidirectional operation can be realized with a simple configuration.
  • the battery 2 is used as one DC power source (second DC power source), but the present invention is not limited to this. Furthermore, both the first and second DC power supplies may be constituted by a battery.

Abstract

　双方向に電力伝送するＤＣ／ＤＣコンバータ（１００）は、高周波トランス（８）の第１の巻線（８ａ）と直流電源（１）との間に第１のスイッチング回路（４）が接続され、第２の巻線（８ｂ）とバッテリ（２）との間に第２のスイッチング回路（１０）が接続される。第１、第２のスイッチング回路（４、１０）は、各半導体スイッチング素子（５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄ）にコンデンサ（６ａ～６ｄ、１３ａ～１３ｄ）が並列接続され、交流入出力線に第１、第２のリアクトル（７、９）が接続される。そして電力伝送時に、高周波トランス（８）の一次側のスイッチング回路（４、１０）はゼロ電圧スイッチングを行い、二次側のスイッチング回路（１０、４）はリアクトル（９、７）を用いて昇圧動作する。

Description

ＤＣ／ＤＣコンバータ
　この発明は、トランスによって一次側と二次側とが絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、２つの直流電源の間で双方向に電力伝送可能なＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
　従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの１次巻線の一端及び第１電圧正極端子間に介挿した第１スイッチと、１次巻線の一端及び第１電圧負極端子間に介挿した第２スイッチと、１次巻線の他端及び第１電圧の正極端子間に介挿した第３スイッチと、１次巻線の他端と第１電圧負極端子間に介挿した第４スイッチと、コイルと、コイルの一端及び第２電圧正極端子間に介挿した第５スイッチと、コイルの一端及び第２電圧負極端子間に介挿した第６スイッチと、２次巻線の一端及びコイルの他端間に介挿した第７スイッチと、２次巻線の一端及び第２電圧負極端子間に介挿した第８スイッチと、２次巻線の他端及びコイルの他端間に介挿した第９スイッチと、２次巻線の他端及び第２電圧負極端子間に介挿した第１０スイッチを有する（例えば、特許文献１参照）。
　また、従来の別例による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の電源に接続された電圧型フルブリッジ回路と第２の電源に接続された電流型スイッチング回路とを接続するトランスを備えている。そして、電圧型フルブリッジ回路の各スイッチング素子にはスナバコンデンサがそれぞれ接続され、トランスの一次巻き線と共振リアクトルと共振コンデンサとが直列接続される。また、スイッチング素子とクランプコンデンサとで構成した電圧クランプ回路が電流型スイッチング回路に接続される（例えば、特許文献２参照）。
特開２００９－１７７９４０号公報 特開２００９－５５７４７号公報
　上記特許文献１のような双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、トランスの両側にスイッチング回路を配置し、二次側のスイッチング回路の後段に昇圧チョッパ回路を別途設けて、一次側、二次側の電圧およびトランスの巻き線比によって設定できない電圧範囲については、昇圧チョッパ回路が昇圧動作して目標電圧に調整していた。このため、昇圧チョッパ回路の分、部品点数の増加と損失が増加するという問題点があった。
　また、上記特許文献２では、ゼロ電圧スイッチングを用いた制御によりスイッチング損失を低減するものであるが、電力移行方向が逆転した際には、ゼロ電圧スイッチングができずスイッチング損失が増大してしまうという問題点があった。
　さらに、特許文献１、２においては、一次側と二次側とで構成が異なるため、電力伝送方向が逆転しても制御を単に逆転させることはできず、制御切り替えまでの時間遅れによって、出力電圧が過大に上昇したり、下降したり安定な出力を得ることが困難であった。
　この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、別途昇圧回路を設けることなく、簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送でき、しかも低損失化を同時に実現できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。さらに、電力伝送方向の変化や急峻な負荷変動に対しても、速やかに追従して安定的に出力する制御が可能になることを目的とする。
　この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流電源と第２の直流電源との間の双方向の電力伝送を行う。該ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、複数の半導体スイッチング素子を有して上記第１の直流電源と上記トランスの第１の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第１のコンバータ部と、複数の半導体スイッチング素子を有して上記第２の直流電源と上記トランスの第２の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第２のコンバータ部と、上記第１、第２のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を制御する制御回路とを備える。上記第１、第２のコンバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流入出力線に接続された第１、第２のリアクトルとを有する。そして、上記制御回路は、上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記第１のリアクトルを利用して上記第１のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御し、上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記第２のリアクトルを利用して上記第２のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御するものである。
　上記ＤＣ／ＤＣコンバータによると、簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送できる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。
　さらに、トランスを挟んで対称な回路構成となるため、簡素な制御で双方向の電力伝送が可能になる。
この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による２つのスイッチング回路の駆動信号における対角オン時間の関係を示す図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電時の別例による制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２によるバッテリ充放電装置の充電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態２によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態５による直流電源充放電装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態５による直流電源充放電装置の制御ブロック図である。
実施の形態１．
　以下、この発明の実施の形態１について説明する。
　図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータとしてのバッテリ充放電装置の回路構成を示した図である。図に示すように、バッテリ充放電装置は、第１の直流電源としての直流電源１と第２の直流電源としてのバッテリ２との間で双方向の電力変換によるバッテリ２の充放電を行うものである。
　バッテリ充放電装置は、主回路となるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００と制御回路１５とを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、直流電源１に並列に接続された第１の平滑コンデンサ３と、第１のコンバータ部としての第１のスイッチング回路４と、絶縁されたトランスとしての高周波トランス８と、第２のコンバータ部としての第２のスイッチング回路１０と、バッテリ２に並列に接続された第２の平滑コンデンサ１１とを備える。
　第１のスイッチング回路４は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子５ａ～５ｄを有するフルブリッジ回路で、直流側が第１の平滑コンデンサ３に、交流側が高周波トランス８の第１の巻線８ａに接続されて、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。また、第１のスイッチング回路４は、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄにはそれぞれ並列にコンデンサ６ａ～６ｄが接続される。また、半導体スイッチング素子５ａ～５ｄと高周波トランス８との間の交流入出力線には第１のリアクトル７が接続され、第１のリアクトル７と第１の巻線８ａとが直列接続される。
　第２のスイッチング回路１０は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子１２ａ～１２ｄを有するフルブリッジ回路で、直流側が第２の平滑コンデンサ１１に、交流側が高周波トランス８の第２の巻線８ｂに接続されて、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。また、第２のスイッチング回路１０は、各半導体スイッチング素子１２ａ～１２ｄのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子１２ａ～１２ｄにはそれぞれ並列にコンデンサ１３ａ～１３ｄが接続される。また、半導体スイッチング素子１２ａ～１２ｄと高周波トランス８との間の交流入出力線には第２のリアクトル９が接続され、第２のリアクトル９と第２の巻線８ｂとが直列接続される。
　また、第２の平滑コンデンサ１１とバッテリ２との間には、バッテリ２の充電電流ｉ（矢印の向きを正とする電流）を検出する電流センサ１４が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路１５に入力される。さらに、第１の平滑コンデンサ３の電圧ｖを検出する電圧センサ１６が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路１５に入力される。制御回路１５では、入力された電流ｉ、電圧ｖの値に基づいて、第１、第２のスイッチング回路４、１０の各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄをスイッチング制御する駆動信号Ｇ－５、Ｇ－１２を生成して第１、第２のスイッチング回路４、１０を駆動制御する。
　次に、バッテリ充放電装置の動作について以下に説明する。
　図２は、直流電源１からバッテリ２への電力伝送、即ちバッテリ２を充電する場合の制御ブロック図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の出力電流である充電電流ｉは、電流センサ１４で検出されて制御回路１５に入力される。図に示すように、制御回路１５では、入力された充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄの駆動信号Ｇ－５、Ｇ－１２を決定する。
　また、直流電源１に並列接続された第１の平滑コンデンサ３の電圧は、直流電源１の電圧と同じ直流電圧となる。
　図３は、第１のスイッチング回路４、第２のスイッチング回路１０の各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄの駆動信号Ｇ－５（Ｇ－５ａ～Ｇ－５ｄ）、Ｇ－１２（Ｇ－１２ａ～Ｇ－１２ｄ）の波形を示す。図に示すように、第１のスイッチング回路４内の半導体スイッチング素子５ａと、第２のスイッチング回路１０内の半導体スイッチング素子１２ｄとは、駆動信号の位相を一致させている。この場合、半導体スイッチング素子５ａが第１の基準素子、半導体スイッチング素子１２ｄが第２の基準素子となる。
　また、半導体スイッチング素子５ａ（第１の基準素子）と対角の関係にある半導体スイッチング素子５ｄが半導体スイッチング素子５ａと同時にオンしている期間を第１の対角オン時間ｔ１、半導体スイッチング素子１２ｄ（第２の基準素子）と対角の関係にある半導体スイッチング素子１２ａが半導体スイッチング素子１２ｄと同時にオンしている期間を第２の対角オン時間ｔ２、周期をＴとおく。
　なお、２つ以上の半導体スイッチング素子が共にオンしている状態のことを、ここでは同時オンと称する。
　半導体スイッチング素子５ａ、５ｂの駆動信号Ｇ－５ａ、Ｇ－５ｄは、それぞれ同じオン時間幅でその位相が１８０°反転した波形となっている。同様に、駆動信号Ｇ－５ｃ、Ｇ－５ｄは、それぞれ同じオン時間幅でその位相が１８０°反転した波形となっている。駆動信号Ｇ－１２ａ、Ｇ－１２ｂについても、また駆動信号Ｇ－１２ｃ、Ｇ－１２ｄについても同様である。それぞれ２つのブリッジ回路を有するフルブリッジ回路である第１、第２のスイッチング回路４、１０の各ブリッジ回路を構成する正側（高電圧側）の半導体スイッチング素子５ａ、５ｃ、１２ａ、１２ｃおよび負側（低電圧側）の半導体スイッチング素子５ｂ、５ｄ、１２ｂ、１２ｄは、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。なお、５０％のオン時間比率というのは、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子との同時オンを防止する為に設定された短絡防止時間を無視したもので、実際には、一方がオフした後、設定された短絡防止時間の経過後に他方がオンする。そして、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄがゼロ電圧スイッチングするように、短絡防止時間の間に各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄに並列接続されたコンデンサ６ａ～６ｄ、１３ａ～１３ｄの電圧が第１、第２の平滑コンデンサ３、１１の電圧まで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下するように設定されている。
　直流電源１の電圧をＶ１とすると、第１のスイッチング回路４は、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンする期間（第１の対角オン時間）ｔ１に電圧Ｖ１の正のパルスを、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンする期間ｔ１ａに電圧（－Ｖ１）の負のパルスを出力して、高周波トランス８の第１の巻線８ａに印加する。高周波トランス８の第１の巻線８ａと第２の巻線８ｂとの巻線比をＮ１：Ｎ２とすると、この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂには、（±Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１の電圧が印加される。
　図３および図４～図９に基づいて、一周期内のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の動作を以下に示す。なお、バッテリ２の電圧は、第２の巻線８ｂに発生する電圧より高いものとする。
　時刻ａ１において、第１のスイッチング回路４では半導体スイッチング素子５ａがオン状態で、半導体スイッチング素子５ｃをオフした後、半導体スイッチング素子５ｄをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンすると、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ａ→第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス８の第１の巻線８ａには正の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに正電圧が発生する。また、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄのスイッチングは半導体スイッチング素子５ａがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄに並列接続されたコンデンサ６ｃ、６ｄが充放電されることにより半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄはゼロ電圧スイッチングとなる。
　また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｂ、１２ｄが同時オンしており、第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９が励磁される（図４）。
　時刻ａ２において、第２のスイッチング回路１０では半導体スイッチング素子１２ｂをオフした後、半導体スイッチング素子１２ａをオンして、第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａ→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｄ→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。この時、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子１２ｄがオン状態で行い、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ１３ａ、１３ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図５）。なお、半導体スイッチング素子１２ａの逆並列ダイオードによって第２の平滑コンデンサ１１に接続されるため、半導体スイッチング素子１２ａはオンしなくても、整流は可能となる。
　時刻ａ３において、第１、第２のスイッチング回路４、１０では、半導体スイッチング素子５ａ、１２ｄが同じタイミングでオフした後、半導体スイッチング素子５ｂ、１２ｃが同じタイミングでオンする。高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→半導体スイッチング素子５ｂ→第１のリアクトル７の経路で電流が環流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。これにより第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａ→半導体スイッチング素子１２ｃ→第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。またこの時、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子５ｄがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ６ａ、６ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図６）。
　時刻ａ４において、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｄをオフした後、半導体スイッチング素子５ｃをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンし、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ｂ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス８の第１の巻線８ａには負の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに負電圧が発生する。また、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄのスイッチングは半導体スイッチング素子５ｂがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄはそれぞれ並列接続されたコンデンサ６ｃ、６ｄの影響でゼロ電圧スイッチングとなる。
　また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｃが同時オンしており、第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｃ→半導体スイッチング素子１２ａ→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９が逆極性に励磁される（図７）。
　時刻ａ５において、第２のスイッチング回路１０では半導体スイッチング素子１２ａをオフした後、半導体スイッチング素子１２ｂをオンして、第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｃ→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｂ→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。この時、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子１２ｃがオン状態で行い、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ１３ａ、１３ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図８）。なお、半導体スイッチング素子１２ｂの逆並列ダイオードによって第２の平滑コンデンサ１１に接続されるため、半導体スイッチング素子１２ｂはオンしなくても、整流は可能となる。
　時刻ａ６（＝ａ０）において、第１、第２のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｂ、１２ｃが同じタイミングでオフした後、半導体スイッチング素子５ａ、１２ｄが同じタイミングでオンする。高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ａ→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７の経路で電流が還流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。これにより第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→半導体スイッチング素子１２ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。またこの時、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子５ｃがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ６ａ、６ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図９）。
　次いで時刻ａ１（＝ａ７）の制御に戻る。
　このような一連の制御（ａ１～ａ６）を繰り返すことによって、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を昇圧してバッテリ２に電力を供給する。その際、第２のスイッチング回路１０では、高周波トランス８に電圧印加されている期間（ｔ１、ｔ１ａ）内に第２のリアクトル９を励磁する期間を設け、即ち、第２のリアクトル９を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
　また、高周波トランス８の一次側の第１のスイッチング回路４における各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄのスイッチングは、コンデンサ６ａ～６ｄおよび第１のリアクトル７の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第２のスイッチング回路１０のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
　次にバッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合について説明する。
　図１０は、バッテリ２から直流電源１への電力伝送、即ちバッテリ２を放電する場合の制御ブロック図である。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、直流電源１に出力しており、第１の平滑コンデンサ３の電圧ｖが出力電圧となる。この出力電圧ｖは、電圧センサ１６で検出されて制御回路１５に入力される。図に示すように、制御回路１５では、入力された出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄの駆動信号Ｇ－５、Ｇ－１２を決定する。
　バッテリ２から電力供給される場合には、直流電源１から電力供給される場合の逆方向動作となるため、バッテリ２に並列に接続された第２の平滑コンデンサ１１はバッテリ２の電圧と同じ直流電圧となる。
　図１１に示すように、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｄが同時オンすると、第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ａ→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→第２の平滑コンデンサ１１の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス８の第２の巻線８ｂには正の電圧が印加され、第１の巻線８ａに正電圧が発生する。
　また、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｄが同時オンしており、第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ｂ→半導体スイッチング素子５ｄ→第１の巻線８ａの経路で電流が流れ、第１のリアクトル７が励磁される。
　図１１に示す状態は、直流電源１からバッテリ２への電力伝送時の図４の状態と、第１、第２のスイッチング回路４、１０を逆にしたものである。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、高周波トランス８を挟んで第１、第２のスイッチング回路４、１０をトランス８を中心に対称に構成しており、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合は、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送する場合と、第１、第２のスイッチング回路４、１０の駆動信号Ｇ－５、Ｇ－１２を逆に用いて制御することで、同様に電力伝送が行える。なお、駆動信号Ｇ－５、Ｇ－１２を逆に用いて制御するとは、半導体スイッチング素子５ａに対して半導体スイッチング素子１２ｄ、半導体スイッチング素子５ｂに対して半導体スイッチング素子１２ｃ、半導体スイッチング素子５ｃに対して半導体スイッチング素子１２ｂ、半導体スイッチング素子５ｄに対して半導体スイッチング素子１２ａというようにそれぞれ対応する半導体スイッチング素子を決めて、対応する半導体スイッチング素子同士でスイッチング制御パターンを逆にすることである。そして、高周波トランス８の第１の巻線８ａに発生する電圧を昇圧して直流電源１に電力を供給する。
　この場合、第１のスイッチング回路４では、高周波トランス８に電圧印加されている期間内に第１のリアクトル７を励磁する期間を設け、即ち、第１のリアクトル７を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
　また、高周波トランス８の一次側となる第２のスイッチング回路１０における各半導体スイッチング素子１２ａ～１２ｄのスイッチングは、コンデンサ１３ａ～１３ｄおよび第２のリアクトル９の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第１のスイッチング回路４のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
　次に、半導体スイッチング素子５ａ（第１の基準素子）と半導体スイッチング素子５ｄとが同時オンする第１の対角オン時間ｔ１と、半導体スイッチング素子１２ｄ（第２の基準素子）と半導体スイッチング素子１２ａが同時オンする第２の対角オン時間ｔ２とについて、以下に説明する。
　直流電源１からバッテリ２を充電する制御では、高周波トランス８の第１の巻線８ａから第２の巻線８ｂに電力移行されて第２の巻線８ｂに電圧が発生している期間は、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄの同時オンする期間（第１の対角オン時間ｔ１）、および半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃの同時オンする期間（ｔ１ａ）である。この期間を出来る限り長くすることで、第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の還流期間に関わる損失を低減することが可能となる。
　このため、直流電源１からバッテリ２に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第１の巻線８ａに電圧が印加される期間が最大となるように、第１の対角オン時間ｔ１を設定する。即ち、第１の対角オン時間ｔ１を最大オン時間ｔｍａｘに設定する。この最大オン時間ｔｍａｘは、第１のスイッチング回路４の各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄがゼロ電圧スイッチングする為に要する時間に基づいて設定する。なお、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃの同時オンする期間（ｔ１ａ）は第１の対角オン時間ｔ１に等しい為、この期間も最大オン時間ｔｍａｘに設定される。
　逆に、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに電圧が印加される期間が最大となるように、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｄの同時オンする第２の対角オン時間ｔ２を設定する。即ち、第２の対角オン時間ｔ２を最大オン時間ｔｍａｘに設定する。このとき、半導体スイッチング素子１２ｂ、１２ｃの同時オンする期間（ｔ２ａ）も最大オン時間ｔｍａｘに設定される。
　制御回路１５は、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２とが所定の関係を満たすように各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄの駆動信号Ｇ－５、Ｇ－１２を生成する。図１２は、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２との関係を示した図である。図において、第１の対角オン時間ｔ１は実線で、第２の対角オン時間ｔ２は点線で示す。図中のＡは、直流電源１、バッテリ２間で伝送される電力が例えば０の基準点Ａで、基準点Ａより右側に、直流電源１からバッテリ２への電力伝送を示し、基準点Ａより左側にバッテリ２から直流電源１への電力伝送を示す。また、この基準点Ａは、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２とが共に最大オン時間ｔｍａｘとなる点である。図１２に示すように、制御回路１５は、直流電源１からバッテリ２への電力移行量を増加させる方向への制御量に依存して、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２とを変化させる。
　直流電源１からバッテリ２に電力伝送する場合、第１の対角オン時間ｔ１が最大オン時間ｔｍａｘ以下であれば、例えば図２で示されたフィードバック制御の結果を受けて、第１の対角オン時間ｔ１を調整するために、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を制御する。この時、第２のスイッチング回路１０では第２の対角オン時間ｔ２が最大オン時間ｔｍａｘとなるように半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を制御する。第１の対角オン時間ｔ１が最大オン時間ｔｍａｘとなり、フィードバック制御により更に出力の増加が必要な場合には、図１３に示すように、ｔ１＝ｔｍａｘを維持したまま、第２の対角オン時間ｔ２を減少させるように第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を調整する。
　また、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合についても同様で、第２の対角オン時間ｔ２が最大オン時間ｔｍａｘ以下であれば、例えば図１０で示されたフィードバック制御の結果を受けて、第２の対角オン時間ｔ２を調整するために、第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を制御する。この時、第１のスイッチング回路４では第１の対角オン時間ｔ１が最大オン時間ｔｍａｘとなるように半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を制御する。第２の対角オン時間ｔ２が最大オン時間ｔｍａｘとなり、フィードバック制御により更に出力の増加が必要な場合には、図１４に示すように、ｔ２＝ｔｍａｘを維持したまま、第１の対角オン時間ｔ１を減少させるように第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を調整する。
　このように、制御回路１５は、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａと第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ｄとを同位相の駆動信号Ｇ－５ａ、Ｇ－１２ｄで駆動し、第１の対角オン時間ｔ１を変化させる時は、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を制御し、第２の対角オン時間ｔ２を変化させる時は、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を制御して行う。
　そして、電力の伝送方向によらず、直流電源１からバッテリ２への電力移行量を増加させる方向への制御量に依存して、第１の対角オン時間ｔ１、第２の対角オン時間ｔ２を、設定された関係（図１２にて示した関係）を満たすように変化させる。これにより、電力伝送方向に依らず、同じ駆動制御法にてＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００を制御して双方向電力変換を行うことが可能となる。これにより、簡素な制御で双方向電力変換動作の実現が可能となる。
　また、第１、第２のスイッチング回路４、１０は、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄがゼロ電圧スイッチング可能に構成され、高周波トランス８の一次側となる時に、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御される。そして、ゼロ電圧スイッチングに作用した第１、第２のリアクトル７、９を、高周波トランス８の二次側となるときには、昇圧リアクトルとして動作させる。これにより、別途昇圧回路を設けることなく、二次側のスイッチング回路の昇圧動作により昇圧できる。
　例えば、直流電源１からバッテリ２への電力伝送時では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を、第２のリアクトル９と第２のスイッチング回路１０と第２の平滑コンデンサ１１によって昇圧回路を形成することで、第２の巻線８ｂに発生する電圧よりもバッテリ２の電圧が高い場合にも、バッテリ２を充電することが可能となる。
　このため簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送できる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。
　なお、高周波トランス８の巻数比、および第１、第２のリアクトル７、９は、直流電源１とバッテリ２との各電圧範囲に応じてそれぞれ最適な設計が可能である。
　また、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する際に、上記実施の形態では、直流電源１への出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊に追従するようにフィードバック制御したが、以下に示す制御でも良い。図１５に示すように、出力電圧指令値ｖ＊と出力電圧ｖとの差分をフィードバックして、バッテリ２の放電電流指令値（－ｉ）＊を作成する。そして、電流センサ１４で検出されるバッテリ２の充電電流ｉを符号反転した放電電流（－ｉ）が放電電流指令値（－ｉ）＊に一致するようにフィードバック制御によって第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹを決定しても良い。
　具体的には、出力電圧指令値ｖ＊から出力電圧ｖを減算した差分が正の場合、極性を正として放電電流指令値（－ｉ）＊を作成する。放電電流指令値が正とは、バッテリ２から直流電源１の方向に、電力伝送方向を保持している状態を指している。そしてバッテリ２から直流電源１への放電電流（－ｉ）が放電電流指令値（－ｉ）＊に一致するように、第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１を調整する。このとき第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
　出力電圧指令値ｖ＊から出力電圧ｖを減算した差分が負の場合、極性を負として放電電流指令値（－ｉ）＊を作成する。放電電流指令値が負とは、電力伝送方向を切り替えて、直流電源１からバッテリ２の方向になった状態を指している。そして放電電流（－ｉ）が放電電流指令値（－ｉ）＊に一致するように、第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２を調整する。このとき第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
　これにより、制御回路１５は、直流電源１とバッテリ２の間に流れる充放電電流±ｉのみに基づいて、図１２で示す双方向の制御を実現することが可能となる。なお、図１２における、直流電源１からバッテリ２への電力移行量を増加させる方向への制御量は充電電流ｉとなる。
　このように、充放電電流±ｉのみに基づく制御では、以下のような効果が得られる。例えばバッテリ２から直流電源１側に電力供給している際に、直流電源１に接続される負荷が急に小さくなった場合、直流電源１側の出力電圧が上昇する。この時、出力電圧指令値ｖ＊と出力電圧ｖとの差分がマイナスとなり、バッテリ２の放電電流指令値（－ｉ）＊もマイナス、すなわちバッテリ２を充電する側の指令値に変化し、直流電源１の過電圧分のエネルギをバッテリ２に充電するような電流指令値となる。そして、これに追従するように電流を制御することによって、電流（電力）伝送方向の逆転に対しても制御方法を変更すること無く、一貫した制御で動作を継続することができる。これにより、負荷急変の場合にも安定に動作を継続することが可能となる。
　また、図１２で示す第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２との関係を用いて制御すると、例えば直流電源１からバッテリ２への電力伝送時に、基準点Ａになって、さらに移行電力量を減少させる時、第１の対角オン時間ｔ１が減少するように制御され、第１のスイッチング回路４が降圧制御される。また、バッテリ２から直流電源１への電力伝送時に、基準点Ａになって、さらに移行電力量を減少させる時、第２の対角オン時間ｔ２が減少するように制御され、第２のスイッチング回路１０が降圧制御される。
　このように、電流（電力）伝送方向、さらには昇圧、降圧に依らず、制御方法を変更すること無く、一貫した制御で動作を継続することができる。
　また、上記説明では、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａと第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ｄとを同位相の駆動信号Ｇ－５ａ、Ｇ－１２ｄで駆動するものとしたが、これは半導体スイッチング素子５ｂと半導体スイッチング素子１２ｃとを同位相の駆動信号Ｇ－５ｂ、Ｇ－１２ｃで駆動する事と同じ事である。また、同位相の駆動信号で駆動する第１の基準素子と第２の基準素子は、他の組み合わせでも良く、例えば、半導体スイッチング素子５ｃと半導体スイッチング素子１２ｂとの組み合わせ、あるいは半導体スイッチング素子５ｄと半導体スイッチング素子１２ａとの組み合わせでも良く、同様の効果を得ることができる。
実施の形態２．
　上記実施の形態１では、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａと第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ｄとを同位相の駆動信号で制御したが、その他の制御について以下に説明する。なお、バッテリ充放電装置の回路構成は、上記実施の形態１と同様である。
　図１６は、この実施の形態２による第１のスイッチング回路４、第２のスイッチング回路１０の各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄの駆動信号Ｇ－５（Ｇ－５ａ～Ｇ－５ｄ）、Ｇ－１２（Ｇ－１２ａ～Ｇ－１２ｄ）の波形を示す。
　上記実施の形態１と同様に、第１、第２のスイッチング回路４、１０の各ブリッジ回路を構成する正側の半導体スイッチング素子および負側の半導体スイッチング素子は、短絡防止時間を無視すると、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。また、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄがゼロ電圧スイッチングするように、短絡防止時間の間に各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄに並列接続されたコンデンサ６ａ～６ｄ、１３ａ～１３ｄの電圧が第１、第２の平滑コンデンサ３、１１の電圧まで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下するように設定されている。
　直流電源１の電圧をＶ１とすると、第１のスイッチング回路４は、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンする期間（第１の対角オン時間）ｔ１に電圧Ｖ１の正のパルスを、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンする期間ｔ１ａに電圧（－Ｖ１）の負のパルスを出力して、高周波トランス８の第１の巻線８ａに印加する。高周波トランス８の第１の巻線８ａと第２の巻線８ｂとの巻線比をＮ１：Ｎ２と、この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂには、（±Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１の電圧が印加される。図１６に示す第１のスイッチング回路４の出力電圧波形は、第１の巻線８ａに印加される電圧であるが、大きさを無視すると第２の巻線８ｂに発生する電圧と同様である。
　直流電源１からバッテリ２への電力伝送において、上記実施の形態１の図２で示した場合と同様に、制御回路１５が、入力された充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄの駆動信号Ｇ－５、Ｇ－１２を決定する。
　一周期内のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の動作を以下に示す。なお、バッテリ２の電圧は、第２の巻線８ｂに発生する電圧より高いものとする。
　時刻ｂ１は、上記実施の形態１の時刻ａ１と同様の制御で、第１のスイッチング回路４では半導体スイッチング素子５ａがオン状態で、半導体スイッチング素子５ｃをオフした後、半導体スイッチング素子５ｄをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンする。また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｂ、１２ｄが同時オンしている。これにより、図４に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａには正の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに正電圧が発生し、第２のリアクトル９が励磁される。
　時刻ｂ２は、上記実施の形態１の時刻ａ２と同様の制御で、第２のスイッチング回路１０では半導体スイッチング素子１２ｂをオフした後、半導体スイッチング素子１２ａをオンする。これにより、図５に示す電流経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。
　時刻ｂ３において、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａがオフした後、半導体スイッチング素子５ｂがオンする。これにより、図１７に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→半導体スイッチング素子５ｂ→第１のリアクトル７の経路で電流が環流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。
　時刻ｂ４において、第２のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子１２ｄがオフした後、半導体スイッチング素子１２ｃがオンする。これにより、図６に示す電流経路で電流が流れ、第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａ→半導体スイッチング素子１２ｃ→第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。
　時刻ｂ５は、上記実施の形態１の時刻ａ４と同様の制御で、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｄをオフした後、半導体スイッチング素子５ｃをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンする。また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｃが同時オンしている。これにより、図７に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａには負の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに負電圧が発生し、第２のリアクトル９が逆極性に励磁される。
　時刻ｂ６は、上記実施の形態１の時刻ａ５と同様の制御で、第２のスイッチング回路１０では半導体スイッチング素子１２ａをオフした後、半導体スイッチング素子１２ｂをオンする。これにより、図８に示す電流経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。
　時刻ｂ７において、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｂがオフした後、半導体スイッチング素子５ａがオンする。これにより、図１８に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ａ→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７の経路で電流が還流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。
　時刻ｂ８において、第２のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子１２ｃがオフした後、半導体スイッチング素子１２ｄがオンする。これにより、図９に示す電流経路で電流が流れ、第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→半導体スイッチング素子１２ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。
　次いで時刻ｂ１（＝ａ９）の制御に戻る。
　このような一連の制御（ｂ１～ｂ８）を繰り返すことによって、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を昇圧してバッテリ２に電力を供給する。制御回路１５は、第１、第２のスイッチング回路４、１０の出力ＤＵＴＹを決定して制御する際、第１のスイッチング回路４内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子が同時オンする対角オン時間ｔ１（＝ｔ１ａ）と、第２のスイッチング回路１０内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子が同時オンする対角オン時間ｔ２とを決定し、さらに、高周波トランス８に電圧印加されている期間（ｔ１、ｔ１ａ）内に第２のリアクトル９を励磁する期間（時刻ｂ１～ｂ２、時刻ｂ５～ｂ６）を設けるように制御する。これにより、第２のスイッチング回路１０は、第２のリアクトル９を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
　また、この実施の形態２においても、上記実施の形態１と同様に、高周波トランス８の一次側の第１のスイッチング回路４における各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄのスイッチングは、コンデンサ６ａ～６ｄおよび第１のリアクトル７の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなり、二次側の第２のスイッチング回路１０のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
　次にバッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合について説明する。上記実施の形態１の図１０で示した場合と同様に、制御回路１５が、入力された出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄの駆動信号Ｇ－５、Ｇ－１２を決定する。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、高周波トランス８を挟んで第１、第２のスイッチング回路４、１０を対称に構成しており、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合は、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送する場合と、第１、第２のスイッチング回路４、１０の駆動信号Ｇ－５、Ｇ－１２を逆に用いて制御することで、同様に電力伝送が行える。そして、高周波トランス８の第１の巻線８ａに発生する電圧を昇圧して直流電源１に電力を供給する。
　そして、第１のスイッチング回路４では、高周波トランス８に電圧印加されている期間内に第１のリアクトル７を励磁する期間を設け、即ち、第１のリアクトル７を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
　また、高周波トランス８の一次側となる第２のスイッチング回路１０における各半導体スイッチング素子１２ａ～１２ｄのスイッチングは、コンデンサ１３ａ～１３ｄおよび第２のリアクトル９の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなり、二次側の第１のスイッチング回路４のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
　この実施の形態においても、高周波トランス８の一次側の巻線から二次側の巻線に電力移行される期間を出来る限り長くすることで、第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の還流期間に関わる損失を低減することが可能となる。
　このため、直流電源１からバッテリ２に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第１の巻線８ａに電圧が印加される期間、即ち、対角オン時間ｔ１が予め設定した最大時間になるように第１のスイッチング回路４を制御する。また、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに電圧が印加される期間、即ち、対角オン時間ｔ２が予め設定した最大時間となるように第２のスイッチング回路１０を制御する。
　対角オン時間ｔ１、ｔ２が最大となる時間は、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄがゼロ電圧スイッチングする為に要する時間に基づいて設定する。
　以上のように、第１、第２のスイッチング回路４、１０は、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄがゼロ電圧スイッチング可能に構成され、高周波トランス８の一次側となる時に、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御される。そして、ゼロ電圧スイッチングに作用した第１、第２のリアクトル７、９を、高周波トランス８の二次側となるときには、昇圧リアクトルとして動作させる。これにより、別途昇圧回路を設けることなく、二次側のスイッチング回路の昇圧動作により昇圧できる。
　例えば、直流電源１からバッテリ２への電力伝送時では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を、第２のリアクトル９と第２のスイッチング回路１０と第２の平滑コンデンサ１１によって昇圧回路を形成することで、第２の巻線８ｂに発生する電圧よりもバッテリ２の電圧が高い場合にも、バッテリ２を充電することが可能となる。
　このため簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送できる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。
実施の形態３．
　上記実施の形態２では、バッテリ充放電装置は、高周波トランス８の巻線に発生する電圧よりも高い電圧を出力する場合について説明したが、この実施の形態では、出力電圧が高周波トランス８の巻線に発生する電圧よりも低い場合について説明する。
　まず、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送する場合、第２のスイッチング回路１０内の半導体スイッチング素子１２ａ～１２ｄは全てオフ状態とする。この時、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａ、５ｄを同時オンすると、図５に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ａ→第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れ、電力が伝送される。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側には、第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａの逆並列ダイオード→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｄの逆並列ダイオード→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れる。
　次に、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａがオフした後、半導体スイッチング素子５ｂをオンすると、図１７に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→半導体スイッチング素子５ｂ→第１のリアクトル７の経路で電流が流れる。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側には、第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａの逆並列ダイオード→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｄの逆並列ダイオード→第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９の経路で電流が流れる。そして、第２のリアクトル９に流れる電流がゼロになると、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側の電流は無くなる。
　次に、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｄをオフした後、半導体スイッチング素子５ｃをオンすると、図８に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ｂ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れ、電力が伝送される。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側には、第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｃの逆並列ダイオード→第１の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｂの逆並列ダイオード→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れる。
　次に、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｂがオフした後、半導体スイッチング素子５ａをオンすると、図１８に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ａ→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７の経路で電流が流れる。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側については、電流経路は変化せず、第２のリアクトル９に流れる電流がゼロになると、第２の巻線８ｂ側の電流は無くなる。
　以上の一連の動作を繰り返すことによって、第２のスイッチング回路１０は整流動作を行い、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送を行う。バッテリ２の充電電流ｉの制御は、第１のスイッチング回路４内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子５ａ、５ｄ（５ｂ、５ｃ）が同時オンする対角オン時間のＤＵＴＹを制御することによって実現する。
　一方、バッテリ２から直流電源１へ電力伝送する場合、上記の動作と逆方向となり、第２のスイッチング回路１０内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｄ（１２ｂ、１２ｃ）が同時オンする対角オン時間のＤＵＴＹを制御し、第１のスイッチング回路４は整流動作を行うことによって実現する。
　このようにＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００が動作することによって、高周波トランス８の二次側の巻線８ｂ（８ａ）に発生する電圧よりも低い電圧で電力伝送する場合に、二次側のスイッチング回路１０（４）の各半導体スイッチング素子１２ａ～１２ｄ（５ａ～５ｄ）の駆動信号を止める事が出来、制御の簡素化が実現できる。
　また、この実施の形態においても、第１、第２のスイッチング回路４、１０は、各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄがゼロ電圧スイッチング可能に構成され、高周波トランス８の一次側となる時に、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御される。
　また、二次側の巻線８ｂ（８ａ）に発生する電圧よりも高い電圧での電力伝送を所望するときに、上記実施の形態２の制御を用い、二次側の巻線８ｂ（８ａ）に発生する電圧よりも低い電圧での電力伝送を所望するときに、この実施の形態の制御を用いることにより、簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送できる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。
実施の形態４．
　上記実施の形態３では高周波トランス８の二次側のスイッチング回路１０（４）は、半導体スイッチング素子１２ａ～１２ｄ（５ａ～５ｄ）を全てオフして整流動作を行っていたが、高周波トランス８に発生する巻線電圧に合わせて、二次側のスイッチング回路１０（４）の半導体スイッチング素子１２ａ～１２ｄ（５ａ～５ｄ）をオンさせても良い。なお、この場合、半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ（１２ａ～１２ｄ）はＭＯＳＦＥＴ等、双方向導通する素子を用いる。
　直流電源１からバッテリ２への電力伝送時には、高周波トランス８の第１の巻線８ａに電圧印加するタイミングに同期させて第２のスイッチング回路１０内の各半導体スイッチング素子１２ａ～１２ｄを制御して第２のスイッチング回路１０を整流動作させる。また、バッテリ２から直流電源１への電力伝送時には、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに電圧印加するタイミングに同期させて第１のスイッチング回路４内の各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄを制御して第１のスイッチング回路４を整流動作させる。
　各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄを、例えばＭＯＳＦＥＴにて構成すると、導通時の両端電圧は、逆並列ダイオードのオン電圧よりも低い。このため、上記のような同期整流動作によりＭＯＳＦＥＴ側を電流が流れるため、導通損失を低減することが可能となる。
実施の形態５．
　上記実施の形態１では、第２の直流電源にバッテリ２を用い、バッテリ２から直流電源１への電力伝送時においてのみ、直流電源１を電圧制御しており、その際、直流電源１への出力電圧指令値から出力電圧を差し引いた偏差の極性に応じて、バッテリ２の放電電流指令値の極性を切り替える制御が適用可能であった。このような制御は、直流電源１から第２の直流電源への電力電送においても適用でき、この実施の形態５では、双方向の電力電送において、電力を受電する側の直流電源の電圧制御を行う。
　図１９は、この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣコンバータとしての直流電源充放電装置の回路構成を示した図である。図に示すように、直流電源充放電装置は、第１の直流電源としての直流電源１と第２の直流電源２ａとの間で双方向の電力変換による電力伝送を行うもので、主回路となるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００と制御回路１５ａを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の構成は実施の形態１と同様である。
　また、第２の平滑コンデンサ１１と第２の直流電源２ａとの間には、第２の直流電源２ａへの充電電流ｉ（矢印の向きを正とする電流）を検出する電流センサ１４が設置され、第１、第２の平滑コンデンサ３、１１の各電圧Ｖ１、Ｖ２を検出する各電圧センサ１６、１７が設置される。そして、各センサ１４、１６、１７のセンシングされた出力が制御回路１５ａに入力される。制御回路１５ａでは、入力された電流ｉ、電圧Ｖ１、Ｖ２の値に基づいて、第１、第２のスイッチング回路４、１０の各半導体スイッチング素子５ａ～５ｄ、１２ａ～１２ｄをスイッチング制御する駆動信号Ｇ－５、Ｇ－１２を生成して第１、第２のスイッチング回路４、１０を駆動制御する。
　なお、第１の平滑コンデンサ３の電圧は直流電源１の電圧と同等であり、第２の平滑コンデンサ１１の電圧は第２の直流電源２ａの電圧と同等である。
　図２０は、直流電源充放電装置の制御ブロック図であり、特に図２０（ａ）は第２の直流電源２ａから直流電源１へ電力伝送する制御を示し、図２０（ｂ）は直流電源１から第２の直流電源２ａへ電力伝送する制御を示す。
　なお、フィードバック制御様式が上記実施の形態１と異なるのみで、各第１、第２のスイッチング回路４、１０の周期的な基本の制御は、図３～図１４で示した上記実施の形態１のものと同様である。
　第２の直流電源２ａから直流電源１へ電力伝送する制御では、図２０（ａ）に示すように、直流電源１の電圧Ｖ１を出力電圧として、出力電圧指令値Ｖ１＊から出力電圧Ｖ１を減算した差分が正の場合、極性を正として第２の直流電源２ａの放電電流指令値（－ｉ）＊を作成する。放電電流指令値が正とは、第２の直流電源２ａから直流電源１の方向に、電力伝送方向を保持している状態を指している。そして第２の直流電源２ａから直流電源１への放電電流（－ｉ）が放電電流指令値（－ｉ）＊に一致するように、第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１を調整する。このとき第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
　出力電圧指令値Ｖ１＊から出力電圧Ｖ１を減算した差分が負の場合、極性を負として放電電流指令値（－ｉ）＊を作成する。放電電流指令値が負とは、電力伝送方向を切り替えて、直流電源１から第２の直流電源２ａへの方向になった状態を指している。そして放電電流（－ｉ）が放電電流指令値（－ｉ）＊に一致するように、第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２を調整する。このとき第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
　これにより、制御回路１５ａは、直流電源１と第２の直流電源２ａとの間に流れる充放電電流±ｉのみに基づいて、図１２で示す双方向の制御を実現することが可能となる。
　次に、直流電源１から第２の直流電源２ａへ電力伝送する制御では、図２０（ｂ）に示すように、第２の直流電源２ａの電圧Ｖ２を出力電圧として、出力電圧指令値Ｖ２＊から出力電圧Ｖ２を減算した差分が正の場合、極性を正として第２の直流電源２ａへの充電電流指令値ｉ＊を作成する。充電電流指令値が正とは、直流電源１から第２の直流電源２ａへの方向に、電力伝送方向を保持している状態を指している。そして第２の直流電源２ａへの充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊に一致するように、第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２を調整する。このとき第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
　出力電圧指令値Ｖ２＊から出力電圧Ｖ２を減算した差分が負の場合、極性を負として充電電流指令値ｉ＊を作成する。充電電流指令値が負とは、電力伝送方向を切り替えて、第２の直流電源２ａから直流電源１への方向になった状態を指している。そして充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊に一致するように、第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１を調整する。このとき第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
　これにより、制御回路１５ａは、直流電源１と第２の直流電源２ａとの間に流れる充放電電流±ｉのみに基づいて、図１２で示す双方向の制御を実現することが可能となる。
　なお、図１２における、直流電源１からバッテリ２への電力移行量を増加させる方向への制御量は、この実施の形態では充電電流ｉとなる。
　この実施の形態では、直流電源１、第２の直流電源２ａの双方に対して電圧制御を行う機能を有し、電力伝送方向によらず一貫した制御で動作を継続することができる。そして、充放電電流±ｉの電流指令値の極性を切り替えることで、電力伝送方向のシームレスな切替を行うことができる。これにより、負荷急変などの場合にも早い応答で、安定に動作を継続することができる。
実施の形態６．
　上記実施の形態１～５においては、第１、第２のリアクトル７、９を個別に設置したが、これらの少なくとも一方を高周波トランス８の漏れインダクタンスで兼ねる事でも同様の効果を得ることが可能となる。これにより、構成部品の削減が可能となり、簡素な構成で双方向動作が実現できる。
　また、上記実施の形態１～４では一方の直流電源（第２の直流電源）にバッテリ２を用いたがこれに限るものではない。さらにまた第１、第２の直流電源の双方をバッテリで構成しても良い。
　なお、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (15)

  1. 第１の直流電源と第２の直流電源との間の双方向の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
    トランスと、複数の半導体スイッチング素子を有して上記第１の直流電源と上記トランスの第１の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第１のコンバータ部と、複数の半導体スイッチング素子を有して上記第２の直流電源と上記トランスの第２の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第２のコンバータ部と、上記第１、第２のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を駆動制御して上記第１、第２のコンバータ部を制御する制御回路とを備え、
    上記第１、第２のコンバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流入出力線に接続された第１、第２のリアクトルとを有し、
    上記制御回路は、
    　上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記第１のリアクトルを利用して上記第１のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御し、
    　上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記第２のリアクトルを利用して上記第２のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御する、
    ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 上記制御回路は、
    　上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第２の巻線に発生する電圧より上記第２の直流電源の電圧が高いとき、上記第２のリアクトルを用いて上記第２のコンバータ部が昇圧動作するように制御し、
    　上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第１の巻線に発生する電圧より上記第１の直流電源の電圧が高いとき、上記第１のリアクトルを用いて上記第１のコンバータ部が昇圧動作するように制御する、
    請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 上記制御回路は、
    　上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第２の巻線に発生する電圧より上記第２の直流電源の電圧が高いとき、上記トランスの上記第１の巻線に電圧が印加される時間が予め設定した最大時間となるように上記第１のコンバータ部を制御し、
    　上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第１の巻線に発生する電圧より上記第１の直流電源の電圧が高いとき、上記トランスの上記第２の巻線に電圧が印加される時間が予め設定した最大時間となるように上記第２のコンバータ部を制御する、
    請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 上記第１、第２のコンバータ部は、それぞれ二つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成された、
    請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 上記制御回路は、
    　上記第１、第２のコンバータ部を構成する上記フルブリッジ回路の各ブリッジ回路の正側の半導体スイッチング素子および負側の半導体スイッチング素子を、短絡防止時間を無視すると、それぞれ５０％のオン時間比率で制御する、
    請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 上記制御回路は、
    　上記第１のコンバータ部内の一方のブリッジ回路の正側／負側のいずれかの半導体スイッチング素子である第１の基準素子と、上記第２のコンバータ部内の一方のブリッジ回路の正側／負側のいずれかの半導体スイッチング素子である第２の基準素子とを、同位相の駆動信号で制御する、
    請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  7. 上記制御回路は、上記第１のコンバータ部内で上記第１の基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子が上記第１の基準素子と共にオンする第１の対角オン時間、および、上記第２のコンバータ部内で上記第２の基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子が上記第２の基準素子と共にオンする第２の対角オン時間が、設定された関係を満たすように上記第１、第２のコンバータを制御することにより、双方向の電力伝送を行う、
    請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  8. 上記制御回路は、
    　上記第１の対角オン時間と上記第２の対角オン時間が共に設定された最大オン時間になる点を基準点とし、上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送の制御量を上記基準点より増大するときは、上記第１の対角オン時間を上記最大オン時間に保持すると共に、上記第２の対角オン時間を減少させ、上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送の制御量を上記基準点より減少するときは、上記第２の対角オン時間を上記最大オン時間に保持すると共に、上記第１の対角オン時間を減少させるように上記第１、第２のコンバータを制御する、
    請求項７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  9. 上記最大オン時間は、上記第１、第２のコンバータ内の上記各半導体スイッチング素子が上記ゼロ電圧スイッチングする為の時間に基づいて設定される、
    請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  10. 上記制御回路は、
    　上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第２の巻線に発生する電圧より上記第２の直流電源の電圧が低いとき、上記第２のコンバータ部が整流動作するように制御し、
    　上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第１の巻線に発生する電圧より上記第１の直流電源の電圧が低いとき、上記第１のコンバータ部が整流動作するように制御する、
    請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  11. 上記制御回路は、
    　上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第１の巻線に電圧印加するタイミングに同期させて上記第２のコンバータ部内の上記半導体スイッチング素子を制御して上記第２のコンバータ部を整流動作させ、
    　上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第２の巻線に電圧印加するタイミングに同期させて上記第１のコンバータ部内の上記半導体スイッチング素子を制御して上記第１のコンバータ部を整流動作させる、
    請求項１０項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  12. 上記制御回路は、
    　上記第１の直流電源あるいは上記第２の直流電源の電圧を電圧指令値から減算した差分をフィードバックして、上記第１、第２の直流電源間に流れる電流の電流指令値を作成し、上記電流指令値の極性に応じて上記第１、第２の直流電源間の電力伝送方向を切り替えると共に、上記第１のコンバータ部の上記第１の対角オン時間、あるいは上記第１のコンバータ部の上記第２の対角オン時間を調整する、
    ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載のＤＣ/ＤＣコンバータ。
  13. 上記制御回路は、
    　上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記第２の直流電源の電圧を電圧指令値から減算した第１の差分の極性が正の場合には、上記第２の直流電源への電力伝送方向を保持して上記第２のコンバータ部の上記第２の対角オン時間を調整し、上記第１の差分が負になると上記第１の直流電源への電力伝送方向に切り替えて上記第１のコンバータ部の上記第１の対角オン時間を調整し、
    　上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記第１の直流電源の電圧を電圧指令値から減算した第２の差分の極性が正の場合には、上記第１の直流電源への電力伝送方向を保持して上記第１のコンバータ部の上記第１の対角オン時間を調整し、上記第２の差分が負になると上記第２の直流電源への電力伝送方向に切り替えて上記第２のコンバータ部の上記第２の対角オン時間を調整する、
    請求項１２に記載のＤＣ/ＤＣコンバータ。
  14. 上記第１、第２のリアクトルの一方、あるいは双方を、上記トランスの漏れインダクタンスで構成する、
    請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  15. 上記第１、第２の直流電源の一方あるいは双方をバッテリで構成し、上記第１の直流電源と上記第２の直流電源との間の双方向の電力伝送を行うことで上記バッテリの充放電を行う、
    請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
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