CN104054249A - Dc/dc转换器 - Google Patents

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Abstract

在双向地传送电力的DC/DC转换器(100)中，在高频变压器(8)的第1绕组(8a)与直流电源(1)之间连接有第1开关电路(4)，在第2绕组(8b)与电池(2)之间连接有第2开关电路(10)。在第1、第2开关电路(4、10)中，与各半导体开关元件(5a～5d、12a～12d)并联连接有电容器(6a～6d、13a～13d)，对交流输入输出线连接有第1、第2电抗器(7、9)。另外，在电力传送时，高频变压器(8)的一次侧的开关电路(4、10)进行零电压开关，二次侧的开关电路(10、4)使用电抗器(9、7)进行升压动作。

Description

DC/DC转换器
技术领域
本发明涉及通过变压器使一次侧和二次侧绝缘的DC/DC转换器，特别涉及在2个直流电源之间可双向地进行电力传送的DC/DC转换器。
背景技术
以往的双向DC/DC转换器具有介于变压器的1次绕组的一端以及第1电压正极端子之间的第1开关、介于1次绕组的一端以及第1电压负极端子之间的第2开关、介于1次绕组的另一端以及第1电压的正极端子之间的第3开关、介于1次绕组的另一端与第1电压负极端子之间的第4开关、线圈、介于线圈的一端以及第2电压正极端子之间的第5开关、介于线圈的一端以及第2电压负极端子之间的第6开关、介于2次绕组的一端以及线圈的另一端之间的第7开关、介于2次绕组的一端以及第2电压负极端子之间的第8开关、介于2次绕组的另一端以及线圈的另一端之间的第9开关、和介于2次绕组的另一端以及第2电压负极端子之间的第10开关(例如参照专利文献1)。
另外，以往的其他例子的双向DC/DC转换器具备将与第1电源连接的电压型全桥电路和与第2电源连接的电流型开关电路连接起来的变压器。另外，对电压型全桥电路的各开关元件分别连接缓冲电容器，变压器的一次绕组、共振电抗器以及共振电容器被串联连接。另外，由开关元件和嵌位电容器构成的电压嵌位电路与电流型开关电路连接(例如参照专利文献2)。
专利文献1：日本特开2009-177940号公报
专利文献2：日本特开2009-55747号公报
发明内容
在上述专利文献1那样的双向DC/DC转换器中，在变压器的两侧配置开关电路，在二次侧的开关电路的后级另外设置升压斩波器电路，关于无法通过一次侧、二次侧的电压以及变压器的绕组比设定的电压范围，升压斩波器电路进行升压动作而调整为目标电压。因此，存在与升压斩波器电路对应地，零件件数增加且损耗增加这样的问题。
另外，在上述专利文献2中，通过使用零电压开关的控制来降低开关损耗，但存在在电力转移方向反转时，无法进行零电压开关而开关损耗增大这样的问题。
进而，在专利文献1、2中，在一次侧和二次侧，结构不同，所以即使电力传送方向反转，也无法简单地使控制反转，由于直至控制切换为止的时间延迟，输出电压过大地上升或者下降，从而难以得到稳定的输出。
本发明是为消除上述那样的问题而完成的，其目的在于提供一种无需另外设置升压电路，能够通过简易的电路结构在宽的电压范围内双向地传送电力，而且能够同时实现低损耗化的DC/DC转换器。进而，其目的在于，针对电力传送方向的变化、急剧的负载变动，也能够迅速地追踪而实现稳定地输出的控制。
本发明的DC/DC转换器进行第1直流电源与第2直流电源之间的双向的电力传送。该DC/DC转换器具备：变压器；第1转换器部，具有多个半导体开关元件，连接于上述第1直流电源与上述变压器的第1绕组之间，在直流/交流之间进行电力变换；第2转换器部，具有多个半导体开关元件，连接于上述第2直流电源与上述变压器的第2绕组之间，在直流/交流之间进行电力变换；以及控制电路，对上述第1、第2转换器部内的上述各半导体开关元件进行控制。上述第1、第2转换器部具有与上述各半导体开关元件并联连接的电容器、和与交流输入输出线连接的第1、第2电抗器。另外，上述控制电路在从上述第1直流电源向上述第2直流电源的电力传送时，控制为利用上述第1电抗器，而使上述第1转换器部内的上述各半导体开关元件进行零电压开关，在从上述第2直流电源向上述第1直流电源的电力传送时，控制为利用上述第2电抗器，而使上述第2转换器部内的上述各半导体开关元件成为零电压开关。
根据上述DC/DC转换器，能够通过简易的电路结构在宽的电压范围内双向地传送电力。另外，不管电力传送方向如何都能够实现零电压开关，并且零件件数少，从而能够实现损耗降低。
进而，成为夹着变压器而对称的电路结构，所以能够通过简易的控制进行双向的电力传送。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的电池充放电装置的电路结构图。
图2是本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电时的控制框图。
图3是本发明的实施方式1的电池充放电装置的驱动信号波形图。
图4是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的图。
图5是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的图。
图6是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的图。
图7是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的图。
图8是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的图。
图9是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的图。
图10是本发明的实施方式1的电池充放电装置的放电时的控制框图。
图11是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的放电动作的图。
图12是示出本发明的实施方式1的2个开关电路的驱动信号中的对角导通时间的关系的图。
图13是本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电时的驱动信号波形图。
图14是本发明的实施方式1的电池充放电装置的放电时的驱动信号波形图。
图15是本发明的实施方式1的电池充放电装置的放电时的其他例子的控制框图。
图16是本发明的实施方式2的电池充放电装置的充电时的驱动信号波形图。
图17是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的充电动作的图。
图18是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的充电动作的图。
图19是本发明的实施方式5的直流电源充放电装置的电路结构图。
图20是本发明的实施方式5的直流电源充放电装置的控制框图。
具体实施方式
实施方式1.
以下，说明本发明的实施方式1。
图1是示出本发明的实施方式1的作为DC/DC转换器的电池充放电装置的电路结构的图。如图所示，电池充放电装置在作为第1直流电源的直流电源1与作为第2直流电源的电池2之间进行基于双向的电力变换的电池2的充放电。
电池充放电装置具备成为主电路的DC/DC转换器电路100和控制电路15。DC/DC转换器电路100具备与直流电源1并联地连接的第1平滑电容器3、作为第1转换器部的第1开关电路4、作为绝缘的变压器的高频变压器8、作为第2转换器部的第2开关电路10、以及与电池2并联地连接的第2平滑电容器11。
第1开关电路4是具有由分别反并联连接有二极管的IGBT或者MOSFET等构成的多个半导体开关元件5a～5d的全桥电路，直流侧与第1平滑电容器3连接，交流侧与高频变压器8的第1绕组8a连接，进行直流/交流之间的双向的电力变换。另外，第1开关电路4是各半导体开关元件5a～5d开关时的元件的两端电压可成为大致零电压的零电压开关电路，对各半导体开关元件5a～5d分别并联地连接有电容器6a～6d。另外，对半导体开关元件5a～5d与高频变压器8之间的交流输入输出线连接有第1电抗器7，第1电抗器7和第1绕组8a被串联连接。
第2开关电路10是具有由分别反并联连接有二极管的IGBT或者MOSFET等构成的多个半导体开关元件12a～12d的全桥电路，直流侧与第2平滑电容器11连接，交流侧与高频变压器8的第2绕组8b连接，进行直流/交流之间的双向的电力变换。另外，第2开关电路10是各半导体开关元件12a～12d开关时的元件的两端电压可成为大致零电压的零电压开关电路，对各半导体开关元件12a～12d分别并联地连接有电容器13a～13d。另外，对半导体开关元件12a～12d与高频变压器8之间的交流输入输出线连接有第2电抗器9，第2电抗器9和第2绕组8b被串联连接。
另外，在第2平滑电容器11与电池2之间，设置有检测电池2的充电电流i(以箭头的朝向为正的电流)的电流传感器14，其检测到的输出被输入到控制电路15。进而，设置有检测第1平滑电容器3的电压v的电压传感器16，其检测到的输出被输入到控制电路15。在控制电路15中，根据所输入的电流i、电压v的值而生成对第1、第2开关电路4、10的各半导体开关元件5a～5d、12a～12d进行开关控制的驱动信号G-5、G-12，而对第1、第2开关电路4、10进行驱动控制。
接下来，以下说明电池充放电装置的动作。
图2是从直流电源1向电池2的电力传送、即对电池2进行充电的情况的控制框图。通过电流传感器14检测作为DC/DC转换器电路100的输出电流的充电电流i，并输入到控制电路15。如图所示，在控制电路15中，将所输入的充电电流i与充电电流指令值i*进行比较，反馈差分并决定第1开关电路4以及第2开关电路10的输出占空比(占空比)，决定各半导体开关元件5a～5d、12a～12d的驱动信号G-5、G-12。
另外，与直流电源1并联连接的第1平滑电容器3的电压成为与直流电源1的电压相同的直流电压。
图3示出第1开关电路4、第2开关电路10的各半导体开关元件5a～5d、12a～12d的驱动信号G-5(G-5a～G-5d)、G-12(G-12a～G-12d)的波形。如图所示，关于第1开关电路4内的半导体开关元件5a和第2开关电路10内的半导体开关元件12d，使驱动信号的相位一致。在该情况下，半导体开关元件5a成为第1基准元件，半导体开关元件12d成为第2基准元件。
另外，将与半导体开关元件5a(第1基准元件)处于对角的关系的半导体开关元件5d和半导体开关元件5a同时导通的期间设为第1对角导通时间t1，将与半导体开关元件12d(第2基准元件)处于对角的关系的半导体开关元件12a和半导体开关元件12d同时导通的期间设为第2对角导通时间t2，将周期设为T。
另外，此处将2个以上的半导体开关元件都为导通的状态称为同时导通。
半导体开关元件5a、5b的驱动信号G-5a、G-5d为导通时间宽相同且其各自相位反转了180°的波形。同样地，驱动信号G-5c、G-5d为导通时间宽相同且其各自相位反转了180°的波形。关于驱动信号G-12a、G-12b以及驱动信号G-12c、G-12d也是同样的。分别以50％的导通时间比例控制构成第1、第2开关电路4、10的各桥电路的正侧(高电压侧)的半导体开关元件5a、5c、12a、12c以及负侧(低电压侧)的半导体开关元件5b、5d、12b、12d，该第1、第2开关电路4、10是分别具有2个桥电路的全桥电路。另外，50％的导通时间比例是指，忽略为了防止正侧的半导体开关元件和负侧的半导体开关元件同时导通而设定的短路防止时间，实际上，在一方断开之后，在经过所设定的短路防止时间之后，另一方才导通。而且，以使各半导体开关元件5a～5d、12a～12d进行零电压开关的方式，设定为在短路防止时间的期间，与各半导体开关元件5a～5d、12a～12d并联连接的电容器6a～6d、13a～13d的电压增加至第1、第2平滑电容器3、11的电压、或者降低至零电压附近。
如果将直流电源1的电压设为V1，则第1开关电路4在半导体开关元件5a、5d同时导通的期间(第1对角导通时间)t1中输出电压V1的正的脉冲，在半导体开关元件5b、5c同时导通的期间t1a中输出电压(-V1)的负的脉冲，并施加到高频变压器8的第1绕组8a。如果将高频变压器8的第1绕组8a和第2绕组8b的绕组比设为N1：N2，则此时，对高频变压器8的第2绕组8b施加(±V1)×N2/N1的电压。
根据图3以及图4～图9，以下示出一个周期内的DC/DC转换器电路100的动作。另外，电池2的电压设为高于第2绕组8b中发生的电压。
在时刻a1，在第1开关电路4中半导体开关元件5a导通的状态下，在使半导体开关元件5c断开之后，使半导体开关元件5d导通，从而如果半导体开关元件5a、5d同时导通，则在第1平滑电容器3→半导体开关元件5a→第1电抗器7→第1绕组8a→半导体开关元件5d→第1平滑电容器3的路径中流过电流。由此，对高频变压器8的第1绕组8a施加正的电压，在第2绕组8b中发生正电压。另外，半导体开关元件5c、5d的开关在半导体开关元件5a导通的状态下进行，与半导体开关元件5c、5d并联连接的电容器6c、6d被充放电，从而半导体开关元件5c、5d成为零电压开关。
另外，在第2开关电路10中，半导体开关元件12b、12d同时导通，在第2绕组8b→第2电抗器9→半导体开关元件12b→半导体开关元件12d→第2绕组8b的路径中流过电流，第2电抗器9被励磁(图4)。
在时刻a2，在第2开关电路10中使半导体开关元件12b断开之后，使半导体开关元件12a导通，在第2绕组8b→第2电抗器9→半导体开关元件12a→第2平滑电容器11→半导体开关元件12d→第2绕组8b的路径中流过电流，将第2电抗器9的励磁能量供给到第2平滑电容器11。此时，半导体开关元件12a、12b的开关在半导体开关元件12d导通的状态下进行，半导体开关元件12a、12b由于各自并联连接的电容器13a、13b的影响而成为零电压开关(图5)。另外，通过半导体开关元件12a的反并联二极管而与第2平滑电容器11连接，所以半导体开关元件12a即使不导通，也能够整流。
在时刻a3，在第1、第2开关电路4、10中，半导体开关元件5a、12d在相同的定时断开之后，半导体开关元件5b、12c在相同的定时导通。高频变压器8的第1绕组8a侧的第1开关电路4成为在第1电抗器7→第1绕组8a→半导体开关元件5d→半导体开关元件5b→第1电抗器7的路径中电流环流，且不对第1绕组8a施加电压的状态。由此，在第2绕组8b侧的第2开关电路10中，在第2电抗器9→半导体开关元件12a→半导体开关元件12c→第2绕组8b→第2电抗器9的路径中，在第2电抗器9中流过的电流环流而还流入到第2绕组8b。另外，此时，在第1开关电路4中，半导体开关元件5a、5b的开关在半导体开关元件5d导通的状态下进行，半导体开关元件5a、5b由于各自并联连接的电容器6a、6b的影响而成为零电压开关(图6)。
在时刻a4，在第1开关电路4中，在使半导体开关元件5d断开之后，使半导体开关元件5c导通，从而半导体开关元件5b、5c同时导通，在第1平滑电容器3→半导体开关元件5c→第1绕组8a→第1电抗器7→半导体开关元件5b→第1平滑电容器3的路径中流过电流。由此，对高频变压器8的第1绕组8a施加负的电压，在第2绕组8b中发生负电压。另外，半导体开关元件5c、5d的开关在半导体开关元件5b导通的状态下进行，半导体开关元件5c、5d由于各自并联连接的电容器6c、6d的影响而成为零电压开关。
另外，在第2开关电路10中，半导体开关元件12a、12c同时导通，在第2绕组8b→半导体开关元件12c→半导体开关元件12a→第2电抗器9→第2绕组8b的路径中流过电流，第2电抗器9被励磁为反极性(图7)。
在时刻a5，在第2开关电路10中，在使半导体开关元件12a断开之后，使半导体开关元件12b导通，在第2绕组8b→半导体开关元件12c→第2平滑电容器11→半导体开关元件12b→第2电抗器9→第2绕组8b的路径中流过电流，将第2电抗器9的励磁能量供给到第2平滑电容器11。此时，半导体开关元件12a、12b的开关在半导体开关元件12c导通的状态下进行，半导体开关元件12a、12b由于各自并联连接的电容器13a、13b的影响而成为零电压开关(图8)。另外，通过半导体开关元件12b的反并联二极管而与第2平滑电容器11连接，所以半导体开关元件12b即使不导通，也能够整流。
在时刻a6(＝a0)，在第1、第2开关电路4中，半导体开关元件5b、12c在相同的定时断开之后，半导体开关元件5a、12d在相同的定时导通。高频变压器8的第1绕组8a侧的第1开关电路4成为在第1电抗器7→半导体开关元件5a→半导体开关元件5c→第1绕组8a→第1电抗器7的路径中电流环流，且不对第1绕组8a施加电压的状态。由此，在第2绕组8b侧的第2开关电路10中，在第2电抗器9→第2绕组8b→半导体开关元件12d→半导体开关元件12b→第2电抗器9的路径中，在第2电抗器9中流过的电流环流而还流入到第2绕组8b。另外，此时，在第1开关电路4中，半导体开关元件5a、5b的开关在半导体开关元件5c导通的状态下进行，半导体开关元件5a、5b由于各自并联连接的电容器6a、6b的影响而成为零电压开关(图9)。
接下来，返回到时刻a1(＝a7)的控制。
通过反复进行这样的一连串的控制(a1～a6)，使高频变压器8的第2绕组8b中发生的电压升压而向电池2供给电力。此时，在第2开关电路10中，在对高频变压器8施加电压的期间(t1、t1a)内设置对第2电抗器9进行励磁的期间，也就是关于升压电抗器使用第2电抗器9而进行升压动作。
另外，高频变压器8的一次侧的第1开关电路4中的各半导体开关元件5a～5d的开关在电容器6a～6d以及第1电抗器7的作用下，全部成为零电压开关。另外，二次侧的第2开关电路10的开关的一部分成为零电压开关。
接下来，说明从电池2向直流电源1传送电力的情况。
图10是从电池2向直流电源1的电力传送、即对电池2进行放电的情况的控制框图。在该情况下，DC/DC转换器电路100向直流电源1输出，第1平滑电容器3的电压v成为输出电压。通过电压传感器16检测该输出电压v并输入到控制电路15。如图所示，在控制电路15中，将所输入的输出电压v与输出电压指令值v*进行比较，反馈差分而决定第1开关电路4以及第2开关电路10的输出占空比，决定各半导体开关元件5a～5d、12a～12d的驱动信号G-5、G-12。
在从电池2供给电力的情况下，成为从直流电源1供给电力时的反向动作，所以与电池2并联地连接的第2平滑电容器11成为与电池2的电压相同的直流电压。
如图11所示，在第2开关电路10中，如果半导体开关元件12a、12d同时导通，则在第2平滑电容器11→半导体开关元件12a→第2电抗器9→第2绕组8b→半导体开关元件12d→第2平滑电容器11的路径中流过电流。由此，对高频变压器8的第2绕组8b施加正的电压，在第1绕组8a中发生正电压。
另外，在第1开关电路4中，半导体开关元件5b、5d同时导通，在第1绕组8a→第1电抗器7→半导体开关元件5b→半导体开关元件5d→第1绕组8a的路径中流过电流，第1电抗器7被励磁。
图11所示的状态是相比于从直流电源1向电池2的电力传送时的图4的状态，而使第1、第2开关电路4、10反过来的状态。DC/DC转换器电路100夹着高频变压器8以变压器8为中心使第1、第2开关电路4、10对称地构成，在从电池2向直流电源1传送电力的情况下，相比于从直流电源1向电池2传送电力的情况，将第1、第2开关电路4、10的驱动信号G-5、G-12反过来使用而进行控制，从而能够同样地进行电力传送。另外，将驱动信号G-5、G-12反过来使用而进行控制是指，以半导体开关元件5a对应半导体开关元件12d、半导体开关元件5b对应半导体开关元件12c、半导体开关元件5c对应半导体开关元件12b、半导体开关元件5d对应半导体开关元件12a的方式决定各自对应的半导体开关元件，在对应的半导体开关元件彼此间，使开关控制模式相反。另外，使高频变压器8的第1绕组8a中发生的电压升压而向直流电源1供给电力。
在该情况下，在第1开关电路4中，在对高频变压器8施加电压的期间内，设置对第1电抗器7进行励磁的期间，也就是关于升压电抗器使用第1电抗器7而进行升压动作。
另外，成为高频变压器8的一次侧的第2开关电路10中的各半导体开关元件12a～12d的开关在电容器13a～13d以及第2电抗器9的作用下，全部成为零电压开关。另外，二次侧的第1开关电路4的开关的一部分成为零电压开关。
接下来，以下说明半导体开关元件5a(第1基准元件)和半导体开关元件5d同时导通的第1对角导通时间t1、以及半导体开关元件12d(第2基准元件)和半导体开关元件12a同时导通的第2对角导通时间t2。
在从直流电源1对电池2进行充电的控制中，从高频变压器8的第1绕组8a向第2绕组8b转移电力而在第2绕组8b中发生电压的期间是半导体开关元件5a、5d同时导通的期间(第1对角导通时间t1)、以及半导体开关元件5b、5c同时导通的期间(t1a)。通过使该期间尽可能长，能够降低与第1开关电路4以及第2开关电路10的环流期间有关的损耗。
因此，在从直流电源1向电池2传送电力的控制中，以使对高频变压器8的第1绕组8a施加电压的期间成为最大的方式，设定第1对角导通时间t1。即，将第1对角导通时间t1设定为最大导通时间tmax。根据用于第1开关电路4的各半导体开关元件5a～5d进行零电压开关而所需的时间，设定该最大导通时间tmax。另外，半导体开关元件5b、5c同时导通的期间(t1a)等于第1对角导通时间t1，所以该期间也被设定为最大导通时间tmax。
相反地，在从电池2向直流电源1传送电力的控制中，以使对高频变压器8的第2绕组8b施加电压的期间成为最大的方式，设定半导体开关元件12a、12d同时导通的第2对角导通时间t2。即，将第2对角导通时间t2设定为最大导通时间tmax。此时，半导体开关元件12b、12c同时导通的期间(t2a)也被设定为最大导通时间tmax。
控制电路15以使第1对角导通时间t1和第2对角导通时间t2满足规定的关系的方式，生成各半导体开关元件5a～5d、12a～12d的驱动信号G-5、G-12。图12是示出第1对角导通时间t1和第2对角导通时间t2的关系的图。在图中，第1对角导通时间t1用实线示出，第2对角导通时间t2用虚线示出。图中的A是在直流电源1、电池2之间传送的电力是例如0的基准点A，在基准点A的右侧，示出从直流电源1向电池2的电力传送，在基准点A的左侧，示出从电池2向直流电源1的电力传送。另外，该基准点A是第1对角导通时间t1和第2对角导通时间t2都成为最大导通时间tmax的点。如图12所示，控制电路15依赖于向使从直流电源1向电池2的电力转移量增加的方向的控制量，使第1对角导通时间t1和第2对角导通时间t2变化。
在从直流电源1向电池2传送电力的情况下，如果第1对角导通时间t1小于等于最大导通时间tmax，则为了接收例如图2中示出的反馈控制的结果，来调整第1对角导通时间t1，而控制驱动第1开关电路4的半导体开关元件5c、5d的相位。此时，在第2开关电路10中，以使第2对角导通时间t2成为最大导通时间tmax的方式，控制驱动半导体开关元件12a、12b的相位。在第1对角导通时间t1成为最大导通时间tmax，且需要通过反馈控制进一步增加输出的情况下，如图13所示，以在维持t1＝tmax的状态下使第2对角导通时间t2减少的方式，调整驱动第2开关电路10的半导体开关元件12a、12b的相位。
另外，关于从电池2向直流电源1传送电力的情况也是同样的，如果第2对角导通时间t2小于等于最大导通时间tmax，则为了接收例如图10中示出的反馈控制的结果，来调整第2对角导通时间t2，而控制驱动第2开关电路10的半导体开关元件12a、12b的相位。此时，在第1开关电路4中，以使第1对角导通时间t1成为最大导通时间tmax的方式，控制驱动半导体开关元件5c、5d的相位。在第2对角导通时间t2成为最大导通时间tmax，且需要通过反馈控制进一步增加输出的情况下，如图14所示，以在维持t2＝tmax的状态下使第1对角导通时间t1减少的方式，调整驱动第1开关电路4的半导体开关元件5c、5d的相位。
这样，控制电路15用相同相位的驱动信号G-5a、G-12d驱动第1开关电路4的半导体开关元件5a和第2开关电路10的半导体开关元件12d，在使第1对角导通时间t1变化时，控制驱动半导体开关元件5c、5d的相位，在使第2对角导通时间t2变化时，控制驱动半导体开关元件12a、12b的相位来进行。
另外，不管电力的传送方向如何，都依赖于向使从直流电源1向电池2的电力转移量增加的方向的控制量，以满足所设定的关系(在图12中示出的关系)的方式，使第1对角导通时间t1、第2对角导通时间t2变化。由此，不管电力传送方向如何，都能够通过相同的驱动控制方法控制DC/DC转换器电路100来进行双向电力变换。由此，能够通过简易的控制实现双向电力变换动作。
另外，第1、第2开关电路4、10构成为各半导体开关元件5a～5d、12a～12d能够进行零电压开关，被控制为在成为高频变压器8的一次侧时成为零电压开关。另外，在成为高频变压器8的二次侧时，使在零电压开关中发挥了作用的第1、第2电抗器7、9作为升压电抗器动作。由此，无需另外设置升压电路，能够通过二次侧的开关电路的升压动作而升压。
例如，在从直流电源1向电池2传送电力时，针对高频变压器8的第2绕组8b中发生的电压，通过第2电抗器9、第2开关电路10以及第2平滑电容器11，形成升压电路，从而即使在电池2的电压高于第2绕组8b中发生的电压的情况下，也能够对电池2进行充电。
因此，能够通过简易的电路结构在宽的电压范围内双向地传送电力。另外，不管电力传送方向如何都能够实现零电压开关，并且零件件数少，从而能够实现损耗降低。
另外，能够根据直流电源1和电池2的各电压范围分别最佳地设计高频变压器8的匝数比以及第1、第2电抗器7、9。
另外，在从电池2向直流电源1传送电力时，在上述实施方式中，以使向直流电源1的输出电压v追踪输出电压指令值v*的方式进行反馈控制，但也可以是以下所示的控制。如图15所示，反馈输出电压指令值v*和输出电压v的差分，制作电池2的放电电流指令值(-i)*。另外，也可以以使由电流传感器14检测出的电池2的充电电流i的符号反转而得到的放电电流(-i)与放电电流指令值(-i)*一致的方式，通过反馈控制决定第1、第2开关电路的输出占空比。
具体而言，在从输出电压指令值v*减去输出电压v而得到的差分是正的情况下，使极性为正而制作放电电流指令值(-i)*。放电电流指令值为正是指，将电力传送方向保持为从电池2向直流电源1的方向的状态。另外，以使从电池2向直流电源1的放电电流(-i)与放电电流指令值(-i)*一致的方式，调整第1开关电路4的第1对角导通时间t1。此时，第2开关电路10的第2对角导通时间t2被维持为最大导通时间tmax。
在从输出电压指令值v*减去输出电压v而得到的差分是负的情况下，使极性为负而制作放电电流指令值(-i)*。放电电流指令值为负是指，切换电力传送方向而成为从直流电源1向电池2的方向的状态。另外，以使放电电流(-i)与放电电流指令值(-i)*一致的方式，调整第2开关电路10的第2对角导通时间t2。此时，第1开关电路4的第1对角导通时间t1被维持为最大导通时间tmax。
由此，控制电路15能够仅根据在直流电源1与电池2之间流过的充放电电流±i，实现图12中示出的双向的控制。另外，图12中的、向使从直流电源1向电池2的电力转移量增加的方向的控制量成为充电电流i。
这样，在仅基于充放电电流±i的控制中，能够得到以下那样的效果。例如，在从电池2向直流电源1侧供给电力时，在与直流电源1连接的负载急剧变小的情况下，直流电源1侧的输出电压上升。此时，输出电压指令值v*和输出电压v的差分为负，电池2的放电电流指令值(-i)*也为负，即变化为对电池2进行充电的一侧的指令值，成为将直流电源1的过电压量的能量充电到电池2那样的电流指令值。另外，通过以对其进行追踪的方式控制电流，针对电流(电力)传送方向的反转，无需变更控制方法，也能够通过一贯的控制继续动作。由此，即使在负载急剧变化的情况下，也能够稳定地继续动作。
另外，如果使用图12中示出的第1对角导通时间t1和第2对角导通时间t2的关系来进行控制，则例如以在从直流电源1向电池2的电力传送时成为基准点A、并在使转移电力量进一步减少时使第1对角导通时间t1减少的方式进行控制，第1开关电路4被降压控制。另外，以在从电池2向直流电源1的电力传送时成为基准点A、并在使转移电力量进一步减少时使第2对角导通时间t2减少的方式进行控制，第2开关电路10被降压控制。
这样，不管电流(电力)传送方向如何、升压还是降压，都无需变更控制方法，而能够通过一贯的控制继续动作。
另外，在上述说明中，设为用相同相位的驱动信号G-5a、G-12d驱动第1开关电路4的半导体开关元件5a和第2开关电路10的半导体开关元件12d，但这与用相同相位的驱动信号G-5b、G-12c驱动半导体开关元件5b和半导体开关元件12c相同。另外，用相同相位的驱动信号驱动的第1基准元件和第2基准元件也可以是其他组合，例如，也可以是半导体开关元件5c和半导体开关元件12b的组合、或者半导体开关元件5d和半导体开关元件12a的组合，能够得到同样的效果。
实施方式2.
在上述实施方式1中，用相同相位的驱动信号控制第1开关电路4的半导体开关元件5a和第2开关电路10的半导体开关元件12d，但以下说明其他控制。另外，电池充放电装置的电路结构与上述实施方式1相同。
图16示出该实施方式2的第1开关电路4、第2开关电路10的各半导体开关元件5a～5d、12a～12d的驱动信号G-5(G-5a～G-5d)、G-12(G-12a～G-12d)的波形。
与上述实施方式1同样地，关于构成第1、第2开关电路4、10的各桥电路的正侧的半导体开关元件以及负侧的半导体开关元件，如果忽略短路防止时间，则分别以50％的导通时间比例而被控制。另外，以使各半导体开关元件5a～5d、12a～12d成为零电压开关的方式，设定为在短路防止时间的期间，与各半导体开关元件5a～5d、12a～12d并联连接的电容器6a～6d、13a～13d的电压增加至第1、第2平滑电容器3、11的电压，或者降低至零电压附近。
如果将直流电源1的电压设为V1，则第1开关电路4在半导体开关元件5a、5d同时导通的期间(第1对角导通时间)t1中输出电压V1的正的脉冲，在半导体开关元件5b、5c同时导通的期间t1a中输出电压(-V1)的负的脉冲，并施加到高频变压器8的第1绕组8a。如果将高频变压器8的第1绕组8a和第2绕组8b的绕组比设为N1：N2，则此时，对高频变压器8的第2绕组8b施加(±V1)×N2/N1的电压。图16所示的第1开关电路4的输出电压波形是向第1绕组8a施加的电压，但如果忽略大小，则与在第2绕组8b中发生的电压相同。
在从直流电源1向电池2的电力传送中，与在上述实施方式1的图2中示出的情况同样地，控制电路15将所输入的充电电流i与充电电流指令值i*进行比较，反馈差分来决定第1开关电路4以及第2开关电路10的输出占空比，决定各半导体开关元件5a～5d、12a～12d的驱动信号G-5、G-12。
以下，示出一个周期内的DC/DC转换器电路100的动作。另外，电池2的电压高于第2绕组8b中发生的电压。
在时刻b1，通过与上述实施方式1的时刻a1同样的控制，在第1开关电路4中，在半导体开关元件5a导通的状态下，在使半导体开关元件5c断开之后，使半导体开关元件5d导通，从而半导体开关元件5a、5d同时导通。另外，在第2开关电路10中，半导体开关元件12b、12d同时导通。由此，在图4所示的电流路径中流过电流，向高频变压器8的第1绕组8a施加正的电压，在第2绕组8b中发生正电压，第2电抗器9被励磁。
在时刻b2，通过与上述实施方式1的时刻a2同样的控制，在第2开关电路10中使半导体开关元件12b断开之后，使半导体开关元件12a导通。由此，在图5所示的电流路径中流过电流，将第2电抗器9的励磁能量供给到第2平滑电容器11。
在时刻b3，在第1开关电路4中，在半导体开关元件5a断开之后，半导体开关元件5b导通。由此，在图17所示的电流路径中流过电流，高频变压器8的第1绕组8a侧的第1开关电路4成为在第1电抗器7→第1绕组8a→半导体开关元件5d→半导体开关元件5b→第1电抗器7的路径中电流环流，不对第1绕组8a施加电压的状态。
在时刻b4，在第2开关电路4中，在半导体开关元件12d断开之后，半导体开关元件12c导通。由此，在图6所示的电流路径中流过电流，在第2绕组8b侧的第2开关电路10中，在第2电抗器9→半导体开关元件12a→半导体开关元件12c→第2绕组8b→第2电抗器9的路径中，在第2电抗器9中流过的电流环流而还流入到第2绕组8b。
在时刻b5，通过与上述实施方式1的时刻a4同样的控制，在第1开关电路4中，在使半导体开关元件5d断开之后，使半导体开关元件5c导通，从而半导体开关元件5b、5c同时导通。另外，在第2开关电路10中，半导体开关元件12a、12c同时导通。由此，在图7所示的电流路径中流过电流，对高频变压器8的第1绕组8a施加负的电压，在第2绕组8b中发生负电压，第2电抗器9被励磁为反极性。
在时刻b6，通过与上述实施方式1的时刻a5同样的控制，在第2开关电路10中，在使半导体开关元件12a断开之后，使半导体开关元件12b导通。由此，在图8所示的电流路径中流过电流，将第2电抗器9的励磁能量供给到第2平滑电容器11。
在时刻b7，在第1开关电路4中，在半导体开关元件5b断开之后，半导体开关元件5a导通。由此，在图18所示的电流路径中流过电流，高频变压器8的第1绕组8a侧的第1开关电路4成为在第1电抗器7→半导体开关元件5a→半导体开关元件5c→第1绕组8a→第1电抗器7的路径中电流环流，且不对第1绕组8a施加电压的状态。
在时刻b8，在第2开关电路4中，在半导体开关元件12c断开之后，半导体开关元件12d导通。由此，在图9所示的电流路径中流过电流，在第2绕组8b侧的第2开关电路10中，在第2电抗器9→第2绕组8b→半导体开关元件12d→半导体开关元件12b→第2电抗器9的路径中，在第2电抗器9中流过的电流环流而还流入到第2绕组8b。
接下来，返回到时刻b1(＝a9)的控制。
通过反复进行这样的一连串的控制(b1～b8)，使高频变压器8的第2绕组8b中发生的电压升压而向电池2供给电力。控制电路15在决定第1、第2开关电路4、10的输出占空比而进行控制时，决定在第1开关电路4内处于对角的关系的2个半导体开关元件同时导通的对角导通时间t1(＝t1a)、和在第2开关电路10内处于对角的关系的2个半导体开关元件同时导通的对角导通时间t2，进而，以在向高频变压器8施加电压的期间(t1、t1a)内设置对第2电抗器9进行励磁的期间(时刻b1～b2、时刻b5～b6)的方式进行控制。由此，第2开关电路10关于升压电抗器使用第2电抗器9而进行升压动作。
另外，在该实施方式2中，也与上述实施方式1同样地，高频变压器8的一次侧的第1开关电路4中的各半导体开关元件5a～5d的开关在电容器6a～6d以及第1电抗器7的作用下，全部成为零电压开关，二次侧的第2开关电路10的开关的一部分成为零电压开关。
接下来，说明从电池2向直流电源1传送电力的情况。与在上述实施方式1的图10中示出的情况同样地，控制电路15将所输入的输出电压v与输出电压指令值v*进行比较，反馈差分来决定第1开关电路4以及第2开关电路10的输出占空比，决定各半导体开关元件5a～5d、12a～12d的驱动信号G-5、G-12。
DC/DC转换器电路100夹着高频变压器8使第1、第2开关电路4、10对称地构成，在从电池2向直流电源1传送电力的情况下，相比于从直流电源1向电池2传送电力的情况，将第1、第2开关电路4、10的驱动信号G-5、G-12反过来使用而进行控制，从而能够同样地进行电力传送。另外，使高频变压器8的第1绕组8a中发生的电压升压而向直流电源1供给电力。
另外，在第1开关电路4中，在对高频变压器8施加电压的期间内，设置对第1电抗器7进行励磁的期间，也就是关于升压电抗器使用第1电抗器7而进行升压动作。
另外，成为高频变压器8的一次侧的第2开关电路10中的各半导体开关元件12a～12d的开关在电容器13a～13d以及第2电抗器9的作用下，全部成为零电压开关，二次侧的第1开关电路4的开关的一部分成为零电压开关。
在该实施方式中，也能够通过使从高频变压器8的一次侧的绕组向二次侧的绕组转移电力的期间尽可能长，来降低与第1开关电路4以及第2开关电路10的环流期间有关的损耗。
因此，在从直流电源1向电池2传送电力的控制中，以使向高频变压器8的第1绕组8a施加电压的期间、即对角导通时间t1成为预先设定的最大时间的方式，控制第1开关电路4。另外，在从电池2向直流电源1传送电力的控制中，以使向高频变压器8的第2绕组8b施加电压的期间、即对角导通时间t2成为预先设定的最大时间的方式，控制第2开关电路10。
根据为各半导体开关元件5a～5d、12a～12d进行零电压开关所需的时间，设定对角导通时间t1、t2为最大的时间。
如以上那样，第1、第2开关电路4、10构成为各半导体开关元件5a～5d、12a～12d能够进行零电压开关，被控制为在成为高频变压器8的一次侧时，成为零电压开关。另外，在成为高频变压器8的二次侧时，使在零电压开关中发挥了作用的第1、第2电抗器7、9作为升压电抗器动作。由此，无需另外设置升压电路，能够通过二次侧的开关电路的升压动作而升压。
例如，在从直流电源1向电池2传送电力时，针对高频变压器8的第2绕组8b中发生的电压，通过第2电抗器9、第2开关电路10以及第2平滑电容器11形成升压电路，从而即使在电池2的电压高于第2绕组8b中发生的电压的情况下，也能够对电池2进行充电。
因此，能够通过简易的电路结构在宽的电压范围内双向地传送电力。另外，不管电力传送方向如何都能够实现零电压开关，并且零件件数少，从而实现损耗降低。
实施方式3.
在上述实施方式2中，说明了电池充放电装置输出比高频变压器8的绕组中发生的电压高的电压的情况，但在该实施方式中，说明输出电压比高频变压器8的绕组中发生的电压低的情况。
首先，在从直流电源1向电池2传送电力的情况下，第2开关电路10内的半导体开关元件12a～12d全部为断开状态。此时，如果使第1开关电路4的半导体开关元件5a、5d同时导通，则与图5所示的情况同样地，在高频变压器8的第1绕组8a侧，在第1平滑电容器3→半导体开关元件5a→第1电抗器7→第1绕组8a→半导体开关元件5d→第1平滑电容器3的路径中流过电流，传送电力。此时，在高频变压器8的第2绕组8b侧，在第2绕组8b→第2电抗器9→半导体开关元件12a的反并联二极管→第2平滑电容器11→半导体开关元件12d的反并联二极管→第2绕组8b的路径中流过电流。
接下来，在第1开关电路4中，如果在半导体开关元件5a断开之后，使半导体开关元件5b导通，则与图17所示的情况同样地，在高频变压器8的第1绕组8a侧，在第1电抗器7→第1绕组8a→半导体开关元件5d→半导体开关元件5b→第1电抗器7的路径中流过电流。此时，在高频变压器8的第2绕组8b侧，在第2电抗器9→半导体开关元件12a的反并联二极管→第2平滑电容器11→半导体开关元件12d的反并联二极管→第2绕组8b→第2电抗器9的路径中流过电流。另外，如果第2电抗器9中流过的电流为零，则高频变压器8的第2绕组8b侧的电流消失。
接下来，在第1开关电路4中，如果在使半导体开关元件5d断开之后，使半导体开关元件5c导通，则与图8所示的情况同样地，在高频变压器8的第1绕组8a侧，在第1平滑电容器3→半导体开关元件5c→第1绕组8a→第1电抗器7→半导体开关元件5b→第1平滑电容器3的路径中流过电流，传送电力。此时，在高频变压器8的第2绕组8b侧，在第2绕组8b→半导体开关元件12c的反并联二极管→第1平滑电容器11→半导体开关元件12b的反并联二极管→第2电抗器9→第2绕组8b的路径中流过电流。
接下来，在第1开关电路4中，如果在半导体开关元件5b断开之后，使半导体开关元件5a导通，则与图18所示的情况同样地，在高频变压器8的第1绕组8a侧，在第1电抗器7→半导体开关元件5a→半导体开关元件5c→第1绕组8a→第1电抗器7的路径中流过电流。此时，关于高频变压器8的第2绕组8b侧，电流路径不变化，如果第2电抗器9中流过的电流为零，则第2绕组8b侧的电流消失。
通过反复进行以上的一连串的动作，第2开关电路10进行整流动作，从直流电源1向电池2传送电力。通过控制在第1开关电路4内处于对角的关系的2个半导体开关元件5a、5d(5b、5c)同时导通的对角导通时间的占空比，实现电池2的充电电流i的控制。
另一方面，在从电池2向直流电源1传送电力的情况下，成为与上述动作相反的方向，通过如下动作来实现：控制在第2开关电路10内处于对角的关系的2个半导体开关元件12a、12d(12b、12c)同时导通的对角导通时间的占空比，第1开关电路4进行整流动作。
在DC/DC转换器电路100这样地动作，而以比高频变压器8的二次侧的绕组8b(8a)中发生的电压低的电压传送电力的情况下，能够停止二次侧的开关电路10(4)的各半导体开关元件12a～12d(5a～5d)的驱动信号，能够实现控制的简化。
另外，在该实施方式中，第1、第2开关电路4、10也构成为各半导体开关元件5a～5d、12a～12d能够进行零电压开关，被控制为在成为高频变压器8的一次侧时，成为零电压开关。
另外，在期望比二次侧的绕组8b(8a)中发生的电压高的电压下的电力传送时，使用上述实施方式2的控制，在期望比二次侧的绕组8b(8a)中发生的电压低的电压下的电力传送时，使用该实施方式的控制，从而能够通过简易的电路结构在宽的电压范围内双向地传送电力。另外，不管电力传送方向如何都能够实现零电压开关，并且零件件数少，从而实现损耗降低。
实施方式4.
在上述实施方式3中，在高频变压器8的二次侧的开关电路10(4)中，使半导体开关元件12a～12d(5a～5d)全部断开而进行整流动作，但也可以与高频变压器8中发生的绕组电压配合地，使二次侧的开关电路10(4)的半导体开关元件12a～12d(5a～5d)导通。另外，在该情况下，关于半导体开关元件5a～5d(12a～12d)使用MOSFET等双向导通的元件。
在从直流电源1向电池2传送电力时，与向高频变压器8的第1绕组8a施加电压的定时同步地，控制第2开关电路10内的各半导体开关元件12a～12d，使第2开关电路10进行整流动作。另外，在从电池2向直流电源1传送电力时，与向高频变压器8的第2绕组8b施加电压的定时同步地，控制第1开关电路4内的各半导体开关元件5a～5d，使第1开关电路4进行整流动作。
如果用例如MOSFET构成各半导体开关元件5a～5d、12a～12d，则导通时的两端电压比反并联二极管的导通电压低。因此，通过上述那样的同步整流动作，在MOSFET侧流过电流，所以能够降低导通损耗。
实施方式5.
在上述实施方式1中，关于第2直流电源使用电池2，且仅在从电池2向直流电源1传送电力时，对直流电源1进行电压控制，此时，能够应用如下控制：根据从向直流电源1的输出电压指令值减去输出电压而得到的偏差的极性，切换电池2的放电电流指令值的极性。这样的控制也能够应用于从直流电源1向第2直流电源的电力传送，在该实施方式5中，在双向的电力传送中，进行对电力进行受电的一侧的直流电源的电压控制。
图19是示出本发明的实施方式5的作为DC/DC转换器的直流电源充放电装置的电路结构的图。如图所示，直流电源充放电装置在作为第1直流电源的直流电源1与第2直流电源2a之间进行基于双向的电力变换的电力传送，具备成为主电路的DC/DC转换器电路100和控制电路15a。DC/DC转换器电路100的结构与实施方式1相同。
另外，在第2平滑电容器11与第2直流电源2a之间设置有检测向第2直流电源2a的充电电流i(以箭头的朝向为正的电流)的电流传感器14，且设置有检测第1、第2平滑电容器3、11的各电压V1、V2的各电压传感器16、17。另外，各传感器14、16、17检测出的输出被输入到控制电路15a。在控制电路15a中，根据所输入的电流i、电压V1、V2的值，生成对第1、第2开关电路4、10的各半导体开关元件5a～5d、12a～12d进行开关控制的驱动信号G-5、G-12，而对第1、第2开关电路4、10进行驱动控制。
另外，第1平滑电容器3的电压与直流电源1的电压相等，第2平滑电容器11的电压与第2直流电源2a的电压相等。
图20是直流电源充放电装置的控制框图，特别是图20(a)示出从第2直流电源2a向直流电源1传送电力的控制，图20(b)示出从直流电源1向第2直流电源2a传送电力的控制。
另外，仅反馈控制样式与上述实施方式1不同，各第1、第2开关电路4、10的周期性的基本的控制与图3～图14中示出的上述实施方式1相同。
在从第2直流电源2a向直流电源1传送电力的控制中，如图20(a)所示，将直流电源1的电压V1作为输出电压，在从输出电压指令值V1*减去输出电压V1而得到的差分是正的情况下，使极性为正而制作第2直流电源2a的放电电流指令值(-i)*。放电电流指令值为正是指，将电力传送方向保持为从第2直流电源2a向直流电源1的方向的状态。另外，以使从第2直流电源2a向直流电源1的放电电流(-i)与放电电流指令值(-i)*一致的方式，调整第1开关电路4的第1对角导通时间t1。此时，第2开关电路10的第2对角导通时间t2被维持为最大导通时间tmax。
在从输出电压指令值V1*减去输出电压V1而得到的差分是负的情况下，使极性为负而制作放电电流指令值(-i)*。放电电流指令值为负是指，切换电力传送方向而成为从直流电源1向第2直流电源2a的方向的状态。另外，以使放电电流(-i)与放电电流指令值(-i)*一致的方式，调整第2开关电路10的第2对角导通时间t2。此时，第1开关电路4的第1对角导通时间t1被维持为最大导通时间tmax。
由此，控制电路15a能够仅根据直流电源1与第2直流电源2a之间流过的充放电电流±i，实现图12中示出的双向的控制。
接下来，在从直流电源1向第2直流电源2a传送电力的控制中，如图20(b)所示，将第2直流电源2a的电压V2作为输出电压，在从输出电压指令值V2*减去输出电压V2而得到的差分是正的情况下，使极性为正而制作向第2直流电源2a的充电电流指令值i*。充电电流指令值为正是指，将电力传送方向保持为从直流电源1向第2直流电源2a的方向的状态。另外，以使向第2直流电源2a的充电电流i与充电电流指令值i*一致的方式，调整第2开关电路10的第2对角导通时间t2。此时，第1开关电路4的第1对角导通时间t1被维持为最大导通时间tmax。
在从输出电压指令值V2*减去输出电压V2而得到的差分是负的情况下，使极性为负而制作充电电流指令值i*。充电电流指令值为负是指，切换电力传送方向而成为从第2直流电源2a向直流电源1的方向的状态。另外，以使充电电流i与充电电流指令值i*一致的方式，调整第1开关电路4的第1对角导通时间t1。此时，第2开关电路10的第2对角导通时间t2被维持为最大导通时间tmax。
由此，控制电路15a能够仅根据直流电源1与第2直流电源2a之间流过的充放电电流±i，实现图12中示出的双向的控制。
另外，图12中的、向使从直流电源1向电池2的电力转移量增加的方向的控制量在该实施方式中成为充电电流i。
在该实施方式中，具有对直流电源1、第2直流电源2a这双方进行电压控制的功能，不管电力传送方向如何都能够通过一贯的控制继续动作。另外，通过切换充放电电流±i的电流指令值的极性，能够平滑地切换电力传送方向。由此，即使在负载急剧变化等的情况下，也能够通过快速的响应，稳定地继续动作。
实施方式6.
在上述实施方式1～5中，单独地设置第1、第2电抗器7、9，但通过用高频变压器8的泄露电感兼作它们中的至少一方，也能够得到同样的效果。由此，能够削减构成零件，能够通过简易的结构实现双向动作。
另外，在上述实施方式1～4中，关于一方的直流电源(第2直流电源)使用了电池2，但不限于此。进而，另外也可以用电池构成第1、第2直流电源这双方。
另外，本发明能够在发明的范围内，自由地组合各实施方式，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。

Claims (15)

1.一种DC/DC转换器，进行第1直流电源与第2直流电源之间的双向的电力传送，其特征在于，具备：
变压器；
第1转换器部，具有多个半导体开关元件，连接于所述第1直流电源与所述变压器的第1绕组之间，在直流/交流之间进行电力变换；
第2转换器部，具有多个半导体开关元件，连接于所述第2直流电源与所述变压器的第2绕组之间，在直流/交流之间进行电力变换；以及
控制电路，对所述第1、第2转换器部内的各所述半导体开关元件进行驱动控制，而控制所述第1、第2转换器部，
所述第1、第2转换器部具有：
电容器，与各所述半导体开关元件并联连接；以及
第1、第2电抗器，与交流输入输出线连接，
在所述控制电路中，
在从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送时，控制为利用所述第1电抗器，而使所述第1转换器部内的所述各半导体开关元件进行零电压开关，
在从所述第2直流电源向所述第1直流电源的电力传送时，控制为利用所述第2电抗器，而使所述第2转换器部内的所述各半导体开关元件进行零电压开关。
2.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述控制电路中，
在从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送时，控制为在所述第2直流电源的电压高于所述变压器的所述第2绕组中发生的电压时，使用所述第2电抗器，使所述第2转换器部进行升压动作，
在从所述第2直流电源向所述第1直流电源的电力传送时，控制为在所述第1直流电源的电压高于所述变压器的所述第1绕组中发生的电压时，使用所述第1电抗器，使所述第1转换器部进行升压动作。
3.根据权利要求2所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述控制电路中，
在从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送时，控制所述第1转换器部，以使得在所述第2直流电源的电压高于所述变压器的所述第2绕组中发生的电压时，使向所述变压器的所述第1绕组施加电压的时间成为预先设定的最大时间，
在从所述第2直流电源向所述第1直流电源的电力传送时，控制所述第2转换器部，以使得在所述第1直流电源的电压高于所述变压器的所述第1绕组中发生的电压时，使向所述变压器的所述第2绕组施加电压的时间成为预先设定的最大时间。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第1、第2转换器部分别由基于二个桥电路的全桥电路构成。
5.根据权利要求4所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述控制电路中，
如果忽略短路防止时间，则分别以50％的导通时间比例，控制构成所述第1、第2转换器部的所述全桥电路的各桥电路的正侧的半导体开关元件以及负侧的半导体开关元件。
6.根据权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述控制电路中，
通过相同相位的驱动信号，控制作为所述第1转换器部内的一方的桥电路的正侧/负侧的某一个半导体开关元件的第1基准元件、和作为所述第2转换器部内的一方的桥电路的正侧/负侧的某一个半导体开关元件的第2基准元件。
7.根据权利要求6所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制电路通过以使在所述第1转换器部内与所述第1基准元件处于对角的关系的半导体开关元件和所述第1基准元件一起导通的第1对角导通时间、以及在所述第2转换器部内与所述第2基准元件处于对角的关系的半导体开关元件和所述第2基准元件一起导通的第2对角导通时间满足设定的关系的方式控制所述第1、第2转换器，进行双向的电力传送。
8.根据权利要求7所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述控制电路中，
将所述第1对角导通时间和所述第2对角导通时间都为所设定的最大导通时间的点作为基准点，控制所述第1、第2转换器，以在比所述基准点增大从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送的控制量时，将所述第1对角导通时间保持为所述最大导通时间，并且使所述第2对角导通时间减少，在比所述基准点减少从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送的控制量时，将所述第2对角导通时间保持为所述最大导通时间，并且使所述第1对角导通时间减少。
9.根据权利要求8所述的DC/DC转换器，其特征在于，
根据用于使所述第1、第2转换器内的各所述半导体开关元件进行所述零电压开关的时间，设定所述最大导通时间。
10.根据权利要求1至3中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述控制电路中，
在从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送时，控制为在所述第2直流电源的电压低于所述变压器的所述第2绕组中发生的电压时，使所述第2转换器部进行整流动作，
在从所述第2直流电源向所述第1直流电源的电力传送时，控制为在所述第1直流电源的电压低于所述变压器的所述第1绕组中发生的电压时，使所述第1转换器部进行整流动作。
11.根据权利要求10所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述控制电路中，
在从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送时，与向所述变压器的所述第1绕组施加电压的定时同步地，控制所述第2转换器部内的所述半导体开关元件，使所述第2转换器部进行整流动作，
在从所述第2直流电源向所述第1直流电源的电力传送时，与向所述变压器的所述第2绕组施加电压的定时同步地，控制所述第1转换器部内的所述半导体开关元件，使所述第1转换器部进行整流动作。
12.根据权利要求7或者8所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述控制电路中，
反馈从电压指令值减去所述第1直流电源或者所述第2直流电源的电压而得到的差分，制作在所述第1、第2直流电源之间流过的电流的电流指令值，根据所述电流指令值的极性，切换所述第1、第2直流电源之间的电力传送方向，并且调整所述第1转换器部的所述第1对角导通时间、或者所述第1转换器部的所述第2对角导通时间。
13.根据权利要求12所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述控制电路中，
在从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送时，在从电压指令值减去所述第2直流电源的电压而得到的第1差分的极性为正的情况下，保持向所述第2直流电源的电力传送方向，调整所述第2转换器部的所述第2对角导通时间，如果所述第1差分为负，则切换为向所述第1直流电源的电力传送方向，调整所述第1转换器部的所述第1对角导通时间，
在从所述第2直流电源向所述第1直流电源的电力传送时，在从电压指令值减去所述第1直流电源的电压而得到的第2差分的极性为正的情况下，保持向所述第1直流电源的电力传送方向，调整所述第1转换器部的所述第1对角导通时间，如果所述第2差分为负，则切换为向所述第2直流电源的电力传送方向，调整所述第2转换器部的所述第2对角导通时间。
14.根据权利要求1至3中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
用所述变压器的泄露电感构成所述第1、第2电抗器的一方或者双方。
15.根据权利要求1至3中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
用电池构成所述第1、第2直流电源的一方或者双方，进行所述第1直流电源与所述第2直流电源之间的双向的电力传送，从而进行所述电池的充放电。
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CN104054249B CN104054249B (zh) 2016-11-30

Family

ID=

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104393648A (zh) * 2014-11-28 2015-03-04 上海吉亿电机有限公司 一种存储模块充放电的控制系统及控制方法
CN106487230A (zh) * 2015-08-31 2017-03-08 三垦电气株式会社 双向dc/dc转换器
CN107534391A (zh) * 2015-04-20 2018-01-02 三菱电机株式会社 功率转换装置
WO2018001257A1 (zh) * 2016-06-30 2018-01-04 西安特锐德智能充电科技有限公司 一种双向dc-dc电源控制电路及其控制方法
CN107636948A (zh) * 2015-06-01 2018-01-26 住友电气工业株式会社 电力转换设备以及电力转换设备的控制方法
CN107733231A (zh) * 2016-08-10 2018-02-23 Tdk株式会社 开关电源装置
CN109314466A (zh) * 2016-06-30 2019-02-05 三菱电机株式会社 并联电源装置
CN109478851A (zh) * 2016-07-19 2019-03-15 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
CN109672344A (zh) * 2019-01-21 2019-04-23 中国科学院电工研究所 双向直流变换器及其控制方法
CN109980938A (zh) * 2017-12-06 2019-07-05 夏普株式会社 电力转换装置及电力转换系统
CN110168896A (zh) * 2017-02-04 2019-08-23 Abb瑞士股份有限公司 Dc到dc变流器和控制方法
TWI673949B (zh) * 2016-12-09 2019-10-01 德商伍爾特電子ｅｉＳｏｓ有限公司 用於能量採集的轉換器設備及具有此轉換器設備之能量發生器
CN110999059A (zh) * 2017-08-22 2020-04-10 金刚石电机株式会社 转换器
CN111344939A (zh) * 2017-11-24 2020-06-26 三菱电机株式会社 并联电源装置
TWI715436B (zh) * 2019-02-19 2021-01-01 日商歐姆龍股份有限公司 電力轉換裝置
CN113410898A (zh) * 2021-08-20 2021-09-17 北京理工大学深圳汽车研究院(电动车辆国家工程实验室深圳研究院) 一种双向逆变充电机的供电系统

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006230075A (ja) * 2005-02-16 2006-08-31 Toyota Industries Corp スイッチング電源回路
CN101378232A (zh) * 2007-08-28 2009-03-04 日立计算机机器株式会社 双向dc-dc变换器和双向dc-dc变换器的控制方法
JP2009177940A (ja) * 2008-01-24 2009-08-06 Shindengen Electric Mfg Co Ltd 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2010093952A (ja) * 2008-10-08 2010-04-22 Shindengen Electric Mfg Co Ltd 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2011130521A (ja) * 2009-12-15 2011-06-30 Yokogawa Electric Corp Ｄｃｄｃコンバータ
JP2011193713A (ja) * 2010-02-17 2011-09-29 Toyota Central R&D Labs Inc 電力変換回路及び電力変換回路システム
JP2011234541A (ja) * 2010-04-28 2011-11-17 Panasonic Electric Works Co Ltd 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006230075A (ja) * 2005-02-16 2006-08-31 Toyota Industries Corp スイッチング電源回路
CN101378232A (zh) * 2007-08-28 2009-03-04 日立计算机机器株式会社 双向dc-dc变换器和双向dc-dc变换器的控制方法
JP2009177940A (ja) * 2008-01-24 2009-08-06 Shindengen Electric Mfg Co Ltd 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2010093952A (ja) * 2008-10-08 2010-04-22 Shindengen Electric Mfg Co Ltd 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2011130521A (ja) * 2009-12-15 2011-06-30 Yokogawa Electric Corp Ｄｃｄｃコンバータ
JP2011193713A (ja) * 2010-02-17 2011-09-29 Toyota Central R&D Labs Inc 電力変換回路及び電力変換回路システム
JP2011234541A (ja) * 2010-04-28 2011-11-17 Panasonic Electric Works Co Ltd 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ

Cited By (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104393648A (zh) * 2014-11-28 2015-03-04 上海吉亿电机有限公司 一种存储模块充放电的控制系统及控制方法
CN107534391A (zh) * 2015-04-20 2018-01-02 三菱电机株式会社 功率转换装置
CN107534391B (zh) * 2015-04-20 2019-12-03 三菱电机株式会社 功率转换装置
CN107636948A (zh) * 2015-06-01 2018-01-26 住友电气工业株式会社 电力转换设备以及电力转换设备的控制方法
CN107636948B (zh) * 2015-06-01 2020-01-21 住友电气工业株式会社 电力转换设备以及电力转换设备的控制方法
CN106487230B (zh) * 2015-08-31 2019-09-17 三垦电气株式会社 双向dc/dc转换器
CN106487230A (zh) * 2015-08-31 2017-03-08 三垦电气株式会社 双向dc/dc转换器
WO2018001257A1 (zh) * 2016-06-30 2018-01-04 西安特锐德智能充电科技有限公司 一种双向dc-dc电源控制电路及其控制方法
CN109314466B (zh) * 2016-06-30 2020-07-31 三菱电机株式会社 并联电源装置
CN109314466A (zh) * 2016-06-30 2019-02-05 三菱电机株式会社 并联电源装置
CN109478851A (zh) * 2016-07-19 2019-03-15 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
CN109478851B (zh) * 2016-07-19 2020-07-21 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
CN107733231B (zh) * 2016-08-10 2021-01-05 Tdk株式会社 开关电源装置
CN107733231A (zh) * 2016-08-10 2018-02-23 Tdk株式会社 开关电源装置
US10396675B2 (en) 2016-08-10 2019-08-27 Tdk Corporation Switching power supply apparatus
TWI673949B (zh) * 2016-12-09 2019-10-01 德商伍爾特電子ｅｉＳｏｓ有限公司 用於能量採集的轉換器設備及具有此轉換器設備之能量發生器
US10819120B2 (en) 2016-12-09 2020-10-27 Würth Elektronik eiSos Gmbh & Co. KG Converter apparatus for energy harvesting and energy generator having such a converter apparatus, and use of such a converter apparatus
CN110168896B (zh) * 2017-02-04 2021-07-06 Abb瑞士股份有限公司 Dc到dc变流器和控制方法
CN110168896A (zh) * 2017-02-04 2019-08-23 Abb瑞士股份有限公司 Dc到dc变流器和控制方法
CN110999059A (zh) * 2017-08-22 2020-04-10 金刚石电机株式会社 转换器
CN110999059B (zh) * 2017-08-22 2023-04-18 金刚石捷步拉电机株式会社 转换器
CN111344939A (zh) * 2017-11-24 2020-06-26 三菱电机株式会社 并联电源装置
CN111344939B (zh) * 2017-11-24 2024-01-30 三菱电机株式会社 并联电源装置
CN109980938A (zh) * 2017-12-06 2019-07-05 夏普株式会社 电力转换装置及电力转换系统
CN109672344B (zh) * 2019-01-21 2020-06-26 中国科学院电工研究所 双向直流变换器及其控制方法
CN109672344A (zh) * 2019-01-21 2019-04-23 中国科学院电工研究所 双向直流变换器及其控制方法
TWI715436B (zh) * 2019-02-19 2021-01-01 日商歐姆龍股份有限公司 電力轉換裝置
US10897211B2 (en) 2019-02-19 2021-01-19 Omron Corporation Power conversion apparatus capable of performing step-up/step-down operation
CN113410898A (zh) * 2021-08-20 2021-09-17 北京理工大学深圳汽车研究院(电动车辆国家工程实验室深圳研究院) 一种双向逆变充电机的供电系统

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