CN109314466A - 并联电源装置 - Google Patents

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Abstract

并联电源装置(100)是并联连接多个DC/DC转换器(30)而成的，各DC/DC转换器(30)具备夹持变压器(3)的第1、第2开关电路(5、8)、第1、第2电抗器(9、10)以及控制电路(20)。控制电路(20)以使负载的电压与目标电压的偏差成为0的方式生成占空比。而且，占空比的大小以在小于设定值Vth的情况下固定成0、在除此以外的情况下减去设定值Vth的方式校正，决定第1、第2开关电路(5、8)的驱动信号(21a、21b)的相移量(θ1、θ2)，对第1、第2开关电路(5、8)进行相移控制。

Description

并联电源装置
技术领域
本发明涉及并联连接有多个电源装置而使共同负载运转的并联电源装置。
背景技术
在以往的并联电源装置中，并联连接多个电源装置而使共同负载运转。各电源装置检测该电源装置的输出电流，产生电流检测信号，比较由其它电源装置产生的电流检测信号和该电源装置的电流检测信号，得到第1比较结果，比较该电源装置的电流检测信号和所述第1比较结果，得到第2比较结果，根据该第2比较结果，调整该电源装置的输出电压(例如，参照专利文献1)。
另外，作为在并联电源装置内并联连接的电源装置所使用的以往的DC/DC转换器，有以下的DC/DC转换器。在该DC/DC转换器中，第1开关电路连接于变压器的第1绕组与直流电源之间，第2开关电路连接于第2绕组与电池组件之间。控制电路在电池组件充电时关断第2开关电路内的第2桥电路的元件，相对于第1开关电路内的第1桥电路的第1基准元件的驱动相位，控制第1对角元件的相移量和第2桥电路内的第2对角元件的相移量。在电池组件放电时，关断第1桥电路的元件，相对于第2桥电路的第2基准元件的驱动相位，控制第2对角元件的相移量和第1对角元件的相移量(例如，参照专利文献2)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2001-209437号公报
专利文献2：WO2015/004825号公报
发明内容
在上述专利文献1所记载的并联电源装置中，多个电源装置的输出电压值被控制成平衡并一致。然而，各电源装置的控制不仅需要得到由自身的电源装置产生的电流检测信号，还需要得到由其它电源装置产生的电流检测信号。因此，无法独立地控制各电源装置，另外需要将多个电源装置相互进行连接，所以无法自由地设置或增设电源装置。
另外，当并联多台上述专利文献2所记载的双向型的DC/DC转换器而运转时，由于与DC/DC转换器的控制有关的电压或电流的检测误差，在多个DC/DC转换器之间输出电流产生差。该差电流在多个DC/DC转换器间循环，成为无效电流。特别是存在当多个DC/DC转换器的输出电流的极性不一致时使由DC/DC转换器产生的损耗增大这样的问题点。
本发明是为了解决如上所述的问题点而完成的，其目的在于并联连接多台双向型的DC/DC转换器而构成并联电源装置，独立地控制作为各电源装置的DC/DC转换器，且抑制多个DC/DC转换器的输出电流的极性不一致，使输出电流平衡，实现损耗降低。
在本发明的并联电源装置中，并联连接分别进行双向的电力传送的多个DC/DC转换器而将电力供给到共同负载。所述各DC/DC转换器具备：变压器；第1开关电路，包括基于两个桥电路的全桥电路构成，该两个桥电路具备分别连接反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第1开关电路连接于所述共同负载与所述变压器的第1绕组之间，并在直流/交流间进行电力变换；第2开关电路，包括基于两个桥电路的全桥电路，该两个桥电路具备分别连接反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第2开关电路连接于直流电源与所述变压器的第2绕组之间，并在直流/交流间进行电力变换；第1电抗器、第2电抗器，与所述第1开关电路、所述第2开关电路的各交流输入输出线连接；以及控制电路，控制所述第1开关电路以及所述第2开关电路。所述各控制电路具备电压控制部，该电压控制部具有补偿器，该电压控制部以使所述共同负载的电压与目标电压的偏差成为0的方式生成占空比，所述各控制电路根据所述占空比来决定所述第1、第2开关电路的驱动信号的第1、第2相移量，控制所述第1、第2开关电路。而且，所述各控制电路以使所述电压控制部生成的所述占空比的大小在小于设定值的情况下固定成0、在除此以外的情况下减去该设定值的方式校正所述占空比而使用。
根据本发明的并联电源装置，各控制电路能够独立地控制多个DC/DC转换器，且能够抑制多个DC/DC转换器的输出电流的极性不一致而使输出电流平衡。因此，能够得到DC/DC转换器的设置或增设的自由度高且为低损耗的并联电源装置。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的并联电源装置的概略结构图。
图2是示出本发明的实施方式1的DC/DC转换器的结构的电路图。
图3是本发明的实施方式1的DC/DC转换器的升压充电时的驱动信号波形图。
图4是本发明的实施方式1的DC/DC转换器的降压充电时的驱动信号波形图。
图5是本发明的实施方式1的DC/DC转换器的降压放电时的驱动信号波形图。
图6是本发明的实施方式1的DC/DC转换器的升压放电时的驱动信号波形图。
图7是说明本发明的实施方式1的DC/DC转换器的基本控制动作的波形图。
图8是说明本发明的实施方式1的DC/DC转换器的控制电路的控制框图。
图9是说明本发明的实施方式1的DC/DC转换器的控制电路的控制框图。
图10是说明本发明的实施方式1的DC/DC转换器的电压控制电路的控制框图。
图11是说明本发明的实施方式1的DC/DC转换器的控制动作的波形图。
图12是示出基于比较例的多个DC/DC转换器的输出电流的波形图。
图13是说明本发明的实施方式2的DC/DC转换器的控制电路的控制框图。
图14是说明本发明的实施方式2的DC/DC转换器的控制电路的控制框图。
图15是说明本发明的实施方式2的DC/DC转换器的电压控制电路的控制框图。
图16是本发明的实施方式3的并联电源装置的概略结构图。
图17是本发明的实施方式3的另一例子的并联电源装置的概略结构图。
图18是本发明的实施方式4的并联电源装置的概略结构图。
具体实施方式
实施方式1.
以下，说明本发明的实施方式1。
图1是示出本发明的实施方式1的并联电源装置的概略结构的图。如图所示，并联电源装置100在作为负载或者电力源的共同负载1与作为电力源或者负载的多个直流电源2a～2e之间并联连接地具有多个DC/DC转换器30a～30e。多个DC/DC转换器30a～30e的共同负载1侧的端子并联连接而与共同负载1连接，各DC/DC转换器30a～30e单独地与各直流电源2a～2e连接。此外，DC/DC转换器30a～30e的数量只要为多个即可。
各DC/DC转换器30a～30e具备如下装置，并进行双向的电力传送：变压器3；第1开关电路5，连接于变压器3与共同负载1之间，在直流/交流间进行电力变换；第2开关电路8，连接于变压器3与各直流电源2a～2e之间，在直流/交流间进行电力变换；以及控制电路20。另外，检测与第1开关电路5连接的共同负载1的两端的电压V1的电压检测器16以及检测第2开关电路8与直流电源2a～2e之间的电流Ia～Ie的电流检测器17设置于各DC/DC转换器30a～30e。各控制电路20根据检测到的电压V1以及电流Ia～Ie，生成驱动信号21a、21b，控制第1、第2开关电路5、8。
在该情况下，将从第2开关电路8向直流电源2a～2e的电流Ia～Ie的方向设为正。将电流Ia～Ie为正的从共同负载1向直流电源2a～2e的电力传送的动作作为充电动作。另外，将电流Ia～Ie为负的从直流电源2a～2e向共同负载1的电力传送的动作作为放电动作。
图2是示出DC/DC转换器30a的详细结构的电路图。此外，其它DC/DC转换器30b～30e的结构以及动作也与DC/DC转换器30a相同，所以以下省略关于DC/DC转换器30b～30e的说明。
DC/DC转换器30a具备被绝缘的变压器3、与共同负载1并联地连接的第1平滑电容器4、第1开关电路5、与直流电源2a并联地连接的第2平滑电容器7、第2开关电路8、与第1开关电路5、第2开关电路8的各交流输入输出线连接的第1电抗器9以及第2电抗器10。另外，DC/DC转换器30a具备控制第1开关电路5以及第2开关电路8的控制电路20。
第1开关电路5为具有包括分别反并联有二极管12的IGBT或者MOSFET等的多个半导体开关元件Q1A、Q1B、Q1C、Q1D(以下，简称为Q1A、Q1B、Q1C、Q1D或者半导体开关元件Q)的全桥电路，直流侧与第1平滑电容器4连接，交流侧与变压器3的第1绕组3a连接，进行直流/交流间的双向的电力变换。另外，第1开关电路5为能够使各半导体开关元件Q开关时的元件的两端电压成为大致零电压的零电压开关电路，电容器13与各半导体开关元件Q分别并联地连接。另外，第1电抗器9连接于半导体开关元件Q与变压器3之间的交流输入输出线，第1电抗器9与第1绕组3a串联连接。
第2开关电路8为具有包括分别反并联有二极管12的IGBT或者MOSFET等的多个半导体开关元件Q2A、Q2B、Q2C、Q2D(以下，简称为Q2A、Q2B、Q2C、Q2D或者半导体开关元件Q)的全桥电路，直流侧与第2平滑电容器7连接，交流侧与变压器3的第2绕组3b连接，进行直流/交流间的双向的电力变换。另外，第2开关电路8为能够使各半导体开关元件Q开关时的元件的两端电压成为大致零电压的零电压开关电路，电容器13与各半导体开关元件Q分别并联地连接。另外，第2电抗器10连接于半导体开关元件Q与变压器3之间的交流输入输出线，第2电抗器10与第2绕组3b串联连接。进而，电抗器11与第2开关电路8的直流侧连接。
另外，在第2平滑电容器7与直流电源2a之间设置有检测流经电抗器11的电流Ia的电流检测器17(参照图1)，其感测到的输出被输入到控制电路20。进而，设置检测第1平滑电容器4的电压V1的电压检测器16(参照图1)，其感测到的输出被输入到控制电路20。在控制电路20中，根据被输入的电流Ia、电压V1的值，生成对第1开关电路5以及第2开关电路8的各半导体开关元件Q进行开关控制的驱动信号21a、21b，对第1开关电路5以及第2开关电路8进行驱动控制。
此外，电流检测器17也可以设置于比第2平滑电容器7靠第2开关电路8侧的位置。
接下来，以下，说明DC/DC转换器30a的动作。
DC/DC转换器30a内的控制电路20通过用驱动信号21a、21b对上述第1、第2开关电路5、8进行相移控制，从而调整电流Ia。该相移控制根据占空比来决定第1、第2开关电路5、8的驱动信号21a、21b的第1、第2相移量θ1、θ2，控制第1、第2开关电路5、8，以下详述。
图3是示出DC/DC转换器30a的升压充电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。在该情况下，电流Ia为正，是从共同负载1向直流电源2a的电力传送的动作。
此外，针对作为驱动信号的组合图案的多个栅极图案的每个栅极图案而设置期间A～J，并进行图示。另外，在图3内，为了方便，用各元件的附图标记表示Q1A、Q1B、Q1C、Q1D、Q2C、Q2D、Q2A、Q2B的各驱动信号的附图标记。
而且，以作为送电侧电路的第1开关电路5内的一方的桥电路即第1桥电路(Q1A、Q1B)为基准，生成整体的驱动信号。作为受电侧电路的第2开关电路8内的一方的桥电路即第2桥电路(Q2A、Q2B)的Q2A、Q2B被保持成关断状态。
另外，在除了第2桥电路(Q2A、Q2B)以外的3个桥电路中，构成各桥电路的正侧(高电压侧)的Q1A、Q1C、Q2C以及负侧(低电压侧)的Q1B、Q1D、Q2D若除去短路防止时间，则分别以50％的导通时间比率被控制。此外，短路防止时间是为了防止正侧的半导体开关元件与负侧的半导体开关元件同时导通而设定的时间，在一方关断之后，在经过所设定的短路防止时间之后另一方导通。然后，设定成在短路防止时间的期间与各半导体开关元件Q并联连接的电容器13的电压增加至第1平滑电容器4的电压或者下降至零电压附近，以便使送电侧的第1开关电路5的各半导体开关元件Q进行零电压开关。
另外，将第1桥电路(Q1A、Q1B)内的Q1A作为第1基准元件，将第2桥电路(Q2A、Q2B)内的Q2A作为第2基准元件，将与第1基准元件Q1A处于对角的关系的Q1D作为第1对角元件，将与第2基准元件Q2A处于对角的关系的Q2D作为第2对角元件。
然后，根据作为控制指令的占空比来决定第1对角元件Q1D的驱动信号相对第1基准元件Q1A(送电侧电路的基准元件)的驱动信号的相位的相移量θ1(第1相移量)、以及第2对角元件Q2D的驱动信号相对第1基准元件Q1A的驱动信号的相位的相移量θ2(第2相移量)。即，根据占空比来控制相移量θ1、θ2。关于该相移量θ1、θ2的控制的详细内容将在后面叙述，在该情况下，相移量θ1被保持为最小，相移量θ2根据占空比而变化。
另外，如图所示，当将第1基准元件Q1A与第1对角元件Q1D同时导通的期间设为对角导通时间t1时，根据相移量θ1来决定对角导通时间t1。此外，Q1B与Q1C同时导通的对角导通时间t1a也与对角导通时间t1相等。
另外，对于第2桥电路(Q2A、Q2B)，将与第1桥电路(Q1A、Q1B)相等的驱动信号设想成假想驱动信号，将基于第2基准元件Q2A的假想驱动信号的Q2A的假想导通与第2对角元件Q2D的导通重叠的期间设为假想对角导通时间t2。该假想对角导通时间t2由第2对角元件Q2D的驱动信号相对第1基准元件Q1A的驱动信号的相位的相移量θ2确定。此外，基于Q2B的假想驱动信号的Q2B的假想导通与Q2C的导通重叠的假想对角导通时间t2a也与假想对角导通时间t2相等。
以下，根据图3简单地说明一个周期内的DC/DC转换器30a的动作。此外，设为直流电源2a的电压比在第2绕组3b中产生的电压高，从共同负载1向直流电源2a传送电力。
为了方便，从期间B开始说明。
在期间B中，在第1开关电路5中，电流的极性从期间A反转，从共同负载1侧传送能量，在第2开关电路8中流过回流电流。因而，第1电抗器9以及第2电抗器10被励磁。
在期间C中，在第1开关电路5中，从共同负载1侧传送能量，在第2开关电路8中，电力被传送到直流电源2a侧。因而，第1电抗器9以及第2电抗器10的励磁能量被传送到直流电源2a侧。
在期间D中，在第1开关电路5中，从共同负载1侧传送能量，在第2开关电路8中，Q2D变为导通，但电力继续被传送到直流电源2a侧。因而，第1电抗器9以及第2电抗器10的励磁能量被传送到直流电源2a侧。
在期间E中，在第1开关电路5中，Q1A变为关断而电流回流，在第2开关电路8中，回流电流由于直流电源2a的电压而逐渐减少，当成为0时维持该状态。
在期间F中，在第1开关电路5中，Q1B利用ZVS(零电压开关)而导通，在残留有回流电流的情况下，向共同负载1侧再生。在第2开关电路8中，回流电流逐渐减少，当成为0时维持该状态。
在期间G中，在第1开关电路5中，电流的极性从期间F反转，从共同负载1侧传送能量，在第2开关电路8中流过回流电流。因而，第1电抗器9以及第2电抗器10被励磁。
在期间H中，在第1开关电路5中，从共同负载1侧传送能量，在第2开关电路8中，电力被传送到直流电源2a侧。因而，第1电抗器9以及第2电抗器10的励磁能量被传送到直流电源2a侧。
在期间I中，在第1开关电路5中，从共同负载1侧传送能量，在第2开关电路8中Q2C变为导通，但电力继续被传送到直流电源2a侧。因而，第1电抗器9以及第2电抗器10的励磁能量被传送到直流电源2a侧。
在期间J中，在第1开关电路5中，Q1B变为关断而电流回流，在第2开关电路8中，回流电流由于直流电源2a的电压而逐渐减少，当成为0时维持该状态。
在期间A中，在第1开关电路5中，Q1A利用ZVS(零电压开关)而导通，当在期间J中残留有回流电流的情况下向共同负载1侧再生。在第2开关电路8中，回流电流逐渐减少，当成为0时维持该状态。
通过重复这样的一连串的控制(期间A～J)，DC/DC转换器30a使在变压器3的第2绕组3b中产生的电压升压而将电力供给到直流电源2a。
第1开关电路5在Q1A、Q1D同时导通的对角导通时间t1输出共同负载1的电压V1的正脉冲，在Q1B、Q1C同时导通的对角导通时间t1a输出电压(－V1)的负脉冲，施加到变压器3。然后，在第2开关电路8中，在电压被施加到变压器3的对角导通时间(t1、t1a)内设置使第2电抗器10励磁的期间，即，将第2电抗器10用作升压电抗器而进行升压动作。
另外，变压器3的一次侧的第1开关电路5中的各半导体开关元件Q的开关由于电容器13以及第1电抗器9的作用而全部成为零电压开关。此外，二次侧的第2开关电路8的开关的一部分成为零电压开关。
另外，第2桥电路(Q2A、Q2B)的Q2A、Q2B被保持成关断状态，所以在期间E、F中当回流电流减少成为0时，Q2A的二极管变为关断，不会流过逆电流。在期间J、A中当回流电流减少成为0时，Q2B的二极管也变为关断，不会流过逆电流。
接下来，图4是示出DC/DC转换器30a的降压充电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。在该情况下，也针对作为驱动信号的组合图案的多个栅极图案的每个栅极图案而设置期间A～J，并进行图示，为了方便，用各元件的附图标记表示Q1A、Q1B、Q1C、Q1D、Q2C、Q2D、Q2A、Q2B的各驱动信号的附图标记。
与图3所示的升压充电时同样地，以作为送电侧电路的第1开关电路5内的第1桥电路(Q1A、Q1B)为基准，生成整体的驱动信号，第2开关电路8内的第2桥电路(Q2A、Q2B)的Q2A、Q2B被保持成关断状态。另外，在除了第2桥电路(Q2A、Q2B)以外的3个桥电路中，构成各桥电路的正侧(高电压侧)的Q1A、Q1C、Q2C以及负侧(低电压侧)的Q1B、Q1D、Q2D若除去短路防止时间，则分别以50％的导通时间比率被控制。
然后，根据作为控制指令的占空比来决定第1对角元件Q1D的驱动信号相对第1基准元件Q1A(送电侧电路的基准元件)的驱动信号的相位的相移量θ1(第1相移量)、以及第2对角元件Q2D的驱动信号相对第1基准元件Q1A的驱动信号的相位的相移量θ2(第2相移量)。在该情况下，相移量θ1与相移量θ2相等，双方的相移量θ1、θ2根据占空比而变化。
在该情况下，也根据相移量θ1来决定对角导通时间t1、t1a。另外，对于第2桥电路(Q2A、Q2B)，当将与第1桥电路(Q1A、Q1B)相等的驱动信号设想成假想驱动信号时，上述假想对角导通时间t2、t2a根据相移量θ2确定。在该情况下，对角导通时间t1、t1a与假想对角导通时间t2、t2a相等。
以下，根据图4简单地说明一个周期内的DC/DC转换器30a的动作。此外，设为直流电源2a的电压比在第2绕组3b中产生的电压低，从共同负载1向直流电源2a传送电力。
为了方便，从期间D开始说明。
在期间D中，在第1开关电路5中，从共同负载1侧传送能量，在第2开关电路8中，电力被传送到直流电源2a侧。
在期间E中，在第1开关电路5中，Q1A变为关断而电流回流，在第2开关电路8中，回流电流由于直流电源2a的电压而逐渐减少，当成为0时维持该状态。
在期间F、G中，在第1开关电路5中，Q1B利用ZVS(零电压开关)而导通，电流回流。在第2开关电路8中，回流电流逐渐减少，当成为0时维持该状态。
在期间H中，在第1开关电路5中，在残留有回流电流的情况下向共同负载1侧再生。在第2开关电路8中，回流电流逐渐减少，当成为0时维持该状态。
在期间I中，在第1开关电路5中，电流的极性从期间H反转，从共同负载1侧传送能量。在第2开关电路8中，电力被传送到直流电源2a侧。
在期间J中，在第1开关电路5中，Q1B变为关断而电流回流，在第2开关电路8中，回流电流由于直流电源2a的电压而逐渐减少，当成为0时维持该状态。
接下来，在期间A、B中，在第1开关电路5中，Q1A利用ZVS(零电压开关)而导通，电流回流。在第2开关电路8中，回流电流逐渐减少，当成为0时维持该状态。
在期间C中，在第1开关电路5中，在残留有回流电流的情况下向共同负载1侧再生。在第2开关电路8中，回流电流逐渐减少，当成为0时维持该状态。
通过重复这样的一连串的控制(期间A～J)，DC/DC转换器30a使在变压器3的第2绕组3b中产生的电压降压，将电力供给到直流电源2a。
另外，变压器3的一次侧的第1开关电路5中的各半导体开关元件Q的开关由于电容器13以及第1电抗器9的作用而全部成为零电压开关。此外，二次侧的第2开关电路8的开关的一部分成为零电压开关。
另外，第2桥电路(Q2A、Q2B)的Q2A、Q2B被保持成关断状态，所以在期间E～H中，当回流电流减少成为0时，Q2A的二极管变为关断，不会流过逆电流。在期间J、A～C中，当回流电流减少成为0时，Q2B的二极管也变为关断，不会流过逆电流。
接下来，说明DC/DC转换器30a从直流电源2a向共同负载1传送电力的情况。在该情况下，电流Ia为负。
图5是示出DC/DC转换器30a的降压放电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。另外，图6是示出DC/DC转换器30a的升压放电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。
如图4以及图5所示，DC/DC转换器30a的降压放电时的动作为降压充电时的反方向动作，是调换降压充电时的第1开关电路5的驱动信号和第2开关电路8的驱动信号而得到的。另外，如图3以及图6所示，DC/DC转换器30a的升压放电时的动作为升压充电时的反方向动作，是调换升压充电时的第1开关电路5的驱动信号和第2开关电路8的驱动信号而得到的。
在DC/DC转换器30a从直流电源2a向共同负载1传送电力的放电动作时，第1开关电路5、第2开关电路8以如下方式被控制。
以作为送电侧电路的第2开关电路8内的第2桥电路(Q2A、Q2B)为基准，生成整体的驱动信号。第1开关电路5内的第1桥电路(Q1A、Q1B)的Q1A、Q1B被保持成关断状态。
另外，在除了第1桥电路(Q1A、Q1B)以外的3个桥电路中，构成各桥电路的正侧(高电压侧)的Q1C、Q2A、Q2C以及负侧(低电压侧)的Q1D、Q2B、Q2D若除去短路防止时间，则分别以50％的导通时间比率被控制。在该情况下，控制电路20在对送电侧电路(第2开关电路8)的各半导体开关元件Q进行开关时，在短路防止时间的期间，使与各半导体开关元件Q并联连接的电容器13的电压增加至第2平滑电容器7的电压或者下降至零电压附近而进行零电压开关。
然后，根据作为控制指令的占空比来决定第1对角元件Q1D的驱动信号相对第2基准元件Q2A(送电侧电路的基准元件)的驱动信号的相位的相移量θ1(第1相移量)、以及第2对角元件Q2D的驱动信号相对第2基准元件Q2A的驱动信号的相位的相移量θ2(第2相移量)。即，根据占空比来控制相移量θ1、θ2。
在图5所示的降压放电中，相移量θ1与相移量θ2相等，双方的相移量θ1、θ2根据占空比而变化。另外，在图6所示的升压放电中，相移量θ2被保持成最小，相移量θ1根据占空比而变化。
另外，如图5、图6所示，Q2A与Q2D同时导通的对角导通时间t2由相移量θ2决定，Q2B与Q2C同时导通的对角导通时间t2a也与对角导通时间t2相等。
另外，对于第1桥电路(Q1A、Q1B)，控制电路20将与第2桥电路(Q2A、Q2B)相等的驱动信号设想成假想驱动信号，将基于Q1A的假想驱动信号的Q1A的假想导通与Q1D的导通重叠的期间设为假想对角导通时间t1。该假想对角导通时间t1由相移量θ1确定。此外，基于Q1B的假想驱动信号的Q1B的假想导通与Q1C的导通重叠的假想对角导通时间t1a也与假想对角导通时间t1相等。
如上那样，在DC/DC转换器30a中，具备升压充电、降压充电、降压放电以及升压放电这4个控制模式，进行双向的电力传送。而且，如上所述，根据占空比来控制第1对角元件Q1D的驱动信号相对送电侧电路的基准元件的驱动信号的相位的相移量θ1以及第2对角元件Q2D的驱动信号相对送电侧电路的基准元件的驱动信号的相位的相移量θ2。而且，送电侧电路的基准元件在充电时为第1基准元件Q1A，在放电时为第2基准元件Q2A。
图7是说明DC/DC转换器30a的基本控制动作的波形图，示出与占空比相应的相移量θ1、θ2和对角导通时间(假想对角导通时间)t1、t2。在该情况下，将充电方向的电力设为正。
此外，在此，为了示出基本控制动作，示出与传送电力成比例地决定占空比的动作，如后所述，运算出的占空比被校正而使用。
以下根据图7说明充电时的控制。关于放电时的控制，由于仅使电力传送方向成为相反，所以省略说明。
在升压充电时的控制下，控制电路20将对角导通时间t1(＝t1a)设定为最大导通时间tmax，以使电压被施加到变压器3的第1绕组3a的期间成为最大。该最大导通时间tmax是根据为了使第1开关电路5的各半导体开关元件Q进行零电压开关所需的短路防止时间而设定的。此时，相移量θ1最小，与短路防止时间相等。
在该升压充电时，相移量θ2为相移量θ1以上的值，在电压被施加到变压器3的对角导通时间(t1、t1a)内，有利用第2开关电路8使第2电抗器10励磁的期间。控制电路20以相移量θ1、θ2都为最小(短路防止时间)的第1基准点22为起点，当占空比增大时将相移量θ1保持成最小，并且使相移量θ2增大。
在相移量θ1、θ2都为最小(短路防止时间)的基准点22时，对角导通时间t1以及假想对角导通时间t2都处于成为最大导通时间tmax的点22a。然后，控制电路20以点22a为起点，当占空比增大时，将对角导通时间t1保持成最大导通时间tmax，并且使假想对角导通时间t2降低。
然后，在降压充电时，相移量θ1与相移量θ2相等，双方的相移量θ1、θ2根据占空比而变化。
在相移量θ1、θ2最大时，对角导通时间t1以及假想对角导通时间t2都为最小(短路防止时间)，处于没有电力传送的状态。在降压充电时，控制电路20在占空比为0时，相移量θ1、θ2最大，当占空比增大时使相移量θ1、θ2都降低。此时，对角导通时间t1以及假想对角导通时间t2增大。
另外，控制电路20在相移量θ1、θ2都最大时，从将第2桥(Q2A、Q2B)保持成关断状态的控制切换到将第1桥(Q1A、Q1B)保持成关断状态的控制，切换电力传送方向。在该切换时，对角导通时间(假想对角导通时间)t1、t2都为最小(短路防止时间)，即，处于没有电力传送的状态时，所以没有切换所致的影响，能够进行顺畅的切换。
图8、图9是说明DC/DC转换器30a内的控制电路20的动作的控制框图。控制电路20具备电压控制电路24、电流控制电路27以及校正电路36。在该情况下，电压控制电路24以及电流控制电路27构成控制电路20的电压控制部。
图8示出电压控制电路24以及电流控制电路27。图9示出校正电流控制电路27运算的占空比的校正电路36。
如上所述，共同负载1的电压V1、以及第2开关电路8与直流电源2a之间的电流Ia由电压检测器16、电流检测器17检测，被输入到控制电路20。
如图8所示，电压控制电路24具备误差检测器25和第1补偿器26。所提供的共同负载1的目标电压V1*和检测到的电压V1被输入到电压控制电路24，误差检测器25从电压V1减去目标电压V1*而输出电压偏差ΔV。然后，第1补偿器26运算如使电压偏差ΔV成为0那样的电流Ia的目标电流Ia*。
另外，电流控制电路27具备误差检测器28和第2补偿器29。从电压控制电路24输出的目标电流Ia*和检测到的电流Ia被输入到电流控制电路27，误差检测器28从电流Ia减去目标电流Ia*而输出电流偏差ΔIa。然后，第2补偿器29运算如使电流偏差ΔIa成为0那样的DC/DC转换器30a的占空比Da。
第1补偿器26和第2补偿器29通过串联连接比例控制和与滤波器(相位超前补偿、相位滞后补偿、低通滤波器等)而构成。而且，根据比例控制的增益来大体决定控制响应，利用滤波器实现稳定性的改善和稳定偏差的改善。此外，第1补偿器26、第2补偿器29未使用积分控制，所以不会持续累积电压偏差以及电流偏差。
在这样运算的占空比Da下，在共同负载1的电压V1比目标电压V1*大的情况下，目标电流Ia*为正的值，占空比Da也为正的值。在共同负载1的电压V1为目标电压V1*以下的情况下，目标电流Ia*也为0以下的值，占空比Da也为0以下。
在检测到的电压V1的值假设在多个DC/DC转换器30a～30e中全部相等的情况下，目标电流Ia*～Ie*的极性一致，占空比Da～De的极性也一致。在该情况下，以相同的极性调整电流Ia～Ie。
然而，实际上，在各DC/DC转换器30a～30e的控制电路20获取电压V1时，产生一定的电压范围内的检测误差Verr。
如图10所示，在电压控制电路24中，对共同负载1的电压V1加上或者减去检测误差Verr而输入。然后，被加上或者减去检测误差Verr而得到的电压V1被输入到误差检测器25，第1补偿器26根据包含检测误差Verr的电压偏差ΔV来运算目标电流Ia*。
关于检测误差Verr，起因于各DC/DC转换器30a～30e的构件的特性误差，针对各DC/DC转换器30a～30e的每个DC/DC转换器而检测误差Verr的值、极性不同。因此，还存在各DC/DC转换器30a～30e的控制电路20运算的目标电流Ia*～Ie*也不一致、极性不一致的情况。
因此，各控制电路20利用校正电路36来校正电流控制电路27根据目标电流Ia*～Ie*运算的占空比Da～De而使用。
如图9所示，校正电路36具备差分检测器31、33、限制器32、34以及加法器35。
然而，当以0控制占空比时不进行电力传送，而电流Ia也为0。起因于检测误差Verr而电流Ia的极性有可能会反转的占空比的区域为0附近，使用正的值Vth将该区域设定成－Vth～Vth。该Vth起因于检测误差Verr，所以例如使用检测误差的最大值ΔE以如下方式设定。
Vth＝ΔE×第1补偿器26的增益×第2补偿器29的增益
此外，检测误差的最大值ΔE根据电压检测器16所使用的硬件的构件特性确定。
电流控制电路27运算出的占空比Da和设定值Vth被输入到差分检测器31，输出从占空比Da减去设定值Vth而得到的值(Da－Vth)。限制器32用下限0限制差分检测器31的输出，并进行输出。
电流控制电路27运算出的占空比Da和使设定值Vth极性反转而得到的值(－Vth)被输入到差分检测器33，输出从占空比Da减去值(－Vth)而得到的值(Da+Vth)。限制器34用上限0限制差分检测器33的输出，并进行输出。然后，加法器35将两个限制器32、34的输出进行合计而输出占空比Daa。
图11是说明DC/DC转换器30a的控制动作的波形图。如图所示，电流控制电路27运算出的占空比Da被校正成占空比Daa。即，占空比Da的绝对值(大小)以在小于Vth的情况下固定为0、在除此以外的情况下减去Vth的方式被校正，生成占空比Daa。
然后，根据占空比Daa决定的相移量θ1、θ2在占空比Da的绝对值小于Vth的区域、即占空比Daa被固定成0的区域，被固定成最大值。
即，成为将被固定成最大值的区域插入到图7所示的相移量θ1、θ2的波形的中央部而成的波形。在占空比Da的大小为Vth以上的情况下，直至相移量θ1、θ2都为最小的占空比Da的基准点A、－A，随着占空比的大小的增加而相移量θ1、θ2减少相同的量。然后，当占空比Da超过基准点A、－A时，将相移量θ1、θ2的一方保持成最小，并且使另一方随着占空比的大小的增加而增大。此外，占空比Da的基准点A、－A表示与相移量θ1、θ2的基准点22对应的占空比Da的值。
如上那样，在各DC/DC转换器30a～30e的控制电路20中，如上所述校正由电流控制电路27运算出的占空比Da～De。然后，根据校正后的占空比Daa～Dee对各DC/DC转换器30a～30e进行相移控制。
因此，在起因于检测误差Verr而电流Ia～Ie的极性有可能会反转的区域，占空比Daa～Dee被固定成0，电流Ia～Ie也被控制成0。因此，能够防止在多个DC/DC转换器30a～30e中电流Ia～Ie的极性不一致，抑制循环电流，电流平衡提高，实现损耗降低。
图12示出不校正占空比而控制两台DC/DC转换器的比较例中的输出电流。
来自两台DC/DC转换器的电流Ix、Iy的合计电流Ix+Iy不变化，但为了合计电流5A，一方的DC/DC转换器输出25A的电流，另一方的DC/DC转换器输出－20A的电流。可知在该情况下，相比于作为并联电源装置而有助于电力传送的合计电流Ix+Iy，各DC/DC转换器的电流Ix、Iy大，各DC/DC转换器的负担大，效率低。
另外当假设起因于检测误差Verr而在双方的DC/DC转换器中发生电流的极性反转时，无法确保合计电流5A，作为并联电源装置无法进行可靠性高的动作。
如上那样，在该实施方式中，校正电流控制电路27运算出的占空比，对各DC/DC转换器30a～30e进行相移控制，所以能够抑制输出电流(Ia～Ie)的极性不一致，使输出电流平衡，实现损耗降低。另外，各控制电路20独立地控制各DC/DC转换器30a～30e，所以并联电源装置100成为DC/DC转换器的设置或增设的自由度高的装置结构。
另外，根据电压V1的检测误差Verr的最大值ΔE而决定占空比被固定成0的区域－Vth～Vth，所以能够进行没有浪费的有效的校正，能够抑制检测误差Verr所引起的电流的极性反转。
此外，在上述实施方式中，示出了控制电路20具有校正电路36，校正占空比Da，使用校正电路36输出的占空比Daa来决定相移量θ1、θ2，但并不限于此。例如，也可以预先与占空比Da对应起来存储与占空比Daa对应的相移量θ1、θ2而使用。或者，也可以将与占空比Da对应的相移量θ1、θ2(参照图7)直接校正成与占空比Daa对应的相移量θ1、θ2。总之，使用校正后的占空比Daa来决定相移量θ1、θ2，能够得到同样的效果。
实施方式2.
接下来，说明本发明的实施方式2。
在上述实施方式1中，由电压控制电路24以及电流控制电路27构成控制电路20内的电压控制部，但在该实施方式2中，作为电压控制部的电压控制电路24A运算DC/DC转换器的占空比。
图13、图14是说明该实施方式2的DC/DC转换器30a内的控制电路20的动作的控制框图。控制电路20具备电压控制电路24A和校正电路36，图13示出电压控制电路24A，图14示出校正占空比的校正电路36。
在该情况下，未将第2开关电路8与直流电源2a之间的电流Ia用于控制，所以不需要电流检测器17。其它结构与上述实施方式1相同。
如图13所示，共同负载1的电压V1由电压检测器16检测，被输入到控制电路20内的电压控制电路24A。电压控制电路24A具备误差检测器25和补偿器23。所提供的共同负载1的目标电压V1*和检测到的电压V1被输入到电压控制电路24A，误差检测器25从电压V1减去目标电压V1*而输出电压偏差ΔV。然后，补偿器23运算如使电压偏差ΔV成为0那样的DC/DC转换器30a的占空比Da。
补偿器23通过串联连接比例控制和滤波器(相位超前补偿、相位滞后补偿、低通滤波器等)而构成。而且，根据比例控制的增益来大体决定控制响应，利用滤波器来实现稳定性的改善和稳定偏差的改善。此外，补偿器23未使用积分控制，所以不会持续累积电压偏差。
在这样运算的占空比Da下，在共同负载1的电压V1比目标电压V1*大的情况下，占空比Da为正的值。在共同负载1的电压V1为目标电压V1*以下的情况下，占空比Da为0以下。
在检测到的电压V1的值假设在多个DC/DC转换器30a～30e中全部相等的情况下，占空比Da～De的极性一致。在该情况下，多个DC/DC转换器30a～30e中的各电压V1以相同的极性被调整，即增减方向被调整成相同。
然而，实际上，在各DC/DC转换器30a～30e的控制电路20获取电压V1时，产生一定的电压范围内的检测误差Verr。
如图15所示，在电压控制电路24A中，对共同负载1的电压V1加上或者减去检测误差Verr而输入。然后，被加上或者减去检测误差Verr而得到的电压V1被输入到误差检测器25，补偿器23根据包含检测误差Verr的电压偏差ΔV来运算占空比Da。
关于检测误差Verr，起因于各DC/DC转换器30a～30e的构件的特性误差，针对各DC/DC转换器30a～30e的每个DC/DC转换器而检测误差Verr的值、极性不同。因此，存在各DC/DC转换器30a～30e的控制电路20运算的占空比Da～De也不一致的情况。
因此，各控制电路20利用校正电路36来校正电压控制电路24A运算的占空比Da～De而使用。
如图14所示，校正电路36具备差分检测器31、33、限制器32、34以及加法器35。
然而，当以0控制占空比时，不进行电力传送，也不调整电压V1，即电压V1的调整量成为0。起因于检测误差Verr而电压V1的调整量的极性有可能会反转的占空比的区域为0附近，使用正的值Vth将该区域设定成－Vth～Vth。该Vth起因于检测误差Verr，所以例如，使用检测误差的最大值ΔE以如下方式被设定。
Vth＝ΔE×补偿器23的增益
此外，检测误差的最大值ΔE根据电压检测器16所使用的硬件的构件特性确定。
电压控制电路24A运算出的占空比Da和设定值Vth被输入到差分检测器31，输出从占空比Da减去设定值Vth而得到的值(Da－Vth)。限制器32用下限0限制差分检测器31的输出，并进行输出。
电压控制电路24A运算出的占空比Da和使设定值Vth极性反转而得到的值(－Vth)被输入到差分检测器33，输出从占空比Da减去值(－Vth)而得到的值(Da+Vth)。限制器34用上限0限制差分检测器33的输出，并进行输出。然后，加法器35将两个限制器32、34的输出进行合计，输出占空比Daa。
如上那样控制的DC/DC转换器30a的控制动作与上述实施方式1同样地用图11所示的波形图表示。即，电压控制电路24A运算出的占空比Da被校正成占空比Daa。占空比Da的绝对值(大小)以在小于Vth的情况下固定成0、在除此以外的情况下减去Vth的方式被校正，生成占空比Daa。
然后，根据占空比Daa而决定的相移量θ1、θ2在占空比Da的绝对值小于Vth的区域、即占空比Daa被固定成0的区域，被固定成最大值。
即，成为将被固定成最大值的区域插入到图7所示的相移量θ1、θ2的波形的中央部而成的波形。在占空比Da的大小为Vth以上的情况下，直至相移量θ1、θ2都为最小的占空比Da的基准点A、－A，随着占空比的大小的增加而相移量θ1、θ2减少相同的量。然后，当占空比Da超过基准点A、－A时，将相移量θ1、θ2的一方保持成最小，并且使另一方随着占空比的大小的增加而增大。此外，占空比Da的基准点A、－A表示与相移量θ1、θ2的基准点22对应的占空比Da的值。
如上那样，在各DC/DC转换器30a～30e的控制电路20中，由电压控制电路24A运算出的占空比Da～De如上所述被校正。然后，根据校正后的占空比Daa～Dee对各DC/DC转换器30a～30e进行相移控制。
因此，在起因于检测误差Verr而电压V1的调整量的极性有可能会反转的区域，占空比Daa～Dee被固定成0，电压V1的调整量也被控制成0。因此，能够防止在多个DC/DC转换器30a～30e中电压V1的调整量的极性不一致，即，能够以相同的增减方向调整电压V1。由此，能够抑制各DC/DC转换器30a～30e的输出电流的极性不一致，抑制循环电流，电流平衡提高，实现损耗降低。
实施方式3.
接下来，说明本发明的实施方式3。
图16是示出本发明的实施方式3的并联电源装置的概略结构的图。
在上述实施方式1、2中，各DC/DC转换器30a～30e单独地与各直流电源2a～2e连接，但在该实施方式3中，各DC/DC转换器30a～30e与共同的直流电源2连接。其它结构与上述实施方式1(或者实施方式2)相同。在该情况下，各DC/DC转换器30a～30e也与上述实施方式1(或者实施方式2)同样地动作，能够得到同样的效果。
此外，也可以如图17所示，DC/DC转换器30a～30e中的多个DC/DC转换器30a、30b与共同的直流电源2ab连接，其它DC/DC转换器30c～30e单独地与各直流电源2c～2e连接。
实施方式4.
接下来，说明本发明的实施方式4。
图18是示出本发明的实施方式4的并联电源装置的概略结构的图。
在该实施方式中，检测直流电源2a～2e的电压V2的电压检测器18设置于各DC/DC转换器30a～30e。而且，各控制电路20根据检测到的共同负载1的电压V1、直流电源2a～2e的电压V2以及电流Ia～Ie，生成驱动信号21a、21b，控制第1、第2开关电路5、8。其它结构与实施方式1相同。
在该情况下，控制电路20根据电压V2来调整电流控制电路27内的第2补偿器29的增益。在该情况下，以当电压V2增大时使增益降低的方式调整。由此，并联电源装置100能够得到与上述实施方式1同样的效果，并且进而能够得到以下的效果。即，即使直流电源2a～2e的电压V2在宽的范围变动，也能够确保一定的控制性能地控制各DC/DC转换器30a～30e。
此外，该实施方式4也能够同样地应用于上述实施方式2。在该情况下，各控制电路20根据检测到的共同负载1的电压V1以及直流电源2a～2e的电压V2来生成驱动信号21a、21b，控制第1、第2开关电路5、8。然后，根据电压V2来调整电压控制电路24A内的补偿器23的增益。由此，能够得到与上述实施方式2同样的效果，并且即使直流电源2a～2e的电压V2在宽的范围变动，也能够确保一定的控制性能地控制各DC/DC转换器30a～30e。
另外，在上述各实施方式中，共同负载1也可以使用电阻负载、电容器负载、AC/DC逆变器或者直流电源，直流电源2a～2e也可以为蓄电池。
此外，本发明能够在发明的范围内对各实施方式自由地进行组合，或者对各实施方式恰当地进行变形、省略。

Claims (9)

1.一种并联电源装置，在该并联电源装置中并联连接有分别进行双向的电力传送的多个DC/DC转换器而将电力供给到共同负载，
各所述DC/DC转换器具备：
变压器；
第1开关电路，包括基于两个桥电路的全桥电路，该两个桥电路具备分别连接有反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第1开关电路连接于所述共同负载与所述变压器的第1绕组之间，在直流/交流间进行电力变换；
第2开关电路，包括基于两个桥电路的全桥电路，该两个桥电路具备分别连接有反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第2开关电路连接于直流电源与所述变压器的第2绕组之间，在直流/交流间进行电力变换；
第1电抗器、第2电抗器，与所述第1开关电路、所述第2开关电路的各交流输入输出线连接；以及
控制电路，控制所述第1开关电路以及所述第2开关电路，
各所述控制电路具备电压控制部，该电压控制部具有补偿器并以使所述共同负载的电压与目标电压的偏差成为0的方式生成占空比，各所述控制电路根据所述占空比来决定所述第1开关电路、所述第2开关电路的驱动信号的第1相移量、第2相移量，控制所述第1开关电路、所述第2开关电路，
各所述控制电路以使所述电压控制部生成的所述占空比的大小在小于设定值的情况下固定成0、在除此以外的情况下减去该设定值的方式校正所述占空比而使用。
2.根据权利要求1所述的并联电源装置，其中，
各所述控制电路内的所述电压控制部具备：
作为所述补偿器的第1补偿器以及第2补偿器；
电压控制电路，利用所述第1补偿器，以使所述共同负载的电压与目标电压的偏差成为0的方式生成目标电流；以及
电流控制电路，利用所述第2补偿器，以使所述第2开关电路和所述直流电源之间的电流与所述目标电流的偏差成为0的方式生成所述占空比。
3.根据权利要求1或者2所述的并联电源装置，其中，
所述第1开关电路、所述第2开关电路内的各所述半导体开关元件分别连接有并联电容器，构成为能够进行零电压开关。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的并联电源装置，其中，
将所述第1开关电路、所述第2开关电路内的各1个半导体开关元件作为基准元件，将处于其对角关系的各1个半导体开关元件作为对角元件，
所述控制电路将所述第1开关电路、所述第2开关电路内的各所述对角元件的驱动信号的相位相对所述第1开关电路、所述第2开关电路内的送电侧电路的所述基准元件的驱动信号的相位的相位差决定为所述第1相移量、所述第2相移量。
5.根据权利要求4所述的并联电源装置，其中，
在所述电压控制部生成的所述占空比的大小小于所述设定值的情况下，所述控制电路将所述第1相移量、所述第2相移量固定为最大值。
6.根据权利要求5所述的并联电源装置，其中，
在所述占空比的大小为所述设定值以上的情况下，所述控制电路控制成直至所述第1相移量、所述第2相移量都为最小的所述占空比的基准点，随着所述占空比的大小的增加而使所述第1相移量、所述第2相移量减少相同的量，并且控制成在所述占空比的大小超过所述基准点的情况下，将所述第1相移量、所述第2相移量的一方保持成最小，并且使另一方随着所述占空比的大小的增加而增大。
7.根据权利要求1至6中的任意一项所述的并联电源装置，其中，
根据所述共同负载的电压的检测误差电平以及所述补偿器的增益，决定与所述占空比的大小相对的所述设定值。
8.根据权利要求7所述的并联电源装置，其中，
各所述控制电路根据所述直流电源的电压来调整所述补偿器的增益。
9.根据权利要求1至8中的任意一项所述的并联电源装置，其中，
与所述多个DC/DC转换器中的两个以上的DC/DC转换器连接的所述直流电源是共同的。
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