JPWO2011093269A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

単相インバータ（３）は正弦波の交流出力電圧指令の半サイクル毎に１パルスの主電圧パルスを出力し、単相インバータ（４）はコンデンサ（５）の電圧をＰＷＭ制御して交流出力電圧指令と主電圧パルスとの差を補償する電圧を出力し、両単相インバータ（３），（４）の交流側を直列接続し、出力の和の出力電圧Ｖｏを正弦波にするが、単相インバータ（４）が上記補償する電圧を出力すべきとき、コンデンサ（５）の電圧が低いと補償できないので、単相インバータ（３）をＰＷＭ制御して不足する電圧を補うが、単相インバータ（３）が不足電圧を補うと供給電力量が過剰となりコンデンサ（５）の電圧が上昇するので、主電圧パルスの出力期間中にＰＷＭ制御して供給電力を減らし電圧上昇を防ぎ、単相インバータ（４）への電力供給装置を不要とし、価格及び電力損失の低減を図る。

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置、例えば太陽光発電装置を電力系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置において、単相の第１の単相インバータの交流出力端子の一方に第２のインバータの交流出力端子を直列に接続し、他方に第３のインバータの交流出力端子を直列に接続し、総和にて交流の出力電圧を得るようにしたものがある。第１の単相インバータは、太陽電池の直流電圧をチョッパ回路で昇圧した第１の直流電圧を有する第１の直流源に接続され、第２のインバータは第１の直流源から甲コンバータにより変換された第２の直流電圧を有する第２の直流源に接続され、第３のインバータは第１の直流源から乙コンバータにより変換された第３の直流電圧を有する第３の直流源に接続され、それぞれ電力の供給を受ける。第１の単相インバータは特定の期間のみ出力するためその出力は商用周波数のパルス状の波形であり、電力変換装置の出力電圧波形が正弦波交流になるように、正弦波交流と第１の単相インバータの出力との差分を第２及び第３のインバータが出力している（例えば、特許文献１参照）。

国際公開ＷＯ２００６−０９０６７４号公報

従来の電力変換装置は以上のように構成され、第１の単相インバータはパルス出力を行っており、その出力期間で第１の単相インバータが出す電力が電力変換装置の出力電力になるような条件を満たせば、第２及び第３のインバータの電力収支は０となりその電圧は保たれる。しかし、第２及び第３のインバータにはその直流母線電圧にて出力可能な交流出力指令値を与える必要があり、一方、第１の単相インバータは前記制限を受け出力を行うため、入出力条件によって電力収支に不足が生じる。その不足分を第２及び第３のインバータにて補っている。このため、従来の電力変換装置では、上述のように第２及び第３のインバータは、第１の直流源に接続された甲及び乙コンバータを介して、電力の供給を受けるように構成されている。ところが、甲及び乙コンバータのような変換装置を別途用いることはコスト及び損失の増加につながるといった問題がある。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、安価で電力損失の少ない電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置においては、
第１のインバータと第２のインバータと制御装置とを備えた電力変換装置であって、
上記第１のインバータは、直流電源の正負端子間に接続され上記直流電源の電力を交流に変換して交流出力線を介して出力するものであり、
上記第２のインバータは、コンデンサと単相インバータ回路とを有し、上記単相インバータ回路の直流側が上記コンデンサに接続され交流側が上記交流出力線に直列に接続されたものであり、
上記制御装置は、正弦波の交流出力電圧指令が所定値よりも大きくなったとき立ち上がり上記所定値以下になったとき立ち下がる１パルスの電圧を上記交流出力電圧指令の半周期毎に主電圧パルスとして出力するように主電圧パルス指令を発信して上記第１のインバータを制御するとともに上記交流出力電圧指令と上記第１のインバータの出力電圧とに基づいて出される補償電圧指令に基づいて上記第２のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第１及び第２のインバータの出力電圧の和を正弦波の交流電圧として出力するようにし、かつ
上記補償電圧指令に対して上記コンデンサの電圧が足りず上記第２のインバータの出力電圧が不足する期間である第１の期間が上記主電圧パルスが出力されているべき期間の前後に存在する場合は上記第１の期間中上記第１のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して出力し上記不足する出力電圧を補償するとともに上記主電圧パルスが出力されているべき期間中に第２の期間だけ上記第１のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第１のインバータから出力される電力エネルギーを減少させることにより上記第１の期間に上記第１のインバータから供給される電力エネルギーを相殺するようにされたものである。

この発明に係る電力変換装置においては、
第１のインバータと第２のインバータと制御装置とを備えた電力変換装置であって、
上記第１のインバータは、直流電源の正負端子間に接続され上記直流電源の電力を交流に変換して交流出力線を介して出力するものであり、
上記第２のインバータは、コンデンサと単相インバータ回路とを有し、上記単相インバータ回路の直流側が上記コンデンサに接続され交流側が上記交流出力線に直列に接続されたものであり、
上記制御装置は、正弦波の交流出力電圧指令が所定値よりも大きくなったとき立ち上がり上記所定値以下になったとき立ち下がる１パルスの電圧を上記交流出力電圧指令の半周期毎に主電圧パルスとして出力するように主電圧パルス指令を発信して上記第１のインバータを制御するとともに上記交流出力電圧指令と上記第１のインバータの出力電圧とに基づいて出される補償電圧指令に基づいて上記第２のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第１及び第２のインバータの出力電圧の和を正弦波の交流電圧として出力するようにし、かつ
上記補償電圧指令に対して上記コンデンサの電圧が足りず上記第２のインバータの出力電圧が不足する期間である第１の期間が上記主電圧パルスが出力されているべき期間の前後に存在する場合は上記第１の期間中上記第１のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して出力し上記不足する出力電圧を補償するとともに上記主電圧パルスが出力されているべき期間中に第２の期間だけ上記第１のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第１のインバータから出力される電力エネルギーを減少させることにより上記第１の期間に上記第１のインバータから供給される電力エネルギーを相殺するようにされたものであるので、
安価で電力損失の少ない電力変換装置を得ることができる。

この発明の実施の形態１である電力変換装置の構成を示す構成図である。 第１及び第２の単相インバータの出力電圧を示す波形図である。 第２の単相インバータへの電力エネルギーの出入りの変化を示す波形図である。 電力変換装置の動作を説明するための説明図である。 電力変換装置の動作を説明するための説明図である。 電力変換装置の動作を説明するための説明図である。 電力変換装置の動作を説明するための説明図である。 電力変換装置の動作を説明するための説明図である。 電力変換装置の動作を説明するための説明図である。 図１の制御装置のＰＡＤ図である。 実施の形態２である電力変換装置の構成図である。 電力変換装置の動作を説明するための説明図である。 電力変換装置の動作を説明するための説明図である。 図１１の制御装置のＰＡＤ図である。 実施の形態３である電力変換装置の構成図である。 電力変換装置の動作を説明するための説明図である。 電力変換装置の動作を説明するための説明図である。 図１５の制御装置のＰＡＤ図である。 実施の形態４である電力変換装置の構成図である。 図１９の制御装置のＰＡＤ図である。 実施の形態５である電力変換装置の構成図である。 第１及び第２の単相インバータの三角波キャリアの位相を１８０度ずらした場合の効果を説明するための波形図である。 実施の形態６である電力変換装置の構成図である。 実施の形態６である電力変換装置の変形例の構成図である。 実施の形態６である電力変換装置の他の変形例の構成図である。

実施の形態１．
図１〜図１０は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１は電力変換装置の構成を示す構成図、図２は第１及び第２の単相インバータの出力電圧を示す波形図、図３は第２の単相インバータへの電力エネルギーの出入りの変化を示す波形図である。図４は〜図９は、電力変換装置の動作を説明するための説明図、図１０は図１の制御装置のＰＡＤ図（ＰＲＯＢＬＥＭ ＡＮＡＬＹＳＩＳ ＤＩＡＧＲＡＭ）である。

図１において、第１のインバータとしての第１の単相インバータ３は、単相のフルブリッジ回路３ｂ及び交流出力線３ｃ，３ｄを有する。フルブリッジ回路３ｂは、スイッチング手段である４個の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３ａにて構成されている。第２のインバータとしての第２の単相インバータ４は、単相のフルブリッジ回路４ｂとコンデンサ５とを有する。単相のフルブリッジ回路４ｂは、スイッチング手段としての４個の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）４ａにて構成されている。なお、スイッチング手段は、ＦＥＴだけではなく、ＩＧＢＴなど自己消弧能力をもつ半導体素子やその他のものを適宜用いることができる。コンデンサ５は、電荷を蓄積する単相インバータ側の直流電源として機能する。太陽電池等の直流電源１にはコンデンサ２が接続され、第１の単相インバータ３に直流電力を供給する。コンデンサ２は、直流母線の電圧を平滑する。

第１の単相インバータ３の一方の交流出力線３ｃに第２の単相インバータ４の交流出力側が直列に接続されている。制御装置１０は、閾値電圧調整装置１１と処理装置１２とを有し、第１の単相インバータ３及び第２の単相インバータ４を制御する。閾値電圧調整装置１１は、減算器１１１とＰＩ制御装置１１２とを有する。処理装置１２としては、ＤＳＰ（ＤＩＧＩＴＡＬ ＳＩＧＮＡＬ ＰＲＯＣＥＳＳＯＲ）やＦＰＧＡ（ＦＩＥＬＤ ＰＲＯＧＲＡＭＭＡＢＬＥ ＧＡＴＥ ＡＲＲＡＹ）等が用いられる。電力変換装置１００は、以上のように構成されている。そして、電力変換装置１００から正弦波の単相の交流出力電圧Ｖｏが平滑用のフィルタ６を介して電力系統などの負荷７に印加される。

次に動作について説明する。理想条件では第１の単相インバータ３の出力電圧Ｖ１の波形は、図２（ａ）に示すような時点ｔ１において立ち上がり、時点ｔ２において立ち下がるパルス波形である。制御装置１０は、主電圧パルス指令としてのパルス状の目標電圧指令Ｖ１ＲＥＦ（図２（ａ））を第１のインバータ３に対して発信する。目標電圧指令Ｖ１ＲＥＦは、主電圧パルスの立ち上がり指令Ｓ１及び立ち下がり指令Ｓ１を有する。主電圧パルスの立ち上がり指令Ｓ１は、正弦波の交流出力電圧指令ＶｏＲＥＦが所定値としての第１の閾値電圧ＶＴＨＢ１（定数又は変数である、後述）以上になった時点ｔ１において出力電圧Ｖ１である主電圧パルスが立ち上がるように発信される。立ち下がり指令Ｓ２は、交流出力電圧指令ＶｏＲＥＦが第１の閾値電圧ＶＴＨ１より小さくなった時点ｔ２において主電圧パルスが立ち下がるように発信される。第１のインバータ３は、目標電圧指令Ｖ１ＲＥＦにより正弦波の交流出力電圧指令ＶｏＲＥＦの半周期に対して１パルスの割合で主電圧パルスとしての出力電圧Ｖ１を出力する。なお、主電圧パルスの立ち上がり指令Ｓ１が発信されてから立ち下がり指令Ｓ２が発信されるまでの間がこの発明における主電圧パルスが出力されているべき期間である。

第１の閾値電圧ＶＴＨＢ１は、単相インバータ側の直流電源であるコンデンサ２の電圧ＶＣ１及び電力変換装置１００の交流出力電圧Ｖｏの実効値ＶｏＲＭＳから求めることができる。例えば、出力力率が１である場合、第１の単相インバータ３の出力する電力Ｐｍａｉｎが電力変換装置の全出力電力Ｐｏと一致すればよい。従って、次の（１）式が成り立つ位相θｔｈのときの交流電圧値が閾値電圧ＶＴＨＢ１となる。ここでＶｐは正弦波交流電圧のピーク電圧を、Ｉｐは正弦波交流電流のピーク電流である。

制御装置１０は、電力変換装置１００の交流出力電圧Ｖｏが正弦波になるように、補償電圧指令としての出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦを第２の単相インバータ４に与え、図２（ｂ）に示すような出力電圧Ｖ２をＰＷＭ制御方式にて出力させる。出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦは、第２の単相インバータ４の出力すべき電圧の指令である。出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦは、正弦波の交流出力電圧指令ＶｏＲＥＦと第１の単相インバータ３の出力電圧Ｖ１との差に基づいて当該差を補正するように第２の単相インバータ４に対して出力される。第１の単相インバータ３の交流出力線３ｃに第２の単相インバータ４の交流側が直列に接続されている。従って、第１の単相インバータ３の出力電圧Ｖ１と第２の単相インバータ４の出力電圧Ｖ２が加算され、電力変換装置１００から正弦波の交流出力電圧Ｖｏが出力される。なお、出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦは、正弦波の交流出力電圧指令ＶｏＲＥＦと第１の単相インバータ３の目標電圧指令Ｖ１ＲＥＦとの差に基づいて出力するようにしてもよく、実質的に差はない。

第２の単相インバータ４は、正極性の電力のみである一般的なＰＷＭインバータとは異なる。例えば、交流出力の力率が１の場合、図３に示すように第２の単相インバータ４の出力電力Ｐ１は正極性である時及び負極性である時が存在する。正極性である時には、第２の単相インバータ４のコンデンサ５は放電し電力エネルギーが放出される。負極性である時には、電力エネルギーが供給され充電される。これらの正負電力エネルギーが同じになるように、第１の単相インバータ３の出力期間を制御すれば、第２の単相インバータ４のために従来のコンバータのような電源を別途用意する必要は無いことになる。つまり、第２の単相インバータ４の電力エネルギーの収支が零となるように制御すれば、第２の単相インバータ４のために従来のコンバータのような電源を別途用意する必要は無いことになる。

ところで、実際には入力である太陽電池等の直流電源１の電気特性及び出力である電力系統に代表される負荷７の電気特性は常に同条件ではなく、条件によって閾値電圧ＶＴＨＢ１も変化する。例えば、図４（ａ）のように交流電圧が正極性であって第１の単相インバータ３の主電圧パルス出力の立ち上がり点である時点ｔ１における動作を考察する。なお、時点ｔ１は、第１の単相インバータ３へ目標電圧指令Ｖ１ＲＥＦの主電圧パルスの立ち上がり指令Ｓ１が発信されるべき時点であり、また主電圧パルスの立ち上がるべき時点でもある。第２の単相インバータ４の出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦが、コンデンサ５の端子間の電圧ＶＣ２よりも高く、第２の単相インバータ４が出力できない期間Ｔａが時点ｔ１よりも前に発生する場合がある。この場合、第２の単相インバータ４は、期間Ｔａにおいては、出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦがコンデンサ５の端子間の電圧ＶＣ２よりも高いので、第２の単相インバータ４の出力電圧が不足するため、出力できない。そこで、制御装置１０が、期間Ｔａにおいては、図５（ａ）のように第１の単相インバータ３が部分的にＰＷＭ制御による高周波スイッチング動作をするように制御を行い、期間Ｔａにおいて不足する出力電圧を補償する。第１の単相インバータ３が、期間Ｔａにおいて不足する出力電圧を補償することにより、電力変換装置１００は正弦波状の交流出力電圧Ｖｏを出力する。なお、期間Ｔａが、この発明における補償電圧指令Ｖ２ＲＥＦに対してコンデンサ５の電圧が足りず第２のインバータ４の出力電圧Ｖ２が不足する期間である第１の期間である。期間Ｔａは、第２の単相インバータ４の出力電圧が不足する出力不可能期間でもある。

しかし、この場合通常出力しない期間Ｔａにおいて、第１の単相インバータ３が電力エネルギーを出力することになる。このため、出力過剰となり、第２の単相インバータ４のコンデンサ５が余分に充電されてしまう。よって、第１の単相インバータ３が、図６（ａ）に示すように、期間Ｔｂ（詳細後述）についても第１の単相インバータ３がＰＷＭ制御による高周波スイッチング制御を行い出力を減少させ、第１の単相インバータの出力する電力エネルギーが電力変換装置に必要とされる出力電力になるように調整し、出力過剰を防止する。なお、期間Ｔｂが、この発明の第２の期間である。期間Ｔｂは、時点ｔ１以後の期間であり、第１のインバータ３が主電圧パルスを出力するはずであった期間であり、出力を減少させるための電力調整ＰＷＭ期間でもある。なお、期間Ｔｂの始点は、第１の単相インバータ３に対する交流出力電圧指令ＶｏＲＥＦが第１の閾値電圧ＶＴＨＢ１よりも大きくなった時点ｔ１（図５（ａ）参照）である。この時点は、期間Ｔａの終点でもある。

期間Ｔｂの設定は、次のようにする。期間Ｔａにおける第１の単相インバータ３のスイッチング動作により（図５（ａ）参照）、第１の単相インバータ３の出力する電力エネルギーが過剰となり、コンデンサ５の電圧ＶＣ２が所定のコンデンサ電圧としての目標電圧ＶＣ２ＲＥＦを超えてしまう場合は、基準となる第１の閾値電圧ＶＴＨＢ１よりも所定の制御量としての制御量βだけ高くした第２の閾値電圧ＶＴＨＢ２を求める。制御量β（図６（ａ）参照）の求め方については、後で説明する。そして、交流出力電圧指令ＶｏＲＥＦが第２の閾値電圧ＶＴＨＢ２よりも大きくなったときに第１の単相インバータ３が通常通りの主電圧パルスの出力を開始する。この時点が、期間Ｔｂの終点である。なお、本来はこの期間Ｔｂは、主電圧パルスの立ち上がりの初期の部分であり、この初期の部分においてＰＷＭ制御を行うことになる。

期間Ｔｂは、期間Ｔｂにおいて第１の単相インバータ３がＰＷＭ制御によりスイッチングしたときの電力エネルギー（電力量）とスイッチングしないときの電力エネルギーとの差Ｄｐ（マイナス値である）が、期間Ｔａにおいて第１の単相インバータ３から供給された電力エネルギーＰｇと同じになったときに終了する。すなわち、電力エネルギーの差Ｄｐと電力エネルギーＰｇとが相殺されたときに終了する。この実施の形態では、図６（ａ）の出力電圧Ｖ２の波形に示すように、上記期間Ｔａ及び期間Ｔｂにおいては、第２の単相インバータ４の動作は停止しており、電圧の供給は行っていない。なお、負荷変動等、何らかの原因で第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２が目標電圧ＶＣ２ＲＥＦよりも低下してしまっている場合は、上記によらず閾値電圧を第１の閾値電圧ＶＴＨＢ１よりも低くし、第２の単相インバータ４のコンデンサ５を充電してもよい。

また、主電圧パルスが立ち下がる時点ｔ２における動作も同様である。すなわち、図４（ｂ）に示すように時点ｔ２以後に、第２の単相インバータ４の出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦがコンデンサ５の電圧ＶＣ２よりも高い期間である期間Ｔａ１が発生する場合は、期間Ｔａ１においては、制御装置１０は、図５（ｂ）のように第１の単相インバータ３に対して部分的にＰＷＭ制御による高周波スイッチングを行う制御を行う。制御装置１０が、第１の単相インバータ３に対して部分的にＰＷＭ制御による高周波スイッチング動作をさせることにより、期間Ｔａ１において不足する出力電圧を補償し、電力変換装置１００が正弦波状の交流出力電圧Ｖｏを出力するようにする。この場合、通常出力しない期間Ｔａ１において第１の単相インバータ３が電力エネルギーを出力することになるので、出力過剰となり、第２の単相インバータ４のコンデンサ５が余分に充電されてしまう。よって、制御装置１０は、図６（ｂ）に示すように、時点ｔ２よりも前の第２の期間としての期間Ｔｂ１（詳細後述）だけ上記第１のインバータの出力電圧をＰＷＭ制御して、出力する電力エネルギーを減少させる。

制御装置１０が、第１のインバータの出力電圧をＰＷＭ制御して出力する電力エネルギーを減少させることにより、期間Ｔａ１において第１のインバータ３から供給される電力エネルギー分を相殺する。なお、時点ｔ２は、第１の単相インバータ３へ目標電圧指令Ｖ１ＲＥＦの主電圧パルスの立ち下がり指令が発信されるべき時点であり、また主電圧パルスが立ち下がるべき時点でもある（図２（ａ）参照）。期間Ｔａ１は、出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦがコンデンサ５の端子間の電圧ＶＣ２よりも高いため、第２の単相インバータ４の出力電圧が不足するため、第２の単相インバータ４が出力できない期間である。なお、期間Ｔａ１が、この発明における補償電圧指令Ｖ２ＲＥＦに対してコンデンサ５の電圧が足りず第２のインバータ４の出力電圧Ｖ２が不足する期間である第１の期間である。期間Ｔｂは、第１の単相インバータ３が本来主電圧パルスの出力を継続するはずであった期間でもある。

電力調整ＰＷＭ期間である期間Ｔｂ１の設定については、図５（ａ）における期間Ｔｂの設定と同様の方法で行う。期間Ｔｂ１は、期間Ｔｂ１において第１の単相インバータ３がＰＷＭ制御によりスイッチングしたときの電力エネルギーとスイッチングしないときの電力エネルギーとの差Ｄｐ２（マイナス値である）が、期間Ｔａ１において第１の単相インバータ３から供給される電力エネルギーＰｇ２と同じになるように設定する。すなわち、差Ｄｐ２と電力エネルギーＰｇ２とが相殺されるように設定する。この実施の形態では、図６（ｂ）の出力電圧Ｖ２の波形に示すように、期間Ｔａ１及び期間Ｔｂ１においては、第２の単相インバータ４の動作は停止しており、電圧の供給は行っていない。なお、第２の単相インバータ４の直流電圧ＶＣ２が、負荷変動等、何らかの原因で目標電圧ＶＣ２ＲＥＦよりも低下してしまっている場合は、上記によらず閾値電圧を第１の閾値電圧ＶＴＨＢ１よりも低くし、第２の単相インバータ４のコンデンサ５を充電してもよい。

さらに、図７（ａ）のように、第１の単相インバータ３が時点ｔ１以後に、補償電圧指令Ｖ２ＲＥＦに対してコンデンサ５の電圧ＶＣ２の電圧が不足する期間Ｔｃが発生する場合がある。なお、期間Ｔｃはこの発明における補償電圧指令Ｖ２ＲＥＦに対してコンデンサ５の電圧が足りず第２のインバータ４の出力電圧Ｖ２が不足する期間である第１の期間である。この場合、図８（ａ）のように制御装置１０により第１の単相インバータ３の出力電圧をＰＷＭ制御して電圧の補償（供給）が必要になる。しかし、期間Ｔｃにおいて第１の単相インバータ３がＰＷＭ制御によるスイッチング動作を行うことにより第１の単相インバータ３が出力する電力エネルギーが減ってしまう。第１の単相インバータ３の出力する電力エネルギーが減ると、第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２が低下してしまう。よって、第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２が目標電圧ＶＣ２ＲＥＦを下回る場合は、制御装置１０は、出力交流電圧指令値ＶｏＲＥＦ（第２の単相インバータ４の出力電圧Ｖ２）が図９（ａ）のように第３の閾値電圧ＶＴＨＢ３（後述）よりも高くなったときから第１の単相インバータ３がＰＷＭ制御を始めるようにする。この時点が、第３の期間としての電力調整のためのＰＷＭ制御の期間Ｔｄ（図９（ａ））の始点である。なお、第３の閾値電圧ＶＴＨＢ３は、第１の閾値電圧ＶＴＨＢ１より制御量β（上述）だけ低い値である。

なお、期間Ｔｄは、期間Ｔｄにおいて第１の単相インバータ３のスイッチングにより供給された電力エネルギーが、期間Ｔｃにおいて第１の単相インバータ３がスイッチングしたために供給不足となった電力エネルギーを相殺する値になるようにその時間を設定する。なお、第２の単相インバータ４の直流電圧ＶＣ２が、負荷変動等、何らかの原因で目標電圧ＶＣ２ＲＥＦよりも高くなってしまっている場合は、上記によらず閾値電圧を高くし、第２の単相インバータ４のコンデンサ５を放電させてもよい。

また、図７（ｂ）のように、主電圧パルスが立ち下がる時点ｔ２における動作も同様である。すなわち、図７（ｂ）に示すように時点ｔ２よりも前に、第２の単相インバータ４の出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦがコンデンサ５の電圧ＶＣ２よりも高い期間である期間Ｔｃ１が発生する場合は、この期間Ｔｃ１においては、制御装置１０は、図８（ｂ）のように第１の単相インバータ３に対して部分的にＰＷＭ制御による高周波スイッチング動作をさせる制御を行い、期間Ｔｃ１において不足する出力電圧を補償する。制御装置１０は、不足する出力電圧を補償することにより、電力変換装置１００が正弦波状の交流出力電圧Ｖｏを出力するようにする。この場合，通常出力すべき期間Ｔｃ１において第１の単相インバータ３がＰＷＭ制御による高周波スイッチング動作を行うため出力エネルギーが減少する。出力エネルギーが減少すると、出力不足となり、第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧が低下してしまう。よって、制御装置１０は、図９（ｂ）に示すように第１の単相インバータ３が、時点ｔ２以後に第５の期間としての期間Ｔｄ１だけ上記第１のインバータの出力電圧をＰＷＭ制御することにより、出力する電力エネルギーを増加させることにより期間Ｔｃ１において第１のインバータ３から供給される電力エネルギーの減少を相殺する。なお、期間Ｔｃ１がこの発明における補償電圧指令Ｖ２ＲＥＦに対してコンデンサ５の電圧が足りず第２のインバータ４の出力電圧Ｖ２の絶対値が不足する期間である第１の期間である。

なお、期間Ｔｄ１の設定に関しては、図９（ａ）における期間Ｔｄの設定と同様の方法で行う。期間Ｔｄ１は、期間Ｔｃ１において第１の単相インバータ３がＰＷＭ制御によりスイッチングしたときの電力エネルギーとスイッチングしないときの電力エネルギーとの差が、期間Ｔｄ１において第１の単相インバータ３から供給される電力エネルギーと同じになるように設定する。この実施の形態では、図９（ｂ）の出力電圧Ｖ２の波形に示すように、期間Ｔｃ１及び期間Ｔｄ１においては、第２の単相インバータ４の動作は停止しており、電圧の供給は行っていない。なお、負荷変動等、何らかの原因で第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２が目標電圧ＶＣ２ＲＥＦよりも低下してしまっている場合は、上記によらず閾値電圧を第１の閾値電圧ＶＴＨＢ１よりも低くし、第２の単相インバータ４のコンデンサ５を充電してもよい。

本実施の形態１において、第１の単相インバータ３がＰＷＭ制御により高周波スイッチングを行っている間は第２の単相インバータ４は停止している。このため、第１の単相インバータ３の出力電圧Ｖ１がそのまま電力変換装置１００の交流出力電圧Ｖｏとなり、第２の単相インバータ４に代わって第１の単相インバータ３から電力変換装置１００の電圧が出力される。上記閾値電圧ＶＴＨＢ１の制御量βを決定するにはＰ制御、ＰＩ制御といった制御を用いると良い。また、この実施の形態においては、図１に示す閾値電圧調整装置１１を用いて、ＰＩ制御を行っている。図１において、減算器１１１に第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２及びコンデンサ５の目標電圧ＶＣ２ＲＥＦが入力され、その偏差δがＰＩ制御装置１１２に入力される。ＰＩ制御装置１１２は、偏差δに基づいて閾値電圧の制御量βを決定し、第１の閾値電圧ＶＴＨＢ１からβを加減して第２の閾値電圧ＶＴＨＢ２及び第３の閾値電圧ＶＴＨＢ３を算出する。

そして、制御装置１０は、以上に説明した制御を行うが、当該制御のＰＡＤ図を図１０に示す。例えば、図１０中の「ＰＷＭ１オン」は第１の単相インバータ３がＰＷＭ制御で動作することを示し、「ＰＷＭ１オフ」はＰＷＭ制御の動作をしないことを示している。

以上のように、この実施の形態によれば、コンバータを別途設けてコンデンサ５に必要とされる直流電圧を供給する必要がないので、コンバータを省略でき、安価で電力損失の少ない電力変換装置を得ることができる。また、第１の単相インバータ３が部分的にＰＷＭ制御で動作することで第２の単相インバータ４の出力できない期間Ｔａにおける電圧の不足を補うことができ、かつこれにより第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧を低く設定しても動作するので第２の単相インバータ４には低耐圧の半導体素子などのスイッチング手段を用いることができ、安価になる。

実施の形態２．
図１１〜図１４は、実施の形態２を示すものであり、図１１は電力変換装置の構成図、図１２及び図１３は動作を説明するための波形図、図１４は制御装置のＰＡＤ図である。図１１において、電力変換装置２００は制御装置２０を有する。制御装置２０は、処理装置２２を有する。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。この実施の形態では、処理装置２２は、期間Ｔａに第１の単相インバータ３だけを動作させるのではなく、図１２に示すように、期間Ｔａに第１の単相インバータ３及び第２の単相インバータ４が電力エネルギー（電圧）を出力するように制御する。第２の単相インバータ４は、上記第２の単相インバータ４が有する直流母線電圧すなわちコンデンサ５の電圧ＶＣ２までは電圧を出力可能である。

よって、上記第２の単相インバータ４が、期間Ｔａにおいてもその出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦに対応して第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２として出力し続ければ、例えば図１２のように図６（ａ）に示したものに比し第１の単相インバータ３のＰＷＭ制御の期間Ｔｂを短くすることができる。同様に、第１の単相インバータ３が、主電圧パルスとして通常出力すべき期間ＴｃにＰＷＭ制御が必要になった場合には、期間Ｔｃにおいてもその出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦに対応して第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２として出力し続ければ、図１３のように図９（ａ）に示したものに比し第１の単相インバータ３の電力調整のためのＰＷＭ制御の期間Ｔｄを短くすることができる。

期間Ｔｂあるいは期間Ｔｄが短くなることは、第１の単相インバータ３のスイッチング回数が減ることになるため、第１の単相インバータ３で発生するスイッチング損失を低減することが可能となる。また、期間Ｔｂや期間Ｔｄが大きい場合、閾値電圧ＶＴＨＢ１等の変化幅には交流出力電圧Ｖｏの絶対値の０Ｖから最大値までという制限があるため、入出力条件によっては期間Ｔｂや期間Ｔｄが確保できず、電力の収支が合わないため電力変換装置が動作しない場合がある。しかし、本実施の形態では、第２の単相インバータ４からも電力を出力させることにより期間Ｔｂや期間Ｔｄを短くすることができるため、電力変換装置が動作可能な入出力電圧の幅を広くすることができる。制御装置２０が、以上に説明した制御を行うが、当該制御のＰＡＤ図を図１４に示す。

実施の形態３．
図１５〜図１８は、実施の形態３を示すものであり、図１５は電力変換装置の構成図、図１６及び図１７は動作を説明するための波形図、図１８は制御装置のＰＡＤ図である。図１５において、電力変換装置３００は制御装置３０を有する。制御装置３０は、ＰＷＭ出力量調整装置３１及び処理装置３２を有する。ＰＷＭ出力量調整装置３１は、減算器３１１とＰＩ制御装置３１２を有する。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。この実施の形態では、制御装置３０は次のように動作するが、図１８にＰＡＤ図を示す。

制御装置３０は、部分的なＰＷＭ制御期間における第２の単相インバータ４の出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦを固定ではなく変数として与え、第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２を制御する。例えば、コンデンサ５の電圧ＶＣ２が目標電圧ＶＣ２ＲＥＦより低い場合は、図１６に示すように、第２の単相インバータ４の出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦを所定の制御量としての制御量α（図１６（ｂ））分下げ、第１の単相インバータ３の目標出力指令Ｖ１ＲＥＦを制御量α分上げる。すると、第１の単相インバータ３の出力電力が電力変換装置が出力すべき電力よりも大きくなり、余った電力が第２の単相インバータ４のコンデンサ５に充電されるため、コンデンサ５の電圧ＶＣ２が上昇する。なお、図１６における目標出力指令Ｖ１ＲＥＦは、上記部分的なＰＷＭ制御期間における指令波形を示している。

同様に、図１７（ａ）のようにコンデンサ５の電圧ＶＣ２が目標電圧ＶＣ２ＲＥＦより高い場合は、第２の単相インバータ４の出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦを制御量α（図１７（ｂ））分上げ、上げた分は第１の単相インバータ３の目標出力指令Ｖ１ＲＥＦを下げることで補う。すると、第１の単相インバータ３の出力電力が電力変換装置が出力すべき電力よりも小さくなり、不足した電力が第２の単相インバータ４のコンデンサ５から供給されるため、コンデンサ５の電圧ＶＣ２が低下する。なお、図１７における目標出力指令Ｖ１ＲＥＦは、上記部分的なＰＷＭ制御期間における指令波形を示している。

上記制御量αの決定にはＰ制御、ＰＩ制御といった閾値制御装置を用いると良い。この実施の形態では、ＰＷＭ出力量調整装置３１がＰＩ制御を行うようにしている。
なお、第２の単相インバータ４の出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦの絶対値の変化幅は、０から第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２までである。

以上のようにこの実施の形態によれば、第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧を制御でき、過電圧になるのを防止できるので、適正な電圧のコンデンサを用いることができる。また、潮流などの外乱により直流電源１の電圧が急変しても過電圧を防止できる。

実施の形態４．
図１９及び図２０は、実施の形態４を示すものであり、図１９は電力変換装置の構成図、図２０は制御装置のＰＡＤ図である。図１９において、電力変換装置４００は制御装置４０を有する。制御装置４０は、ＰＷＭ出力量調整装置４１及び処理装置４２を有する。ＰＷＭ出力量調整装置４１は、減算器４１１とＰＩ制御装置４１２を有する。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。制御装置４０は、以下に説明するように動作するが、図２０にＰＡＤ図を示す。

本実施の形態では、力率が１ではなく、出力電圧と出力電流の位相がずれている場合にも対応できる。出力電流位相がずれた場合、電力変換装置４００においては出力される電力エネルギーの極性が負極性になる期間が発生する。上記期間では制御量の加算、減算をすると逆効果となるため制御量を反転させる必要がある。本実施の形態では、制御量の補正方向を電力変換装置の電力エネルギー極性ＰＲＥＦで決定する。電力エネルギー極性ＰＲＥＦは、電圧が正極性のとき、出力電流が正極性なら電力エネルギー極性ＰＲＥＦは正極性、出力電流が負極性ならば電力エネルギー極性ＰＲＥＦは負極性となる。同様に電圧が負極性のとき、出力電流が正極性なら電力エネルギー極性ＰＲＥＦは負極性、出力電流が負極性ならば電力エネルギー極性ＰＲＥＦは正極性となる。

例えば、部分的に第１の単相インバータ３がＰＷＭ制御動作する期間において、電力エネルギー極性ＰＲＥＦが正極性であって、第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２が目標電圧ＶＣ２ＲＥＦより低い場合は、第２の単相インバータ４の出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦを所定の制御量としての制御量γ（詳細後述）だけ下げる方向に変化させる。電力エネルギー極性ＰＲＥＦが正極性であって、コンデンサ５の電圧ＶＣ２が目標電圧ＶＣ２ＲＥＦより高い場合は、第２の単相インバータ４の出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦをγだけ上げる方向に変化させる。電力エネルギー極性ＰＲＥＦが負極性であって、第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２が目標電圧ＶＣ２ＲＥＦより低い場合は、第２の単相インバータ４の出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦをγだけ上げる方向に変化させる。電力エネルギー極性ＰＲＥＦが負極性であって、コンデンサ５の電圧ＶＣ２が目標電圧ＶＣ２ＲＥＦより高い場合は、第２の単相インバータ４の出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦをγだけ下げる方向に変化させる。

なお、出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦを上下する制御量γの決定にはＰ制御、ＰＩ制御といった制御装置を用いると良い。この実施の形態では、ＰＷＭ出力量調整装置４１がＰＩ制御を行う。なお、出力電圧指令Ｖ２ＲＥＦの絶対値の制御可能幅は、０から第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２までである。

以上のようにこの実施の形態によれば、負荷の力率が１でないときにも適用できる。

実施の形態５．
図２１及び図２２は、実施の形態５を示すものであり、図２１は電力変換装置の構成図、図２２は第１及び第２の単相インバータの三角波キャリアの位相を１８０度ずらした場合の効果を説明するための波形図である。図２１において、電力変換装置５００は制御装置５０を有する。制御装置５０は、処理装置５２を有する。その他の構成については、図１５に示した実施の形態３と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。制御装置５０は、以下に説明するように動作する。本実施の形態は、上記実施の形態３もしくは実施の形態４を基本としたものである。

本電力変換装置５００においては、実施の形態３や実施の形態４に示したものと同様に部分的に第１の単相インバータ３がＰＷＭ制御される。同様に上記ＰＷＭ制御される期間には、第２の単相インバータ４もＰＷＭ制御される。上記ＰＷＭ制御に三角波比較法を用いた場合、第1の単相インバータ３及び第２の単相インバータ４において両者の三角波キャリアの位相が同じ場合には、第１の単相インバータ３及び第２の単相インバータ４それぞれのパルスの中央が一致する。このため、第２の単相インバータ４が正を出力する場合には、１回のスイッチング時に出力される電圧が大きくなり電流リップルが増加する。しかし、上記二つの三角波キャリアの位相を１８０度ずらした場合、パルスの中心がずれるため、出力電圧が重ならない、もしくは重なり期間が短くなる。従って、電圧の変化幅を小さく、もしくは変化幅大の期間を短くできるため電流リップルを抑えることができる。

なお、第２の単相インバータ４の出力が負である場合は、三角波キャリアの位相を１８０度ずらした場合、電圧の変化幅が増加してしまうので、三角波キャリアの位相を同期させる。上記位相ずらしの効果の例を図２２に示す。図２２は、第１の単相インバータ３のコンデンサ２の電圧ＶＣ１と第２の単相インバータ４のコンデンサ５の電圧ＶＣ２の電圧比を２対１とし、第２の単相インバータ４の出力は正であり、第１の単相インバータ３及び第２の単相インバータ４における二つの三角波キャリア（波形ｃ１、波形ｃ２）の位相を１８０度ずらした場合の、リップル電流の比較を示したものである。図２２（ａ）は、二つの三角波キャリア（波形ｃ１、波形ｃ２）の位相を同じにした場合のリップル電流の波形Ｗ１を示している。図２２（ｂ）は、二つの三角波キャリア（波形ｃ１、波形ｃ２）の位相を１８０度ずらした場合のリップル電流の波形Ｗ２を示している。なお、図２２（ａ）及び（ｂ）において、波形ａ１は第１の単相インバータ３のＰＷＭ出力、波形ａ２は第２の単相インバータ４のＰＷＭ出力である。このように、両三角波キャリア（波形ｃ１，ｃ２）の位相が一致しないようにされているのでリップル電流を抑えることができる。従って、フィルタ６の図示しないリアクトルなどに高周波電流により発生する損失を低減することが可能となる。

実施の形態６．
図２３〜図２５は、実施の形態６を示すものであり、図２３は電力変換装置の構成図、図２４は変形例である別の電力変換装置の構成図、図２５は他の変形例である他の電力変換装置の構成図である。図２３において、電力変換装置６００は、直列に接続されたコンデンサ２ａ，２ｂ、３レベルの第１のインバータとしての第１の単相インバータ６０３、制御装置６０を有する。第１の単相インバータ６０３は、交流出力線６０３ｃ，６０３ｄを有する。第２の単相インバータ４の交流出力側が、第１の単相インバータ６０３の一方の交流出力線６０３ｃに直列に接続されている。制御装置６０は実施の形態１における制御装置１０と同様の動作をするものであり、電力変換装置６００の動作については、第１の単相インバータの構成が異なるだけで、図１に示した電力変換装置１００と同様である。

また、図２４において、電力変換装置７００は、第１のインバータとしての三相インバータ７０３、第２のインバータとしての第２の単相インバータ７０４、制御装置７０を有する。三相インバータ７０３の３本の交流出力線７０３ｃ，７０３ｄ，７０３ｅにそれぞれ第２の単相インバータ７０４の交流出力側が直列に接続されている。制御装置７０は実施の形態１における制御装置１０と同様の動作をするものであり、電力変換装置７００の動作については、インバータの構成が異なるだけで、図１に示した電力変換装置１００と同様である。

また、図２５に示すように電力変換装置８００を構成することもできる。図２５において、第２のインバータとしての第２の単相インバータは、２台の第２の単相インバータ８０４に分割し、これらを制御する制御装置８０を設けてもよい。制御装置８０は実施の形態１における制御装置１０と同様の動作をするものであり、電力変換装置８００の動作については、インバータの構成が異なるだけで、図１に示した電力変換装置１００と同様である。なお、第１のインバータが単相インバータであっても三相インバータであってもよい。また、第２の単相インバータを３台以上の単相インバータ８０４に構成することもできる。
なお、この実施の形態における制御装置６０，７０，８０の代わりに実施の形態２〜５に示した制御装置２０，３０，４０，５０と同様の動作をする制御装置を用いることもできる。また、上記各実施の形態で示した個別の構成を適宜組み合わせて種々の特性を有する電力変換装置を構成することができることは言うまでもない。

Claims (12)

1. 第１のインバータと第２のインバータと制御装置とを備えた電力変換装置であって、
   上記第１のインバータは、直流電源の正負端子間に接続され上記直流電源の電力を交流に変換して交流出力線を介して出力するものであり、
   上記第２のインバータは、コンデンサと単相インバータ回路とを有し、上記単相インバータ回路の直流側が上記コンデンサに接続され交流側が上記交流出力線に直列に接続されたものであり、
   上記制御装置は、正弦波の交流出力電圧指令が所定値よりも大きくなったとき立ち上がり上記所定値以下になったとき立ち下がる１パルスの電圧を上記交流出力電圧指令の半周期毎に主電圧パルスとして出力するように主電圧パルス指令を発信して上記第１のインバータを制御するとともに上記交流出力電圧指令と上記第１のインバータの出力電圧とに基づいて出される補償電圧指令に基づいて上記第２のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第１及び第２のインバータの出力電圧の和を正弦波の交流電圧として出力するようにし、かつ
   上記補償電圧指令に対して上記コンデンサの電圧が足りず上記第２のインバータの出力電圧が不足する期間である第１の期間が上記主電圧パルスが出力されているべき期間の前後に存在する場合は上記第１の期間中上記第１のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して出力し上記不足する出力電圧を補償するとともに上記主電圧パルスが出力されているべき期間中に第２の期間だけ上記第１のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第１のインバータから出力される電力エネルギーを減少させることにより上記第１の期間に上記第１のインバータから供給される電力エネルギーを相殺するようにされたものである
   電力変換装置。
2. 上記制御装置は、上記第１の期間が上記主電圧パルスが出力されているべき期間中に存在する場合は上記第１の期間中上記第１のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して出力し上記不足する出力電圧を補償するとともに上記主電圧パルスが出力されているべき期間の前後に第３の期間だけ上記第１のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第１のインバータから電力エネルギーを出力し上記第１の期間に上記第１のインバータをパルス幅変調制御することにより減少する出力エネルギーを相殺するようにされたものである請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記制御装置は、上記第１の期間において、上記第２のインバータの動作を停止するものである請求項１に記載の電力変換装置。
4. 上記制御装置は、上記第１の期間において、上記第１のインバータ及び上記第２のインバータを動作させるものである請求項１に記載の電力変換装置。
5. 上記制御装置は、上記コンデンサの電圧が所定のコンデンサ電圧よりも低いときは上記補償電圧指令を下げ、上記コンデンサの電圧が上記所定のコンデンサ電圧以上のときは上記補償電圧指令を上げるものである請求項１に記載の電力変換装置。
6. 上記制御装置は、上記電力変換装置の出力電力の極性が正であって上記コンデンサの電圧が所定のコンデンサ電圧より低い場合には上記補償電圧指令を下げ上記コンデンサの電圧が上記所定のコンデンサ電圧より高い場合には上記補償電圧指令を上げ、上記出力電力の極性が負であって上記コンデンサの電圧が上記所定のコンデンサ電圧より低い場合には上記補償電圧指令を上げ上記コンデンサの電圧が上記所定のコンデンサ電圧より高い場合には上記補償電圧指令を下げるものである請求項１に記載の電力変換装置。
7. 上記第１及び第２のインバータは、パルス幅変調制御に三角波キャリアを用いるものであって、上記両三角波キャリアの位相が一致しないようにされたものである請求項１または請求項２または請求項４〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 上記第１及び第２のインバータは、単相フルブリッジインバータである請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 上記第１のインバータは、マルチレベル型の単相インバータである請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 上記第１のインバータは三相インバータであり、上記第１のインバータの各相交流出力線に、それぞれ上記第２のインバータの上記交流側が直列接続されたものである請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 上記第２のインバータは１又は複数の単相インバータで構成され、上記単相インバータの交流側が単独でまたは直列接続されたものが上記第２のインバータの上記交流側とされたものである請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 上記直流電源は太陽電池である請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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