JP4490309B2

JP4490309B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP4490309B2
Application number: JP2005050309A
Authority: JP
Inventors: 正樹山田; 明彦岩田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-02-25
Filing date: 2005-02-25
Publication date: 2010-06-23
Anticipated expiration: 2025-02-25
Also published as: JP2006238616A

Description

本発明は、複数のインバータを組み合わせて、階調制御により所望の出力波形を得ることが可能な電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、３つの単相インバータを直列接続された単相多重変換器から成る。各単相インバータは、系統からトランスを通して引き込まれる３相交流電力を整流して直流電力に変換する３相コンバータ部と、その直流電力を平滑するコンデンサと、該コンデンサを直流電源として直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部とを備える。このように構成される各単相インバータは、それぞれコンデンサに充電される電圧Ｖa、Ｖb、Ｖcを電圧源として電圧を出力するが、Ｖa、Ｖb、Ｖcの関係は、それぞれ異なる値（Ｖa＜Ｖb＜Ｖc）で、１：２：４、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９のいずれかの関係となる。３つの単相インバータの発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力階調電圧が得られる。
また、最下位ビットの単相インバータを、交流電源からの電力供給を不要としてトランスおよびコンバータ部を省略することが可能で、最下位ビットの単相インバータは力行と回生とを交互に繰り返し、該単相インバータの電圧源であるコンデンサは放電と充電とを交互に繰り返すことにより、電圧発生する（例えば、特許文献１参照）。

特開２００４−００７９４１号公報（実施の形態１、実施の形態９）

このような電力変換装置では、最下位ビットの単相インバータは力行動作と回生動作とを交互に繰り返して、力行時と回生時とのエネルギ収支を概０にしていた。しかしながら、負荷への出力電圧が設定されるとそれに応じた出力階調レベルにより力行および回生の出力パターンが決定されているので、出力パターンの決定は制約が大きい。例えばＶa、Ｖb、Ｖcの関係が１：２：４である３つの単相インバータから成る電力変換装置では、交流電圧波形を出力させるのに、出力電圧のピーク時に全単相インバータがコンデンサを放電させて７階調で出力するように設定される。即ち、ピーク電圧付近で各コンデンサが常に放電状態となる。
ピーク電圧時には一般に大きな瞬時電力となるが、特に、電力変換装置に接続される負荷が例えば非線形負荷である場合や運転中の負荷変動などにより、出力の瞬時電力は大きく変化する。このように特定の出力階調レベルに電力が集中する場合には、エネルギ収支を概０にするのは困難であり、該単相インバータの直流電源へコンバータを介した電力供給が必要となるものであった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、複数の単相インバータを階調制御する電力変換装置において、一部の単相インバータの直流電源への電力供給を不要にして安価で小型に構成し、しかも所望の出力を安定して得ることができる電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により全体出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する。上記複数の単相インバータは、主電圧源から電圧制御手段を有して上記直流電源が生成された１あるいは複数の単相インバータから成る第１のインバータ群と、その他の複数の単相インバータから成る第２のインバータ群とで構成される。また、上記複数の単相インバータは、上記各単相インバータの直流電源電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段からの各検出電圧に基づいて、所望の全体出力電圧に要する上記階調制御での階調数を決定し、該各単相インバータの階調制御における出力パターンを決定するパターン決定手段と、上記電圧検出手段からの各検出電圧に基づいて、上記第１のインバータ群の直流電源電圧の総和である第１の直流電圧総和と上記第２のインバータ群の直流電源電圧の総和である第２の直流電圧総和との電圧比を監視する第１の電圧比監視手段とを備える。上記第１、第２のインバータ群の各直流電源の電圧比は略一定で、上記第１の直流電圧総和は、上記第２の直流電圧総和より所定の比率で大きい。さらに、上記パターン決定手段は、上記第１の電圧比監視手段にて監視される電圧比が所定の電圧比に近づくように、上記第２の直流電圧総和を上記各単相インバータを介した充放電により調整する上記出力パターンを決定する。そして、上記第２のインバータ群は、上記第１のインバータ群の直流電源からの上記各単相インバータを介した充電電力で上記負荷へ供給する有効電力を賄うものである。

このような電力変換装置では、複数の単相インバータの入力となる各直流電源の電圧比を略一定に保ち、第１の直流電圧総和を第２の直流電圧総和より所定の比率で大きくして、パターン決定手段では、第１の電圧比監視手段にて監視される電圧比が所定の電圧比に近づくように、各単相インバータを介した充放電によって第２の直流電圧総和を調整する出力パターンを決定して、第２のインバータ群は、第１のインバータ群の直流電源からの上記各単相インバータを介した充電電力で負荷へ供給する有効電力を賄うようにしたため、第２のインバータ群の直流電源へ電力供給するための電源やコンバータが不要である。このため電力変換装置の小型化、簡略化を促進できる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路を示す構成図である。
図に示すように、主電圧源1の電力は電圧制御手段としてのコンバータ２によって直流レベル変換され、第１のインバータ群としての主インバータ群３へ電力供給される。主インバータ群３は、１または複数（この場合１個）の単相インバータ３ａで構成され、この主インバータ群３と、複数（この場合２個）の単相インバータ４ａ、４ｂで構成された第２のインバータ群としての副インバータ群４とでインバータユニットを構成する。
インバータユニット内の各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａは、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子g11〜g14、g21〜g24、g31〜g34で構成され、直流電源Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍからの直流電力を交流電力に変換して出力する。なお、各直流電源Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍの電圧は、便宜上Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍで表す。また、電圧比Ｖ１：Ｖ２：Ｖｍは略一定で、主インバータ群３の直流電源電圧の総和Ｖｍは副インバータ群４の直流電源電圧の総和（Ｖ１＋Ｖ２）よりも所定の比率で大きく制御される。この場合Ｖ１：Ｖ２：Ｖｍは１：２：４に制御されるが、制御の詳細については、後述する。

各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａは、出力として正負およびゼロの電圧を発生することができる。例えば単相インバータ４ａにおいて、出力が正の時には、半導体スイッチング素子g11、g14がオンし、出力が負の時には半導体スイッチング素子g12、g13がオンする。また出力が０の時には半導体スイッチング素子g11、g13（あるいはg12、g14）がオンする。インバータユニットは、３つの単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの交流側を直列に接続して構成され、各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの発生電圧を組み合わせることによって、その総和として所定の電圧を階調制御により出力し、出力フィルタ５を介して負荷６に電力供給する。

また、インバータユニットの出力端には、充電用抵抗７と出力切り換えスイッチ８とが配設され、切り換えスイッチ８は、主インバータ群３の交流出力端を、電力変換装置の起動時に充電用抵抗７に接続して副インバータ群４の各直流電源Ｖ１、Ｖ２を初期充電し、通常出力時には出力フィルタ５側に接続する。ここで、切り換えスイッチ８は主インバータ群３の交流出力に接続したが、副インバータ群４の出力側に接続しても良い。また、切り替えスイッチ８および充電用抵抗７は出力フィルタ５の出力側に配置しても良い。
各直流電源Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍにはそれぞれ電圧検出手段としての電圧モニタ９ａ、９ｂ、９ｃが接続され、主インバータ群３の直流電源Ｖｍは、フィードバック演算部１０でのフィードバック制御により、電圧モニタ９ｃで監視された電圧Ｖｍが一定のＶｍ指令値１１となるように、主電圧源1からコンバータ２を介して電力供給される。

次に、動作について説明する。まず電力変換装置の起動時に、切り換えスイッチ８により主インバータ群３の交流出力端を充電用抵抗７に接続する。主電圧源１の電力はコンバータ２によって直流レベル変換され、主インバータ群３へ電力供給される。この時、主インバータ群３の直流電源ＶｍのＶｍ指令値１１は、所望の交流出力の絶対値のピーク電圧Ｖｐとする。主インバータ群３の直流電源電圧Ｖｍは、電圧モニタ９ｃで監視され、これをフィードバック演算部１０でピーク電圧Ｖｐに調整する。この段階では、副インバータ群４の各単相インバータ４ａ、４ｂの直流電源Ｖ１、Ｖ２は充電されていない。

続いて、主インバータ群３を交流出力し、充電用抵抗７を通して副インバータ群４の各単相インバータ４ａ、４ｂの直流電源Ｖ１、Ｖ２を充電する。この直流電源Ｖ１、Ｖ２の初期充電について図２に基づいて以下に示す。
ここでは、主インバータ群３の単相インバータ３ａを動作させて1パルスを出力し、副インバータ群４の単相インバータ４ａ、４ｂの回生動作を組み合わせて階段状の正弦波電圧を出力させて、副インバータ群４の各直流電源Ｖ１、Ｖ２を充電する。図において、１２は主インバータ群３の出力電圧、１３が示す斜線領域は、副インバータ群４の回生動作による電圧である。
まず、充電開始時は、各直流電源電圧Ｖ１、Ｖ２は０なので図２（ａ）に示す電圧波形となる。充電とともに各直流電源電圧Ｖ１、Ｖ２は上昇し、図２（ｂ）に示す電圧波形となる。定常時の電圧比Ｖ１：Ｖ２：Ｖｍは１：２：４であるため、満充電時には図２（ｃ）に示す電圧波形となる。

副インバータ群４の各直流電源Ｖ１、Ｖ２を充電する際、電圧Ｖ１、Ｖ２を電圧モニタ９ａ、９ｂで監視し、各単相インバータ４ａ、４ｂの出力パターンを選択することで、電圧比を一定に保つ。Ｖ１＝Ｖ０、Ｖ２＝２Ｖ０とすると、副インバータ群４の出力パターンを図３に示す。図３に示すように、出力Ｖ０のパターンは２種類あり、このパターン選択の自由度を用いて、各直流電源Ｖ１、Ｖ２の充電を制御し、電圧比Ｖ１：Ｖ２＝１：２となるように制御しながら充電する。そして、電圧比Ｖ１：Ｖ２：Ｖｍ＝１：２：４の状態で充電終了する。なお、図３で示した出力パターンは、正電圧の出力パターンであるが、単相インバータ４ａ、４ｂの回生動作により各直流電源Ｖ１、Ｖ２を充電するため、極性を逆にして適用する。
このように、正弦波電圧を出力させて初期充電すると、初期充電から通常の交流出力への移行時に、連続して階段状の正弦波を出力するように制御すれば良く、位相を同期される特別な処理が不要で容易に移行できる。

なお、図４に示す電圧波形で各直流電源Ｖ１、Ｖ２を充電しても良く、この場合、主インバータ群３の単相インバータ３ａを動作させて直流出力し、副インバータ群４を逆極性に電圧Ｖ０で出力するように単相インバータ４ａ、４ｂの出力パターンを選択する。図において、１２ａは主インバータ群３の出力電圧、１３ａが示す斜線領域は、副インバータ群４の回生動作による電圧である。図２で示した正弦波出力を利用した場合では、ピーク電圧付近の瞬時電力が大きいときに充電せず、比較的小さい瞬時電力時に充電するものであったが、この場合、電圧Ｖｍの直流出力により充電するため、効率的に充電でき高速充電できる。

次に、電圧Ｖ１、Ｖ２が共に所定の充電電圧に到達した後、主インバータ群３の交流出力端の接続を、切り換えスイッチ８により充電用抵抗７から出力フィルタ５側に切り換えて、定常時の交流出力動作を行う。
上述したように、各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの発生電圧を組み合わせることによって、その総和として所定の電圧を階調制御により出力し、出力フィルタ５を介して負荷６に電力供給する。インバータユニットの出力制御を示す制御ブロック図を図５に示す。
図５に示すように、各電圧モニタ９ａ、９ｂ、９ｃでモニタした直流電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍはしきい値演算部１４に入力される。しきい値演算部１４では、各電圧に従って、階調制御における出力階調切り替えのための各閾値、この場合、Ｖ１：Ｖ２：Ｖｍ＝１：２：４であるため、０〜７の８階調の閾値を演算して出力する。また、電力変換装置の出力目標電圧１５が絶対値演算部１６によって正の値に変換される。

各電圧モニタ９ａ、９ｂ、９ｃでモニタした直流電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍは、直流電圧比較部２１にも入力される。
直流電圧比較部２１では、主インバータ群３の直流電源電圧の総和Ｖｍと副インバータ群４の直流電源電圧の総和（Ｖ１＋Ｖ２）との比（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｍ）、および副インバータ群４の各直流電源電圧の比（Ｖ１／Ｖ２）がそれぞれ所定の第１、第２の電圧比Ｋ１、Ｋ２に保持されるか監視し、その変動情報を出力する。具体的には、加算器２２にて副インバータ直流電圧和（Ｖ１＋Ｖ２）２６を演算し、主インバータ直流電圧和２５であるＶｍと第１の電圧比Ｋ１とを乗算し、減算器２３ａおよび極性判定器２４ａにて両者の大小関係を判定して出力する。また、Ｖ２と第２の電圧比Ｋ２とを乗算し、Ｖ１との大小関係を減算器２３ｂおよび極性判定器２４ｂにて判定して出力する。なお、この場合、Ｋ１＝（３／４）、Ｋ２＝（１／２）に設定される。

パターン決定手段としての出力パターン決定部１７では、出力目標電圧１５の絶対値としきい値演算部１４からの各閾値と、直流電圧比較部２１からの極性信号とを入力として、各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの出力パターンを判定する。
出力パターン決定部１７で判定された各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの出力パターンは、ゲート駆動信号生成部２０に入力される。出力目標電圧１５は極性判定部１９にて極性判定され、ゲート駆動信号生成部２０では、各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの出力パターンと極性判定部１９からの極性とを入力として、各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの半導体スイッチング素子g11〜g34を駆動するゲート駆動信号を発生する。

出力パターン決定部１７の動作および各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａによる交流出力動作について、以下に詳述する。
出力パターン決定部１７では、出力目標電圧１５の絶対値としきい値演算部１４からの各閾値とから、出力目標電圧１５に要する階調制御での階調数を決定する。そして、決定された階調数に応じて各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの出力パターンを判定するが、このとき、直流電圧比較部２１からの極性信号に基づいて、（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｍ）が第１の電圧比Ｋ１に近づくように、また、（Ｖ１／Ｖ２）が第２の電圧比Ｋ２に近づくように、副インバータ群４の直流電源Ｖ１、Ｖ２の充放電を調整する出力パターンを選択する。

Ｖ１＝Ｖ０、Ｖ２＝２Ｖ０、Ｖｍ＝４Ｖ０とすると、主インバータ群３、副インバータ群４の出力パターンおよび出力電圧Ｖoutの関係を図６に示す。例えば、力率1の負荷を考えると、出力電圧Ｖoutのうち複数の出力パターンが存在するＶ０〜３Ｖ０において、パターンＢを選択することで副インバータ群４の直流電源Ｖ１、Ｖ２は主インバータ群３の直流電源Ｖｍから各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを介して充電され、パターンＡを選択することで直流電源Ｖ１、Ｖ２は放電される。
（Ｖ１＋Ｖ２）＞Ｋ１・Ｖｍの場合にはパターンＡを選択し、直流電源Ｖ１、Ｖ２を電力消費させて（Ｖ１＋Ｖ２）を低下させる。（Ｖ１＋Ｖ２）≦Ｋ１・Ｖｍの場合にはパターンＢを選択し、直流電源Ｖ１、Ｖ２を充電させて、（Ｖ１＋Ｖ２）を増大させる。

初期充電が終了された時点では、パターンＢを選択し、直流電源Ｖ１、Ｖ２を充電させて、（Ｖ１＋Ｖ２）を増大させる。Ｖｍは出力電圧のピーク電圧Ｖｐとなるように制御されているため、出力電圧Ｖoutがピーク電圧Ｖｐ（＝４Ｖ０）に到達した時、（Ｖ１＋Ｖ２）は初期充電完了時より増大して（Ｖ１＋Ｖ２）＞Ｋ１・Ｖｍとなる。なお、Ｖｍが安定してピーク電圧Ｖｐに制御されていれば、最大階調レベルは４階調となる。
また、図３で示したように、出力Ｖ０のパターンは２種類あり、このパターン選択の自由度を用いて各直流電源Ｖ１、Ｖ２の充放電を制御する。即ち、Ｖ１＞Ｋ２・Ｖ２の場合には図３のパターンＡを選択して直流電源Ｖ１を電力消費させ、Ｖ１≦Ｋ２・Ｖ２の場合には図３のパターンＢを選択して直流電源Ｖ１を充電すると共に直流電源Ｖ２を電力消費させる。

このように出力パターン決定部１７が出力パターンを決定して各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを動作させることにより、各直流電源電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍは、（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｍ）＝Ｋ１、（Ｖ１／Ｖ２）＝Ｋ２、となるように制御される。これにより電圧比Ｖ１：Ｖ２：Ｖｍは１：２：４に良好に制御される。また、主インバータ群３の直流電源電圧Ｖｍは、コンバータ２およびフィードバック演算部１０により、ピーク電圧Ｖｐに制御されているため、各直流電源電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍを良好に保持して所望の出力を安定して得ることができる。

この実施の形態では、出力パターン決定部１７が出力パターンを決定する際、主インバータ群３の直流電圧総和Ｖｍと副インバータ群４の直流電圧総和（Ｖ１＋Ｖ２）との比（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｍ）が第１の電圧比Ｋ１に近づくように出力パターンを選択して各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを動作させる。このため、副インバータ群４は、主インバータ群３の直流電源Ｖｍからの各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを介した充電電力で負荷６へ供給する有効電力を賄うことが可能になる。これにより、副インバータ群４への電力供給のための電源を不要にして装置構成が小型で安価になる。

また、出力パターン決定部１７は、副インバータ群４の各直流電圧比（Ｖ１／Ｖ２）が第２の電圧比Ｋ２に近づくように出力パターンを選択する。このため、副インバータ群４の各直流電圧比（Ｖ１／Ｖ２）は各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを介した充放電により一定に制御され、副インバータ群４の直流電源Ｖ１、Ｖ２間でのコンバータを介した電力授受も不要で、装置構成はさらに小型で簡略にできる。さらに、直流電源Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍの電圧のみに基づいて、各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを制御する出力パターンが決定されるため、制御が簡素化できる。

また、主インバータ群３の直流電源Ｖｍは、主電圧源1からコンバータ２を介して一定の電圧に制御されるため、電圧比が制御される各直流電源電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍは、電圧値が制御されることになり、各直流電源電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍを良好に保持して所望の出力を安定して得ることができる。また、Ｖｍを交流出力のピーク電圧Ｖｐに設定することにより、出力パターン決定部１７が出力パターンを決定する際の自由度が大きくなり、副インバータ群４の各直流電源Ｖ１、Ｖ２の充放電を効果的に調整できる。

また、充電用抵抗７と切り換えスイッチ８とを備えて、電力変換装置の起動時に、副インバータ群４の直流電源Ｖ１、Ｖ２を、主インバータ群３の直流電源Ｖｍからの各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを介した電力で充電するようにしたため、初期充電回路も不要で、さらに装置を簡略化できる。また、切り換えスイッチ８により出力側を切り離して初期充電することができるため、負荷６へ不安定な電力供給を行わない。

なお、上記実施の形態では主インバータ群３の単相インバータは１個としたが、複数でも良く、主インバータ群３の直流電源電圧の総和を副インバータ群４の直流電源電圧の総和より所定の比率で大きくなるように設定すると、同様の制御、動作が可能になる。

また、副インバータ群４の直流電源Ｖ１、Ｖ２は、電圧比１：２としたが、３個以上の単相インバータおよび直流電源を備えても良く、少なくとも２つは、その電圧比を１：１、１：２、または１：３とすることで、同様の制御、動作が可能になる。

さらに、インバータユニットの出力は階段状の正弦波で出力する場合について説明したが、ＰＷＭ制御を併用しても良く、出力フィルタ５を通して滑らかな正弦波による出力電圧が得られる。この場合にも同様の動作が実現できる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２について説明する。
上記実施の形態１の図１で示した同様の主回路構成の電力変換装置で、この実施の形態２では、主インバータ群３の直流電源Ｖｍに対するＶｍ指令値１１を可変とし、インバータユニットの出力制御を示す制御ブロック図を図７に示す。
主インバータ群３の直流電源ＶｍのＶｍ指令値１１は、初期値を所望の交流出力の絶対値のピーク電圧Ｖｐとする。主インバータ群３の直流電源電圧Ｖｍは、電圧モニタ９ｃで監視され、これをフィードバック演算部１０でＶｍ指令値１１になるように調整するが、初期充電が終了して交流出力動作を開始する時点では、Ｖｍ指令値１１をピーク電圧Ｖｐとする。
なお、初期充電時の動作は、上記実施の形態１と同様である。

図７に示すように、各電圧モニタ９ａ、９ｂ、９ｃでモニタした直流電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍはしきい値演算部１４に入力される。しきい値演算部１４では、各電圧に従って、階調制御における出力階調切り替えのための各閾値、この場合、Ｖ１：Ｖ２：Ｖｍ＝１：２：４であるため、０〜７の８階調の閾値を演算して出力する。また、電力変換装置の出力目標電圧１５が絶対値演算部１６によって正の値に変換される。

各電圧モニタ９ａ、９ｂ、９ｃでモニタした直流電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍは、直流電圧比較部２１ａにも入力される。
直流電圧比較部２１ａでは、主インバータ群３の直流電源電圧の総和Ｖｍと副インバータ群４の直流電源電圧の総和（Ｖ１＋Ｖ２）との比（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｍ）、および副インバータ群４の各直流電源電圧の比（Ｖ１／Ｖ２）がそれぞれ所定の第１、第２の電圧比Ｋ１、Ｋ２に保持されるか監視し、その変動情報を出力する。具体的には、加算器２２にて副インバータ直流電圧和（Ｖ１＋Ｖ２）２６を演算し、主インバータ直流電圧和２５であるＶｍと第１の電圧比Ｋ１とを乗算し、減算器２３ａにて両者の偏差を演算する。
また、Ｖ２と第２の電圧比Ｋ２とを乗算し、Ｖ１との大小関係を減算器２３ｂおよび極性判定器２４ｂにて判定して出力する。なお、この場合、Ｋ１＝（３／４）、Ｋ２＝（１／２）に設定される。

減算器２３ａにて演算された偏差はＰＩ制御器２７に入力され、ＰＩ制御器２７では、（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｍ）が第１の電圧比Ｋ１に近づくようにフィードバックし、Ｖｍ指令値１１を変化させる。
パターン決定手段としての出力パターン決定部１７では、出力目標電圧１５の絶対値としきい値演算部１４からの各閾値と、直流電圧比較部２１ａからの極性信号とを入力として、各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの出力パターンを判定する。
出力パターン決定部１７で判定された各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの出力パターンは、ゲート駆動信号生成部２０に入力される。出力目標電圧１５は極性判定部１９にて極性判定され、ゲート駆動信号生成部２０では、各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの出力パターンと極性判定部１９からの極性とを入力として、各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの半導体スイッチング素子g11〜g34を駆動するゲート駆動信号を発生する。

Ｖｍ指令値１１の変動および直流電圧比較部２１ａからの極性信号に基づく出力パターン決定部１７の動作について、以下に詳述する。
ＰＩ制御器２７では、Ｋ１・Ｖｍ＞（Ｖ１＋Ｖ２）のとき、Ｖｍ指令値１１を増大させ、Ｋ１・Ｖｍ≦（Ｖ１＋Ｖ２）のとき、Ｖｍ指令値１１を減少させるように出力する。
また、出力パターン決定部１７では、出力目標電圧１５の絶対値としきい値演算部１４からの各閾値とから、出力目標電圧１５に要する階調制御での階調数を決定する。そして、決定された階調数に応じて各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａの出力パターンを判定するが、このとき、直流電圧比較部２１ａからの極性信号に基づいて、（Ｖ１／Ｖ２）が第２の電圧比Ｋ２に近づくように、副インバータ群４の直流電源Ｖ１、Ｖ２の充放電を調整する出力パターンを選択する。これは、上記実施の形態１と同様に、出力Ｖ０のパターンが２種類あることを利用して各直流電源Ｖ１、Ｖ２の充放電を制御する。

また、Ｖ１＝Ｖ０、Ｖ２＝２Ｖ０、Ｖｍ＝４Ｖ０とすると、主インバータ群３、副インバータ群４の出力パターンおよび出力電圧Ｖoutの関係は、上記実施の形態１と同様で図６に示すものとなるが、この場合、Ｖ０〜３Ｖ０においてパターンＢに固定する。このため、副インバータ群４の直流電源Ｖ１、Ｖ２は、出力電圧Ｖoutが絶対値でＶ０〜３Ｖ０の間、主インバータ群３の直流電源Ｖｍから各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを介して充電される。

力率1の負荷６を仮定すると、初期充電が終了された時点では、Ｖｍは出力電圧のピーク電圧Ｖｐとなるように制御されているため、上記パターンＢで階調制御出力して出力電圧Ｖoutがピーク電圧Ｖｐ（＝４Ｖ０）に到達した時、（Ｖ１＋Ｖ２）は初期充電完了時より増大してＫ１・Ｖｍ＜（Ｖ１＋Ｖ２）となる。このため、ＰＩ制御器２７ではＶｍ指令値１１を減少させるように出力し、Ｖｍ指令値１１は初期値のピーク電圧Ｖｐから低下し、図１のフィードバック演算部１０により主インバータ群３の直流電源電圧Ｖｍが小さくなるようにコンバータ２が動作してＶｍは低下する。
直流電源電圧Ｖｍが低下すると、しきい値演算部１４から出力される出力階調切り替えのための各閾値も低下し、最大階調レベルが増大する。即ち、ピーク電圧Ｖｐを５Ｖ０で出力する。これにより、副インバータ群４は交流電圧ピーク付近で＋Ｖ０の電圧を出力する。従って、副インバータ群４は電力消費し、直流電源Ｖ１、Ｖ２の電圧和（Ｖ１＋Ｖ２）は低下する。

このように、（Ｖ１＋Ｖ２）を低下させ、Ｋ１・Ｖｍ＝（Ｖ１＋Ｖ２）となるようにＰＩ制御器２７でフィードバックしてＶｍ指令値１１を決定する。
また、（Ｖ１＋Ｖ２）が低下して、Ｋ１・Ｖｍ＞（Ｖ１＋Ｖ２）となると、ＰＩ制御器２７ではＶｍ指令値１１を増大させるようにフィードバックする。そしてフィードバック演算部１０によりコンバータ２が動作してＶｍは増加する。
直流電源電圧Ｖｍが増加すると、しきい値演算部１４から出力される出力階調切り替えのための各閾値も増加し、最大階調レベルが低下する。これにより、副インバータ群４の電力消費は低減し、直流電源Ｖ１、Ｖ２の電圧和（Ｖ１＋Ｖ２）は増加する。
このように、Ｋ１・Ｖｍが（Ｖ１＋Ｖ２）に近づくように、Ｖｍ指令値１１を増減してフィードバックすることで安定動作に至り、このような階調制御にて各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを動作させることにより、各直流電源電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍは、（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｍ）＝Ｋ１、（Ｖ１／Ｖ２）＝Ｋ２、となるように制御される。これにより電圧比Ｖ１：Ｖ２：Ｖｍは１：２：４に良好に制御され、所望の出力を安定して得ることができる。

この実施の形態では、直流電圧比較部２１ａにて、Ｋ１・Ｖｍと（Ｖ１＋Ｖ２）との偏差を演算して、主インバータ群３の直流電圧総和Ｖｍと副インバータ群４の直流電圧総和（Ｖ１＋Ｖ２）との比（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｍ）と第１の電圧比Ｋ１との関係を監視し、上記偏差を小さくするようにＶｍ指令値１１を生成した。このＶｍ指令値１１の生成は、副インバータ群４の電力消費を調整して直流電源Ｖ１、Ｖ２の電圧和（Ｖ１＋Ｖ２）を調整する出力パターンを選択するために、Ｖｍ指令値１１を増減させるもので、例えばＶｍ指令値１１を低下させてＶｍが小さくなると、最大階調レベルが増加して（Ｖ１＋Ｖ２）を増加する出力パターンに決定できる。このように、副インバータ群４の直流電圧総和（Ｖ１＋Ｖ２）を調整する出力パターンを決定可能となる階調制御での階調数に応じてＶｍ指令値１１を増減するため、（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｍ）を第１の電圧比Ｋ１に安定して制御できる。

このため、副インバータ群４は、主インバータ群３の直流電源Ｖｍからの各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを介した充電電力で負荷６へ供給する有効電力を賄うことができる。これにより、副インバータ群４への電力供給のための電源やコンバータを不要にして装置構成が小型で安価になる。
また、主インバータ群３、副インバータ群４の出力パターンを固定（この場合、パターンＢに固定）したため、各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを動作させるスイッチング周波数を低減でき、損失を低減できる。

また、出力パターン決定部１７は、副インバータ群４の各直流電圧比（Ｖ１／Ｖ２）が第２の電圧比Ｋ２に近づくように出力パターンを選択する。このため、副インバータ群４の各直流電圧比（Ｖ１／Ｖ２）は各単相インバータ４ａ、４ｂ、３ａを介した充放電により一定に制御され、副インバータ群４の直流電源Ｖ１、Ｖ２間でのコンバータを介した電力授受も不要で、装置構成はさらに小型で簡略にできる。

また、Ｖｍ指令値１１の初期値を交流出力のピーク電圧Ｖｐに設定することにより、その後に、出力パターン決定部１７が出力パターンを決定する際の自由度が大きくなり、副インバータ群４の各直流電源Ｖ１、Ｖ２の充放電を精度良く調整できる。

また、各直流電源Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍは、電圧比１：２：４としたが、Ｖ０〜Ｖ３の出力パターンを図６で示したパターンＡに固定する場合、図８に示すように、各直流電源Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍを、電圧比１：２：７とするのが望ましい。この場合、最大階調レベルが増大し、より高精度な波形出力が可能となる。この場合にも上記実施の形態２と同様の制御、動作が可能となる。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３について説明する。
上記各実施の形態では、主インバータ群３の直流電源電圧の総和Ｖｍと副インバータ群４の直流電源電圧の総和（Ｖ１＋Ｖ２）との比（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｍ）、および副インバータ群４の各直流電源電圧の比（Ｖ１／Ｖ２）がそれぞれ所定の第１、第２の電圧比Ｋ１、Ｋ２に保持されるか監視して、それに基づく階調制御を行ったが、監視タイミングは特に規定しなかった。
この実施の形態３では、図９に示すように、ゼロ位相抽出部２８とサンプルホールド部２９とを備えて、出力目標電圧１５をゼロ位相抽出部２８に入力して基本波のゼロ位相タイミングを抽出し、そのタイミング信号をサンプルホールド部２５に入力し、このタイミングでの各直流電圧をサンプリングする。これにより各電圧モニタ９ａ、９ｂ、９ｃでモニタする直流電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍの電圧監視のタイミングを1周期に1回、ゼロ位相のタイミングに同期させる。なお、図９では、ゼロ位相抽出部２８およびサンプルホールド部２９の他は、上記実施の形態２と同様であるが、上記実施の形態１に適用しても良い。

このように、直流電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍを1周期に1回、ゼロ位相のタイミングで検出し、その電圧に基づいて、主インバータ群３の直流電源電圧の総和Ｖｍと副インバータ群４の直流電源電圧の総和（Ｖ１＋Ｖ２）との比（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｍ）、および副インバータ群４の各直流電源電圧の比（Ｖ１／Ｖ２）がそれぞれ所定の第１、第２の電圧比Ｋ１、Ｋ２に保持されるか監視して、それに基づく階調制御を行う。これにより、１周期内での各直流電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍの変動を無視し、1周期ごとの電圧変動により階調制御するため制御を簡素化することができる。全体の出力電圧Ｖoutの基本周波数は決まっているため、この基本周波数より高い周波数での直流電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍの脈動は特に無視しても問題なく、上記のような簡素な制御で精度の高い階調制御が可能になる。

なお、副インバータ群４の各直流電源Ｖ１、Ｖ２をコンデンサで構成する場合には、１周期内での各直流電圧Ｖ１、Ｖ２の変動幅が所定量以下となるように、各コンデンサの静電容量を設定する。これにより、各直流電圧Ｖ１、Ｖ２の瞬時の電圧脈動など、１周期内での変動を抑制でき、全体の出力電圧Ｖoutを安定して得ることができる。

また、上記実施の形態３では、直流電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｍを1周期に1回、ゼロ位相のタイミングで検出したが、1周期に1回の検出を１／２周期ずらせたゼロクロスタイミングで行っても良く、同様の効果が得られる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路を示す構成図である。この発明の実施の形態１による副インバータ群の初期充電波形を示す図である。この発明の実施の形態１による副インバータ群の出力パターンを示す図である。この発明の実施の形態１の別例による副インバータ群の初期充電波形を示す図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の出力制御を示す制御ブロック図である。この発明の実施の形態１による主インバータ群および副インバータ群の出力パターンと出力電圧との関係を示す図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置の出力制御を示す制御ブロック図である。この発明の実施の形態２の別例による主インバータ群および副インバータ群の出力パターンと出力電圧との関係を示す図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の出力制御を示す制御ブロック図である。

符号の説明

１主電圧源、２コンバータ、３第１のインバータ群としての主インバータ群、
３ａ単相インバータ、４第２のインバータ群としての副インバータ群、
４ａ，４ｂ単相インバータ、６負荷、７充電用抵抗、８切り換えスイッチ、
９ａ，９ｂ，９ｃ電圧検出手段としての電圧モニタ、１１Ｖｍ指令値、
１５出力目標電圧、１７パターン決定手段としての出力パターン決定部、
２１，２１ａ電圧比監視手段としての直流電圧比較部、
２５主インバータ直流電圧和、２６副インバータ直流電圧和、２７ＰＩ制御器、
２８ゼロ位相抽出部、２９サンプルホールド部、Ｋ１第１の電圧比、
Ｋ２第２の電圧比、Ｖ１，Ｖ２，Ｖｍ直流電源（電圧）。

Claims

直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により全体出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する電力変換装置において、
上記複数の単相インバータは、主電圧源から電圧制御手段を有して上記直流電源が生成された１あるいは複数の単相インバータから成る第１のインバータ群と、その他の複数の単相インバータから成る第２のインバータ群とで構成され、
上記各単相インバータの直流電源電圧を検出する電圧検出手段と、
該電圧検出手段からの各検出電圧に基づいて、所望の全体出力電圧に要する上記階調制御での階調数を決定し、該各単相インバータの階調制御における出力パターンを決定するパターン決定手段と、
上記電圧検出手段からの各検出電圧に基づいて、上記第１のインバータ群の直流電源電圧の総和である第１の直流電圧総和と上記第２のインバータ群の直流電源電圧の総和である第２の直流電圧総和との電圧比を監視する第１の電圧比監視手段とを備え、
上記第１、第２のインバータ群の各直流電源の電圧比は略一定で、上記第１の直流電圧総和は、上記第２の直流電圧総和より所定の位置で大きく、
上記パターン決定手段は、上記第１の電圧比監視手段にて監視される電圧比が所定の電圧比に近づくように、上記第２の直流電圧総和を上記各単相インバータを介した充放電により調整する上記出力パターンを決定し、
上記第２のインバータ群は、上記第１のインバータ群の直流電源からの上記各単相インバータを介した充電電力で上記負荷へ供給する有効電力を賄うことを特徴とする電力変換装置。
上記電圧検出手段からの各検出電圧は、全体出力電圧の周期毎のゼロクロス位相において検出されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
上記第２のインバータ群の各直流電源をコンデンサで構成し、全体出力電圧の周期内における該コンデンサの電圧変化幅が所定量以下となるように、該コンデンサの静電容量を決定することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
上記第１のインバータ群の各直流電源電圧は、上記電圧制御手段により所定の一定電圧に制御されて上記主電圧源から生成され、
上記パターン決定手段は、上記第２の直流電圧総和を、上記第１の直流電圧総和および上記所定の電圧比で決定される基準電圧に近づけるように上記出力パターンを決定することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記第１の直流電圧総和が、所望の全体出力電圧のピーク電圧となるように上記第１のインバータ群の各直流電源電圧を制御することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
上記第１のインバータ群の各直流電源電圧は、上記電圧制御手段により指令電圧に制御されて上記主電圧源から生成され、
上記第１の電圧比監視手段にて監視される電圧比と上記所定の電圧比とに基づいて上記指令電圧を生成する指令電圧生成手段を備え、
上記指令電圧生成手段は、上記パターン決定手段が上記第２の直流電圧総和を調整する出力パターンを決定可能となる上記階調制御での階調数に応じて上記指令電圧を生成することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記第１の直流電圧総和の初期値が、所望の全体出力電圧のピーク電圧となるように上記第１のインバータ群の各直流電源電圧を初期設定することを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
上記電圧検出手段からの各検出電圧に基づいて、上記第２のインバータ群の各直流電源の電圧比を監視する第２の電圧比監視手段を備え、
上記パターン決定手段は、上記第２の電圧比監視手段にて監視される電圧比が所定の電圧比に近づくように、上記各単相インバータを介した充放電を調整する上記出力パターンを決定することを特徴とする請求項１〜７にいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記第２のインバータ群の各直流電源を充電するための充電用抵抗を備え、該電力変換装置の出力端の接続を上記負荷から上記充電用抵抗に切り換え可能とし、上記第２のインバータ群の各直流電源を、上記第１のインバータ群の直流電源から該各単相インバータを介し上記充電用抵抗を通る電流にて充電することを特徴とする請求項１〜８にいずれか１項に記載の電力変換装置。
該電力変換装置の出力端の接続を上記負荷と上記充電用抵抗とで切り換える切り換えスイッチを備え、該切り換えスイッチは、該電力変換装置の起動時に上記出力端を上記充電用抵抗に接続して上記第２のインバータ群の各直流電源を初期充電し、該各直流電源が所定の電圧まで充電されると、上記充電用抵抗から上記負荷に切り換えることを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。