JP5294908B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、太陽電池等から出力される直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関するものである。
太陽電池等から出力される直流電力を交流電力に変換する従来の電力変換装置では、インバータの出力電圧の最大値は、チョッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。そのため、例えば200Vの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は282V以上であることが必要であり、通常は余裕を見てさらに高い直流電圧に昇圧されるようにチョッパが調整、設定されている。太陽電池の出力電圧は、通常200V程度、またはそれ以下であるので、上述したようにチョッパにより282V以上に昇圧する必要がある。しかしながら、昇圧率が高くなるとチョッパのスイッチング素子やダイオードでの損失が大きくなり、電力変換装置全体の効率が低下してしまう。このような昇圧にかかる損失を低減でき、変換効率の高い電力変換装置として、例えば、下記の特許文献1に示されたものがある。
特許文献1に示された電力変換装置では、1または複数の第2の直流電源から流出する電力量は、当該第2の直流電源をそれぞれ入力とする1または複数の単相インバータを介した放電、充電により変動する。このような第2の直流電源から流出する電力量の変動量を抑え、系統1周期での直流電源の総変動電力量を小さくすることで、電力変換装置の高効率化が可能である。そのため、特許文献1に示された電力変換装置では、各単相のインバータを介した放電と充電とによる第2の直流電源の総変動電力量が所定量以下または略0となるように、第1の直流電源の電圧を設定するようにしている。また、第2の直流電源の総変動電力量が小さくなるように、第1の直流電源を入力とするインバータの出力パルス幅を調整するようにしている。なお、総変動電力量とは、直流電源から流出する電力量の積分値である。
特開2006−238628号公報
上記したように、特許文献1に示された電力変換装置では、第2の直流電源の総変動電力量が所定量以下となるように、第1の直流電源の電圧を設定するようにしている。しかしながら、第2の直流電源の総変動電力量がたとえ所定量以下であっても絶対量として充電量が放電量より大きい場合には、第2の直流電源内にあるコンデンサに電力が充電され、第2の直流電源の電圧が上昇する。
また、特許文献1に示された電力変換装置では、第2の直流電源の総変動電力量が小さくなるように、第1の直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整するようにしている。しかしながら、第2の直流電源の総変動電力量がたとえ小さい量であっても絶対量として充電量が放電量より大きい場合には、第2の直流電源内にあるコンデンサに電力が充電され、第2の直流電源の電圧が上昇する。
また、特許文献1に示された電力変換装置では、第1の直流電源の電圧が予期せず上昇した際、第2の直流電源への充電電力が大きくなり、第2の直流電源内にあるコンデンサに電力が充電され、第2の直流電源の電圧が上昇する。
また、特許文献1に示された電力変換装置では、上記のような現象によって第2の直流電源の電圧が上昇し続けると、第2の直流電源を入力とする各単相インバータ内のスイッチング素子が破壊される可能性がある。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、第2の直流電源の電圧の変動を低減することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、直流電圧を交流電圧に変換して出力する複数の単相インバータを有し、交流側端子が直列に接続された当該複数の単相インバータの各発生電圧による総和電圧を出力する電力変換装置において、前記複数の単相インバータのうちの入力電圧が最大である第1の単相インバータの動作を制御するゲートパルス信号を前記第1の単相インバータに出力するゲートパルス発生器と、前記第1の単相インバータの入力電圧を検出する電圧検出器と、前記複数の単相インバータのうちの前記第1の単相インバータを除く1または複数の第2の単相インバータの入力電圧を平滑化する1または複数のコンデンサと、前記各コンデンサの電力を検出する1または複数の電力検出器と、前記第1および第2の単相インバータによる出力電流目標値と、前記第1および第2の単相インバータによる出力電力目標値と、前記電圧検出器によって検出された前記第1の単相インバータの入力電圧と、前記各電力検出器によって検出された前記各コンデンサの電力と、に応じたゲートパルス信号を発生させるように前記ゲートパルス発生器を制御する制御回路と、を備えたことを特徴とする。
本発明によれば、複数の単相インバータのうちの入力電圧が最大である第1の単相インバータの動作を制御するゲートパルス信号を、第1の単相インバータの入力電圧と、1または複数の第2の単相インバータの入力電圧を平滑化する1または複数のコンデンサの電力と、第1および第2の単相インバータによる出力電流目標値と、第1および第2の単相インバータによる出力電力目標値と、に応じた信号にするので、第2のインバータの入力電圧を所定電圧に制御することができ、第2のインバータの入力電圧が過電圧となることを防止することができ、第2のインバータ内部のスイッチング素子の破壊を防止することができるという効果を奏する。
図1は、実施の形態1にかかる電力変換装置を太陽光発電システムに適用した場合の一例を示す図である。 図2は、実施の形態1にかかる電力変換装置の構成を示す図である。 図3は、実施の形態1にかかる電力変換装置の要部動作を示す波形図である。 図4は、実施の形態2にかかる電力変換装置の構成を示す図である。 図5は、実施の形態3にかかる電力変換装置の構成を示す図である。 図6は、実施の形態4にかかる電力変換装置の構成を示す図である。 図7は、実施の形態5にかかる電力変換装置の構成を示す図である。
以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、これらの実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1にかかる電力変換装置の構成を示す図であり、より詳細には、実施の形態1にかかる電力変換装置を太陽光発電システムに適用した場合の一例を示す図である。
図1において、電力変換装置2の直流入力端には、太陽電池モジュール1が接続され、交流出力端には、例えば50Hzまたは60Hzの電力を供給する系統3が接続されている。このように構成された太陽光発電システムでは、太陽電池モジュール1によって発電された直流電力は、電力変換装置2によって交流電力に変換されて系統3に供給される。
上述した機能を含み、後述する機能を具現するための構成として、本実施の形態にかかる電力変換装置2は、DC/DCコンバータ4,5、第1のインバータ6、1または複数(本実施の形態では2つ)の第2のインバータ7,8、主コンデンサ9、1または複数(本実施の形態では2つ)のコンデンサ10,11、電圧検出器12、1または複数(本実施の形態では2つ)の電力検出器13,14、制御回路15、出力フィルタ回路16、およびゲートパルス発生器29を備えている。
DC/DCコンバータ4は、太陽電池モジュール1の出力電圧(直流電圧)を電圧変換してインバータ6に印加する。
DC/DCコンバータ5は、DC/DCコンバータ4の出力電圧を電圧変換してインバータ7,8に印加する。
コンデンサ9はインバータ6の入力電圧を、コンデンサ10はインバータ7の入力電圧を、コンデンサ11はインバータ8の入力電圧を、それぞれ平滑化する。
コンデンサ10、およびコンデンサ11の総変動電力量が、絶対量として充電量が放電量より大きい場合は、コンデンサ10、およびコンデンサ11の電力が増加する。
また、コンデンサ10、およびコンデンサ11の総変動電力量が、絶対量として放電量が充電量より大きい場合は、コンデンサ10、およびコンデンサ11の電力が減少する。
電圧検出器12は、インバータ6の入力電圧を検出して制御回路15に出力する。電力検出器13は、コンデンサ10の電力を、電力検出器14は、コンデンサ11の電力を、それぞれ検出して制御回路15に出力する。
インバータ6は、DC/DCコンバータ4から供給される直流電圧V1を交流電圧に変換して出力する。また、インバータ7、およびインバータ8は、DC/DCコンバータ5から供給される直流電圧V2,V3を交流電圧にそれぞれ変換して出力する。なお、直流電圧V1〜V3のうち、直流電圧V1が最大電圧であるものとする。
インバータ6の交流側端子では、交流側端子の一方にインバータ7が接続され、交流側端子の他方にインバータ8が接続されている。
インバータ7の交流側端子では、交流側端子の一方にインバータ6が接続され、交流側端子の他方に出力フィルタ回路16の入力側端子の一方が接続され、インバータ8の交流側端子では、交流側端子の一方にインバータ6が接続され、交流側端子の他方に出力フィルタ回路16の入力側端子の他方が接続されている。
制御回路15は、電圧検出器12によって検出されたインバータ6の入力電圧、電力検出器13によって検出されたコンデンサ10の電力、および電力検出器14によって検出されたコンデンサ11の電力を入力として、インバータ6の出力パルス幅を算出し、算出したパルス幅の出力をインバータ6に行わせるためのゲートパルス信号を発生させるようにゲートパルス発生器29を制御する。
ゲートパルス発生器29は、制御回路15によって算出された出力パルス幅の出力をインバータ6に行わせるためのゲートパルス信号をインバータ6内のスイッチング素子(後述)に出力する。
出力フィルタ回路16は、インバータ7の交流側端子の一方、およびインバータ8の交流側端子の他方に接続され、インバータ6,7,8による交流出力を平滑化して出力する。
図2は、実施の形態1にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図2において、インバータ6は、ダイオードを逆並列に接続した複数個の、自己消弧型の半導体スイッチング素子(例えばIGBT)であるスイッチング素子Q1〜Q4を備えている。なお、インバータ7,8も、インバータ6と同様の構成で実現可能である。
電力検出器13は、電流検出器17、電圧検出器18、および電力演算器19を含んで構成される。電流検出器17は、コンデンサ10に流れる電流を、電圧検出器18は、コンデンサ10の電圧を、それぞれ検出する。
電力検出器14は、電流検出器20、電圧検出器21、および電力演算器22を含んで構成される。電流検出器20は、コンデンサ11に流れる電流を、電圧検出器21は、コンデンサ11の電圧を、それぞれ検出する。
制御回路15は、電力過不足演算器23、第1インバータ目標電力演算器24、第1インバータ最大出力演算器25、およびパルス幅演算器26を含んで構成される。
電圧検出器12は、インバータ6の入力電圧を監視しており、インバータ6の入力電圧を検出して制御回路15内の第1インバータ最大出力演算器25に出力する。
第1インバータ最大出力演算器25は、電圧検出器12によって検出されたインバータ6の入力電圧、および予め設定されるインバータ6〜8による出力電流目標値を入力として、インバータ6の最大電力を次式により算出する。
(インバータ6の最大電力)
=(インバータ6の入力電圧)×(出力電流目標値) ・・・(1)
電力演算器19は、電流検出器17によって検出されたコンデンサ10の電流、および電圧検出器18によって検出されたコンデンサ10の電圧を入力として、コンデンサ10の電力を次式により算出する。
(コンデンサ10の電力)
=(コンデンサ10の電圧)×(コンデンサ10に流れる電流) ・・・(2)
電力演算器22は、電流検出器20によって検出されたコンデンサ11の電流、および電圧検出器21によって検出されたコンデンサ11の電圧を入力として、コンデンサ11の電力を次式により算出する。
(コンデンサ11の電力)
=(コンデンサ11の電圧)×(コンデンサ11に流れる電流) ・・・(3)
電力過不足演算器23は、電力検出器13によって検出されたコンデンサ10の電力、電力検出器14によって検出されたコンデンサ11の電力、およびコンデンサ10,11の定格電力を入力として、コンデンサ10,11の電力の定格時に対する過不足分を算出する。
コンデンサ10の定格電力(定格電力量または定格静電エネルギー)は、コンデンサ10の容量をC2、コンデンサ10の定格電圧をV2定格電圧とすると、次式により算出することができる。
(コンデンサ10の定格電力)
=k×(C2×V2定格電圧 )/2 ・・・(4)
式(4)において、kは、コンデンサ10の定格静電エネルギー((C2×V2定格電圧 )/2)を電力に変換するための係数である。
同様に、コンデンサ11の定格電力(定格電力量または定格静電エネルギー)は、コンデンサ11の容量をC3、コンデンサ11の定格電圧をV3定格電圧とすると、次式により算出することができる。
(コンデンサ11の定格電力)
=k×(C3×V3定格電圧 )/2 ・・・(5)
式(5)において、kは、コンデンサ11の定格静電エネルギー((C3×V3定格電圧 )/2)を電力に変換するための係数である。
そして、コンデンサ10,11の電力の定格時に対する過不足分は、次式により算出することができる。
(コンデンサ10,11の電力の定格時に対する過不足分)
= ((コンデンサ10の定格電力)+(コンデンサ11の定格電力))
−((電力検出器13によって検出されたコンデンサ10の電力)
+(電力検出器14によって検出されたコンデンサ11の電力))
・・・(6)
第1インバータ目標電力演算器24は、電力過不足演算器23によって算出されたコンデンサ10,11の電力の定格時に対する過不足分、および電力変換装置2の出力電力目標値(インバータ6〜8による出力電力目標値)を入力とし、インバータ6の目標出力電力を、次式により算出する。
(インバータ6の目標出力電力)
=(コンデンサ10,11の電力の定格時に対する過不足分)+(出力電力目標値)
・・・(7)
なお、電力変換装置2の出力電力目標値は、太陽電池モジュール1の出力に応じて決定されるものである。
電力変換装置2の出力電力をインバータ6の出力電力で賄うことができれば、コンデンサ10,11の総変動電力量は略0であり、コンデンサ10,11の電力量は増減しない。例えば、コンデンサ10,11の電力が定格時の電力より大きい場合、コンデンサ10,11の電力を定格時の電力に戻すためには、コンデンサ10,コンデンサ11の電力を減少させる必要がある。そのため、インバータ6の目標出力電力を、電力変換装置2の出力電力目標値からコンデンサ10,11の電力の定格時の電力より多い分を減算した電力とすることで、コンデンサ10,11の総変動電力量は充電量より放電量が多くなり、コンデンサ10,11の電力を減少させることができる。
同様に、コンデンサ10,11の電力が定格時の電力より小さい場合、コンデンサ10,11の電力を定格時の電力に戻すためには、コンデンサ10,11の電力を増加させる必要がある。そのため、インバータ6の目標出力電力を、電力変換装置2の出力電力目標値にコンデンサ10,11の電力の定格時の電力より少ない分を加算した電力とすることで、コンデンサ10,11の総変動電力量は放電量より充電量が多くなり、コンデンサ10,11の電力を増加させることができる。
上記の動作により、コンデンサ10,11の電力を一定に保つことができ、コンデンサ10,11の電圧を所定電圧(例えば定格電圧)に制御することができる。
パルス幅演算器26は、第1インバータ最大出力演算器25によって算出されたインバータ6の最大電力、および第1インバータ目標電力演算器24によって算出されたインバータ6の目標出力電力を入力として、インバータ6の出力パルス幅を、次式により算出する。
Figure 0005294908



式(8)において、ω=2πf(fは、50Hzまたは60Hz)である。
なお、ゲートパルス信号のパルス幅が決まればインバータ6の出力パルス幅も決まるので、パルス幅演算器26が、ゲートパルス信号のパルス幅を算出するようにしても良い。
ゲートパルス発生器29は、パルス幅演算器26によって演算されたパルス幅の出力をインバータ6に行わせるゲートパルス信号を生成し、インバータ6内のスイッチング素子Q1〜Q4のゲートに印加する。なお、パルス幅演算器26がゲートパルス信号のパルス幅を算出する場合には、ゲートパルス発生器29は、パルス幅演算器26によって算出されたパルス幅を有するゲートパルス信号を生成し、インバータ6内のスイッチング素子Q1〜Q4のゲートに印加する。
図3は、実施の形態1にかかる電力変換装置の要部動作を示す波形図である。図3の1段目に示すように、時刻t0までは、コンデンサ10,コンデンサ11の総変動電力量が略0で動作している。
図3の1段目に示すように、時刻t0において、コンデンサ10,コンデンサ11の総変動電力量が変化し、時刻t0〜t1の間、総変動電力量の絶対量が充電となる。
コンデンサ10,コンデンサ11の総変動電力量の絶対量が充電となると、図3の2段目に示すように、コンデンサ10,コンデンサ11に電力が充電されるので、時刻t0〜t1の間、コンデンサ10,コンデンサ11の電力が増加する。
コンデンサ10,コンデンサ11の電力が増加すると、図3の3段目に示すように、時刻t0〜t1の間、コンデンサ10,コンデンサ11の電圧が増加する。
制御回路15は、コンデンサ10,コンデンサ11の電力が大きくなったことを検出し、図3の4段目に示すように、時刻t1において、インバータ6のパルス幅を小さくする。制御回路15がインバータ6のパルス幅を小さくすることにより、図3の1段目に示すように、時刻t1〜t2の間、コンデンサ10,コンデンサ11の総変動電力量は放電量が大きくなり、図3の2段目に示すように、コンデンサ10,コンデンサ11の電力が減少し、図3の3段目に示すように、コンデンサ10,コンデンサ11の電圧も減少する。
なお、本実施の形態による制御を行わない場合には、図3の1段目に二点鎖線で示すように、時刻t0において、コンデンサ10,コンデンサ11の総変動電力量が変化して総変動電力量の絶対量が充電となると、図3の2段目に二点鎖線で示すように、時刻t0以降、コンデンサ10,コンデンサ11の電力が増加し続け、図3の3段目に二点鎖線で示すように、コンデンサ10,コンデンサ11の電圧が増加し続ける。このようにコンデンサ10,コンデンサ11の電圧が増加し続けてインバータ7,インバータ8内部のスイッチング素子の耐圧レベルを超え(図3の3段目の点P参照)、インバータ7,インバータ8内部のスイッチング素子の破壊を招く可能性がある。
以上説明したように、この実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ6の入力電圧と、コンデンサ10,11の電力と、出力電流目標値と、出力電力目標値と、を利用してインバータ6の出力パルス幅(またはゲートパルス信号のパルス幅)を制御するので、インバータ7,8の入力電圧を所定電圧に制御することができる。また、電力検出器13,14によってコンデンサ10、11の過充電を検出することができるので、コンデンサ10,コンデンサ11の電圧上昇を防ぎ、インバータ7,8の入力電圧が過電圧となることを防止することができる。これにより、インバータ7,8内部のスイッチング素子の破壊を防止することができる。
なお、本実施の形態においては、第2のインバータとして2つのインバータ7,8を備えるようにしているが、第2のインバータとして1つまたは3つ以上のインバータを備えるようにしても良い。
実施の形態2.
図4は、本発明の実施の形態2にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図2に示す実施の形態1との装置構成に関する相違点は、次の通りである。
図2に示す実施の形態1にかかる電力変換装置では、電力検出器13が、電流検出器17、電圧検出器18、および電力演算器19を含んで構成されていたが、図4に示す実施の形態2にかかる電力変換装置では、電力検出器13が、電圧検出器18、および電力演算器19を含んで構成されている。すなわち、実施の形態2にかかる電力変換装置の電力検出器13は、実施の形態1にかかる電力変換装置の電力検出器13における電流検出器17を含んでいない。
実施の形態2にかかる電力変換装置の電力検出器13は、コンデンサ10の容量をC2、電圧検出器18によって検出されたコンデンサ10の電圧をV2とすると、次式で定まるコンデンサ10の静電エネルギーをコンデンサ10の電力として算出する。
(コンデンサ10の静電エネルギー)
=(C2×V2)/2 ・・・(9)
同様に、図2に示す実施の形態1にかかる電力変換装置では、電力検出器14が、電流検出器20、電圧検出器21、および電力演算器22を含んで構成されていたが、図4に示す実施の形態2にかかる電力変換装置では、電力検出器14が、電圧検出器21および電力演算器22を含んで構成されている。すなわち、実施の形態2にかかる電力変換装置の電力検出器14は、実施の形態1にかかる電力変換装置の電力検出器14における電流検出器20を含んでいない。
実施の形態2にかかる電力変換装置の電力検出器22は、コンデンサ11の容量をC3、電圧検出器21によって検出されたコンデンサ11の電圧をV3とすると、次式で定まるコンデンサ11の静電エネルギーをコンデンサ11の電力として算出する。
(コンデンサ11の静電エネルギー)
=(C3×V3)/2 ・・・(10)
なお、その他については、実施の形態1の構成と同一または同等であり、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
以上説明したように、この実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ6の入力電圧と、コンデンサ10,11の電力と、出力電流目標値と、出力電力目標値と、を利用してインバータ6の出力パルス幅(またはゲートパルス信号のパルス幅)を制御するので、インバータ7,8の入力電圧を所定電圧に制御することができる。また、電力検出器13,14によってコンデンサ10,11の過充電を検出することができるので、コンデンサ10,11の電圧上昇を防ぎ、インバータ7,8の入力電圧が過電圧となることを防止することができる。これにより、インバータ7,8内部のスイッチング素子の破壊を防止することができる。また、コンデンサ10,11の電力検出に電流検出器を用いていないので、実施の形態1にかかる電力変換装置よりも製品コストを下げることができる。
実施の形態3.
図5は、本発明の実施の形態3にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図2に示す実施の形態1との装置構成に関する相違点は、次の通りである。
図5に示す実施の形態3にかかる電力変換装置では、制御回路15が、コンデンサ10,11の電力が定格電力で安定するように、電力過不足演算器23の出力(コンデンサ10,11の電力の定格時に対する過不足分)に比例積分制御(PI制御)を行って第1インバータ目標電力演算器24に出力する制御器30を更に含んで構成されている。制御器30が電力過不足演算器23の出力に比例積分制御を行うことで、コンデンサ10,11の電力の振動を防止することができる。
なお、その他については、実施の形態1の構成と同一または同等であり、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
以上説明したように、この実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ6の入力電圧と、コンデンサ10,11の電力と、出力電流目標値と、出力電力目標値と、を利用してインバータ6の出力パルス幅(またはゲートパルス信号のパルス幅)を制御するので、インバータ7,8の入力電圧を所定電圧に制御することができる。また、電力検出器13,14によってコンデンサ10,11の過充電を検出することができるので、コンデンサ10,11の電圧上昇を防ぎ、インバータ7,8の入力電圧が過電圧となることを防止することができる。これにより、インバータ7,8内部のスイッチング素子の破壊を防止することができる。また、コンデンサ10,11の電力の定格時に対する過不足分に比例積分制御を行うので、コンデンサ10,11の電力の振動を防止することができる。
実施の形態4.
図6は、本発明の実施の形態4にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図2に示す実施の形態1との装置構成に関する相違点は、次の通りである。
図6に示す実施の形態4にかかる電力変換装置では、制御回路15が、電力検出器13によって検出されたコンデンサ10の電力と電力検出器14によって検出されたコンデンサ11の電力とを比較して大きい方の値(max)を電力過不足演算器23に出力する比較器27を更に含んで構成されている。
また、図6に示す実施の形態4にかかる電力変換装置では、制御回路15内の電力過不足演算器23が、比較器27から出力された値(コンデンサ10の電力とコンデンサ11の電力とのうちの大きい方の値)の2倍、コンデンサ10の定格時の電力、およびコンデンサ11の定格時の電力を入力とし、コンデンサ10,11の電力の定格時に対する過不足分を、次式により算出する。
(コンデンサ10,11の電力の定格時に対する過不足分)
= ((コンデンサ10の定格電力)+(コンデンサ11の定格電力))
−((コンデンサ10の電力とコンデンサ11の電力の大きい方の値)×2)
・・・(11)
このようにコンデンサ10の電力とコンデンサ11の電力とのうちの大きい方の値を2倍した値を用いて制御を行うことで、実施の形態1にかかる電力変換装置のようにコンデンサ10の電力とコンデンサ11の電力の和を用いて制御を行う場合よりも、電力過不足演算器23の出力を大きくすることができる。これにより、インバータ6のパルス幅の変化分が大きくなり、電力変換装置の応答性が早くなる。
なお、その他については、実施の形態1の構成と同一または同等であり、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
以上説明したように、この実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ6の入力電圧と、コンデンサ10,11の電力と、出力電流目標値と、出力電力目標値と、を利用してインバータ6の出力パルス幅(またはゲートパルス信号のパルス幅)を制御するので、インバータ7,8の入力電圧を所定電圧に制御することができる。また、電力検出器13,14によってコンデンサ10,11の過充電を検出することができるので、コンデンサ10,コンデンサ11の電圧上昇を防ぎ、インバータ7,8の入力電圧が過電圧となることを防止することができる。これにより、インバータ7,8内部のスイッチング素子の破壊を防止することができる。また、コンデンサ10の電力とコンデンサ11の電力とのうちの大きい方の値を用いて制御を行うことで、インバータ6のパルス幅の変化分が大きくなるので、応答性を早くすることができる。
実施の形態5.
図7は、本発明の実施の形態5にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図6に示す実施の形態4との装置構成に関する相違点は、次の通りである。
図7に示す実施の形態5にかかる電力変換装置では、制御回路15が、パルス幅演算器26によって設定されたパルス幅の上下限を制限するパルス幅リミッタ28を更に含んで構成されている。
パルス幅リミッタ28は、インバータ6、インバータ7、およびインバータ8の出力電圧の組み合わせ(電力変換装置の出力電圧)が連続した出力を継続できる電圧範囲となるように、インバータ6の出力パルス幅の上下限を制限する。インバータ6の出力パルス幅をtとすると、パルス幅リミッタ28は、次式のようにインバータ6の出力パルス幅tの上下限を制限する。
Figure 0005294908


式(12)において、ω=2πf(fは、50Hzまたは60Hz)であり、V1は電圧検出器12によって検出されたコンデンサ9の電圧であり、V2は電力検出器13内の電圧検出器18によって検出されたコンデンサ10の電圧であり、V3は電力検出器14内の電圧検出器21によって検出されたコンデンサ11の電圧であり、Vfoはインバータ6、インバータ7、およびインバータ8の出力電圧の組み合わせ(電力変換装置の出力電圧)である。
なお、ゲートパルス信号のパルス幅が決まればインバータ6の出力パルス幅も決まるので、パルス幅演算器26が、ゲートパルス信号のパルス幅を算出し、パルス幅リミッタ28が、ゲートパルス信号のパルス幅の上下限を制限するようにしても良い。
式(12)に示すようにインバータ6の出力パルス幅tの上下限を制限することで、インバータ6、インバータ7、およびインバータ8の出力電圧の組み合わせが、連続した出力を継続できる電圧範囲となる。これにより、インバータ6、インバータ7、およびインバータ8の出力電圧の組み合わせの歪みをなくすことができ、インバータ6、インバータ7、およびインバータ8の出力電流の組み合わせを歪みのない正弦波電流とすることができる。従って、インバータ6、インバータ7、およびインバータ8の出力電流の組み合わせの高調波を抑制することができる。
なお、その他については、実施の形態4の構成と同一または同等であり、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
以上説明したように、この実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ6の入力電圧と、コンデンサ10,11の電力と、出力電流目標値と、出力電力目標値と、を利用してインバータ6の出力パルス幅(またはゲートパルス信号のパルス幅)を制御するので、インバータ7,8の入力電圧を所定電圧に制御することができる。また、電力検出器13,14によってコンデンサ10,11の過充電を検出することができるので、コンデンサ10,11の電圧上昇を防ぎ、インバータ7,8の入力電圧が過電圧となることを防止することができる。これにより、インバータ7,8内部のスイッチング素子の破壊を防止することができる。また、インバータ6の出力パルス幅(またはゲートパルス信号のパルス幅)の上下限を制限することで、インバータ6、インバータ7、およびインバータ8の出力電流の組み合わせを歪みのない正弦波電流とすることができ、インバータ6、インバータ7、およびインバータ8の出力電流の組み合わせの高調波を抑制することができる。
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、複数のインバータの交流側端子が直列に接続され、これら複数のインバータのうちの入力電圧が最大である第1の単相インバータを除く1または複数の第2の単相インバータの入力電圧を所定電圧に制御することができ、第2の単相インバータの入力電圧が過電圧となることを防止することができ、第2のインバータ内部のスイッチング素子の破壊を防止することができる発明として有用である。
1 太陽電池モジュール
2 電力変換装置
3 系統
4、5 DC/DCコンバータ
6〜8 インバータ
9〜11 コンデンサ
12 電圧検出器
13、14 電力検出器
15 制御回路
16 出力フィルタ回路
17 電流検出器
18 電圧検出器
19 電力演算器
20 電流検出器
21 電圧検出器
22 電力演算器
23 電力過不足演算器
24 第1インバータ目標電力演算器
25 第1インバータ最大出力演算器
26 パルス幅演算器
27 比較器
28 パルス幅リミッタ
29 ゲートパルス発生器
30 制御器
Q1〜Q4 スイッチング素子

Claims (5)

  1. 直流電圧を交流電圧に変換して出力する複数の単相インバータを有し、交流側端子が直列に接続された当該複数の単相インバータの各発生電圧による総和電圧を出力する電力変換装置において、
    前記複数の単相インバータのうちの入力電圧が最大である第1の単相インバータの動作を制御するゲートパルス信号を前記第1の単相インバータに出力するゲートパルス発生器と、
    前記第1の単相インバータの入力電圧を検出する電圧検出器と、
    前記複数の単相インバータのうちの前記第1の単相インバータを除く1または複数の第2の単相インバータの入力電圧を平滑化する1または複数のコンデンサと、
    前記各コンデンサの電力を検出する1または複数の電力検出器と、
    前記第1および第2の単相インバータによる出力電流目標値と、前記第1および第2の単相インバータによる出力電力目標値と、前記電圧検出器によって検出された前記第1の単相インバータの入力電圧と、前記各電力検出器によって検出された前記各コンデンサの電力と、に応じたゲートパルス信号を発生させるように前記ゲートパルス発生器を制御する制御回路と、
    を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記制御回路は、
    前記第1および第2の単相インバータによる出力電流目標値と、前記第1および第2の単相インバータによる出力電力目標値と、前記電圧検出器によって検出された前記第1の単相インバータの入力電圧と、前記各電力検出器によって検出された前記各コンデンサの電力のうちの最大値と、に応じたゲートパルス信号を発生させるように前記ゲートパルス発生器を制御することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御回路は、
    前記ゲートパルス発生器が出力するゲートパルス信号のパルス幅に上下限を設けることを特徴とする請求項1又は2に記載の電力変換装置。
  4. 前記各電力検出器は、
    前記各コンデンサの電圧を検出する電圧検出器と、
    前記電圧検出器によって検出された前記各コンデンサの電圧と前記各コンデンサの静電容量とに基づいて、前記各コンデンサの電力を算出する電力演算器と、
    を備えたことを特徴とする請求項1乃至3に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御回路は、
    前記各コンデンサの定格電力と前記各電力検出器によって検出された前記各コンデンサの電力との差分に比例積分制御を行うことを特徴とする請求項1乃至4に記載の電力変換装置。
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