JP2015139277A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流系統に瞬時電圧低下が発生しても交流系統の電圧情報を得ることなく直流電源からの入力電力を制限して運転を継続することができる電力変換装置を得る。
【解決手段】交流系統２１に瞬時電圧低下が発生すると、直流電源（太陽光電池）１から交流系統２１へ供給できる電力が減少し余った電力が出力コンデンサ８等に蓄積され昇圧チョッパ回路２の出力電圧が上昇するが、第１制御部１０が、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２が第１閾値ＴＨ１を超えたとき、昇圧チョッパ回路２を制御して直流電源１からの入力電流Ｊ１の抑制を開始し直流電源１の出力を制限して出力電圧Ｖ２の上昇速度を遅くし、過電圧により昇圧チョッパ回路２が停止しないようにし、瞬時電圧低下の復帰後直ちに直流電源１から交流系統２１へ電力を供給できるようにする。この動作は、交流系統の電圧情報を要さない。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置、例えば太陽光電池の出力を交流系統に連系するパワーコンディショナ等に用いられる電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、直流電源としての太陽光パネルから入力される電力をその直流電圧を昇圧して出力する直流直流変換器としての発電制御用電力変換器と、直流出力を交流に変換して出力する直流交流変換器としての系統連系用電力変換器とにより構成されている。この場合、交流系統の電圧振幅が低下すると系統連系用電力変換器が交流系統に出力可能な電力が低下し、太陽光発電パネルから入力される太陽光発電パネルで発電した電力が系統連系用電力変換器を介して交流系統に出力可能な電力を上回り、発電制御用電力変換器の直流側に設けられた平滑コンデンサが過電圧になる。この現象を回避するために、交流系統の電圧振幅に応じて太陽光発電パネルの出力電流指令上限値を変化させるすなわち電圧振幅が低下したときに太陽光発電パネルの出力電流指令上限値を下げ太陽光パネルの発電電力を制限するものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００９−２１９２３８号公報（段落番号００１０〜００１２、図１及び図２）

ところで、分散型電源である太陽光発電システムが普及し、総発電電力に対する比率が拡大した場合、分散型電源の停止時に電力不足を招く恐れがあるため、瞬時電圧低下時の運転継続性や瞬時電圧低下復帰時の出力電力急速回復性能など、電力変換装置の系統連系技術の強化が求められるようになった。系統連系を行い、逆潮流で動作している電力変換装置は、交流系統側の瞬時電圧低下などで強制的に出力が抑えられた場合、発電制御用電力変換器で制御される太陽光パネルからの発電電力と系統連系用電力変換器で制御される交流出力電力間で大きなアンバランスが生じ、その結果、発電制御用電力変換器の出力電圧（発電制御用電力変換器の出力側に接続された平滑コンデンサの電圧）が異常上昇する。そのため過電圧による平滑コンデンサや素子の故障を防止するために過電圧保護機能が働き、電力変換装置が停止する。

特許文献１のように発電制御用電力変換器及び系統連系用電力変換器が同じ制御回路で一括して制御されていれば、事故交流系統側の瞬時電圧低下が発生しても当該瞬時電圧低下を検出し、太陽光パネルからの発電電力を制限することで運転が継続できる。しかし、システムの関係で発電制御用電力変換器の制御系と系統連系用電力変換器の制御系とが独立しており、それぞれ個別に制御されている場合は、交流系統側に瞬時電圧低下が発生しても交流系統側の電圧情報を得ないと発電制御用電力変換器側の出力を制限することができず、このため発電制御用電力変換器の出力電圧の過電圧を招き、運転を継続することができないという問題点があった。

この発明は前記のような問題点を解決するためになされたものであり、交流系統に瞬時電圧低下が発生しても交流系統の電圧情報を得ることなく直流電源からの入力電力を制限して運転を継続することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置においては、
直流直流変換器と直流交流変換器とを有する電力変換装置であって、
前記直流直流変換器は、電圧変換部と平滑コンデンサと第１制御部とを有し、前記電圧変換部の出力側に前記平滑コンデンサが接続されたものであり、
前記直流交流変換器は、直流交流変換部と第２制御部とを有するものであり、
前記直流直流変換器の前記電圧変換部の入力側が直流電源に接続され、前記第１制御部は前記電圧変換部を制御して前記直流電源から入力される入力電力の電圧レベルを変換して直流出力として出力するとともに前記直流出力の出力電圧が予め設定された第１閾値を超えたとき前記入力電力を制限して前記出力電圧が過電圧になって前記電圧変換部の動作が停止されるのを防止するものであり、
前記直流交流変換器の前記直流交流変換部の入力側が前記電圧変換部の出力側に接続されるとともに出力側が交流系統に接続され、前記第２制御部は前記直流交流変換部を制御して前記直流出力を交流に変換して前記交流系統に出力するようにするものである。

この発明に係る電力変換装置は、以上のように構成されているので、交流系統に瞬時電圧低下が発生しても交流系統の電圧情報を得ることなく直流電源からの入力電力を制限して運転を継続することができる。

この発明の実施の形態１である電力変換装置の構成を示す構成図である。 従来の電力変換装置における瞬時電圧低下時の昇圧チョッパ回路の出力電圧と入力電流の時間推移を模式的に示す説明図である。 図１の昇圧チョッパ回路の出力電圧と設定される電流設定係数との関係を示す図である。 実施の形態１の電力変換装置における瞬時電圧低下時の昇圧チョッパ回路の出力電圧と入力電流の時間推移を模式的に示す説明図である。 実施の形態２である電力変換装置の構成を示す構成図である。 図５の電力変換装置における瞬時電圧低下時の昇圧チョッパ回路の出力電圧と入力電流の時間推移を模式的に示す説明図である。 実施の形態３である電力変換装置の構成を示す構成図である。 実施の形態４である電力変換装置の構成を示す構成図である。

実施の形態１．
図１〜図４は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１は電力変換装置の構成を示す構成図、図２は従来の電力変換装置における瞬時電圧低下時の昇圧チョッパ回路の出力電圧と入力電流の時間推移を模式的に示す説明図、図３は昇圧チョッパ回路の出力電圧と電流設定係数との関係を示す図、図４は実施の形態１の電力変換装置における瞬時電圧低下時の昇圧チョッパ回路の出力電圧と入力電流の時間推移を模式的に示す説明図である。

図１において、電力変換装置１００は直流直流変換器１１０と直流交流変換器１２０とを有する。ここで、直流直流変換器とは、入力された直流をその電圧レベルを調整し直流として出力する電力変換器であり、直流交流変換器とは、入力された直流を交流に変換して出力する電力変換器である。直流直流変換器１１０は、電圧変換部としての昇圧チョッパ回路２と第１制御部１０とを有する。昇圧チョッパ回路２は、端子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ、入力コンデンサ４、リアクトル６、平滑コンデンサとしての出力コンデンサ８、スイッチング素子１１、逆流防止ダイオード１２を有する。端子２ａ，２ｂに、入力コンデンサ４が接続されるとともに、リアクトル６とスイッチング素子１１との直列回路が接続されている。スイッチング素子１１はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などに代表される半導体製のスイッチング素子である。スイッチング素子１１の一方の端子に逆流防止ダイオード１２を介して端子２ｃが接続され、スイッチング素子１１の他方の端子に端子２ｄが接続されている。端子２ｃ，２ｄ間に出力コンデンサ８が接続されている。昇圧チョッパ回路２の端子２ａ，２ｂは、直流電源１に接続されている。昇圧チョッパ回路２は、端子２ａ，２ｂに入力される直流電源１（この実施の形態では太陽光電池である）の電圧（入力電圧Ｖ１）を昇圧して、直流のまま端子２ｃ，２ｄから出力電圧Ｖ２として出力する。

第１制御部１０としては、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などが用いられる。第１制御部１０は、図示しない電圧センサにて検出された直流電源１から入力される入力電圧Ｖ１及び図示しない電流センサにて検出された直流電源１から端子２ａへ入力される入力電流Ｊ１をＡＤ変換して、それを元にスイッチング素子１１を動作させ、直流電源１から入力される入力電力が最大となるような最大電力点制御を行っている。なお、逆流防止ダイオード１２は、出力コンデンサ８から入力コンデンサ４への逆流を防止する。

また、図示していないが、昇圧チョッパ回路２の入力電圧Ｖ１及び入力電流Ｊ１を検出する電圧及び電流センサ、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２すなわち出力コンデンサ８の端子電圧（Ｖ２）（直流母線１８Ｐ，１８Ｎ間の電圧とほぼ等しい）を検出する電圧センサが設けられている。これらセンサから第１制御部１０へ昇圧チョッパ回路２の入力電圧Ｖ１、入力電流Ｊ１、出力電圧Ｖ２が入力される。また、昇圧チョッパ回路２と第１制御部１０との間で、種々の信号Ｓ１がやりとりされる。

直流電源（太陽光電池）１の出力特性は、その出力電流すなわち昇圧チョッパ回路２へ入力される入力電流Ｊ１に応じてその電圧すなわち昇圧チョッパ回路２へ入力される入力電圧Ｖ１が変化する。従って、電圧−電力特性は山形特性を有し、出力が最大となる最大電力点が存在する。この最大電力点で動作するように入力電圧Ｖ１を決定する。最大電力点は、例えばいわゆる山登り法などを用い、入力電圧Ｖ１を変化させ電力が最大となる点を求める。昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２は、入力電圧Ｖ１、入力される直流電力Ｐ１、スイッチング素子１１のＰＷＭスイッチング周期に占めるオン期間の比率すなわちデューティ比γにより決まるが、第１制御部１０が上述の方法で求めた直流電源１の最大電力点の電力Ｐｍａｘを直流電力Ｐ１として用い、デューティ比γを逆算して求め、当該デューティ比γに基づいてスイッチング素子１１を制御する。

直流交流変換器１２０は、第３コンデンサ１３、直流交流変換部としてのインバータ回路１４、出力フィルタ回路１５、遮断器１６、第２制御部２０を有する。インバータ回路１４は、４つのスイッチング半導体素子でフルブリッジ回路が構成され、このフルブリッジ回路に接続された端子１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄを有する。端子１４ａ，１４ｂに、第３コンデンサ１３が接続されている。出力フィルタ回路１５は、リアクトル及びコンデンサで主に構成され、入力側が端子１４ｃ，１４ｄに接続され、出力側が遮断器１６を介して交流系統２１に接続されている。直流交流変換器１２０のインバータ回路１４の端子１４ａ，１４ｂが、直流母線１８Ｐ，１８Ｎを介して、直流直流変換器１１０の昇圧チョッパ回路２の端子２ｃ，２ｄに接続され、端子１４ａ，１４ｂから入力される直流直流変換器１１０からの直流電力Ｐ１を交流に変換する。

直流交流変換器１２０は、そのインバータ回路１４の端子１４ｃ，１４ｄは出力フィルタ回路１５、遮断器１６を介して交流系統２１に接続され、交流系統２１と連系運転を行っている。また、図示していないが、出力フィルタ回路１５を介して出力されるインバータ回路１４の交流電圧Ｖ４、交流電流Ｊ４、交流系統の電圧Ｖ５を検出する電圧センサが設けられ、これらセンサで検出した交流電圧Ｖ４、交流電流Ｊ４、交流系統の電圧Ｖ５は第２制御部２０へ入力される。また、第２制御部２０と、インバータ回路１４、遮断器１６等との間で種々の信号Ｓ２がやりとりされる。そして、主に直流交流変換器１２０の交流電流Ｊ４の大きさと位相を制御することにより交流系統２１へ出力する電力の制御が行われる。ここで、本実施の形態では直流交流変換器１２０の交流電流Ｊ４は直流交流変換器１２０の出力電力容量に応じて最大値が設定されており、その制限値以上に電流を流すことができない。交流系統２１に連系して出力する交流電力は交流系統２１の電圧Ｖ５及び直流交流変換器１２０の交流電流Ｊ４で決まるため、最大出力電力は交流系統２１の電圧Ｖ５にも左右されることになる。

図２は、従来の昇圧チョッパ回路２の出力電圧（直流母線電圧）Ｖ２及び入力電流Ｊ１の時間推移を示したものである。図２において、時間ｔ１において交流系統２１で瞬時電圧低下が発生したとすると、直流交流変換器１２０から交流系統２１へ出力可能な電力が急激に低下するため、直流直流変換器１１０から直流交流変換器１２０へ出力される電力量との間でアンバランスが生じ、直流直流変換器１１０の出力電圧Ｖ２でもある直流母線電圧が制御できず余った電力が出力コンデンサ８及び第３コンデンサ１３に蓄積され過電圧が生じる。この場合、第１制御部１０は過電圧による出力コンデンサ８やスイッチング素子１１や第３コンデンサ１３等の破壊を防ぐため、出力コンデンサ８の電圧（Ｖ２）が非常停止電圧Ｖｅｍに達した時間ｔ２において過電圧保護のために昇圧チョッパ回路２の動作を非常停止する。このとき、昇圧チョッパ回路２への入力電流Ｊ１は０になる。なお、昇圧チョッパ回路２が非常停止した場合、交流系統２１に電力を供給している分散型電源が一部消失したことになる。同じ交流系統２１内において電源消失が多く発生すると瞬時電圧低下が復帰しても、一旦消失した分散型電源はすぐには復帰できないので、交流系統２１内で電力不足が生じるため問題となる。

そこでかかる問題点を解決すべく、本実施の形態では、第１制御部１０は以下に述べるような制御を行う。予め、種々の条件を勘案して、第１閾値ＴＨ１、この第１閾値ＴＨ１よりも大きい第２閾値ＴＨ２、第２閾値ＴＨ２よりも大きく非常停止を判定する過電圧保護設定値として予め決められた第３閾値ＴＨ３（非常停止電圧Ｖｅｍと同じ値）を決めておく。昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２が上昇し第１閾値ＴＨ１を超えたとき、昇圧チョッパ回路２の入力電流Ｊ１の目標入力電流Ｊ１ｓの強制的な低減を開始し、直流電源１から入力される入力電力を低減する。これにともない、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２の上昇速度が低下し始める。

本実施の形態において、第１閾値ＴＨ１と第２閾値ＴＨ２の間に出力電圧Ｖ２があるとき、入力電力の制御すなわち発電電力制御のために決定する目標入力電流Ｊ１ｓを次の式１の計算式で求まる値である電流設定係数αを掛け算した値となるように決定し、最終的な目標電流決定値Ｊ１ｄ（＝Ｊ１ｓ×α）として第１制御部１０内の図示しない入力電流制御部に出力する。
電流設定係数α＝（Ｖ２−ＴＨ１）／（ＴＨ２−ＴＨ１） ・・・（式１）

図３は、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２と前記電流設定係数αとの関係を示したものであり、出力電圧Ｖ２が第１閾値ＴＨ１に達したときから電流設定係数αを１から減少させ始め、出力電圧Ｖ２が第２閾値ＴＨ２に達したときに０となるようにし、目標電流決定値Ｊ１ｄを０にしている。

図４は、交流系統２１にて瞬時電圧低下が発生した場合の、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２及び入力電流Ｊ１の時間推移を模式化して示したものである。図４において、昇圧チョッパ回路２の動作中の時間ｔ２１において瞬時電圧低下が発生すると、交流系統２１へ出力できる電力が急減するため直流電源１から昇圧チョッパ回路２へ入力される余った電力により出力コンデンサ８が充電され、出力電圧Ｖ２が上昇を開始する。時間ｔ２２において出力電圧Ｖ２が第１閾値ＴＨ１を超えると、目標入力電流Ｊ１ｓの低減が開始され、入力電流Ｊ１が減少し始め、出力電圧Ｖ２の上昇の速度は緩やかになり、例えば第２閾値ＴＨ２に達する前の時間ｔ２３にて電圧上昇が止まる。

その後、時間ｔ２４にて交流系統２１における瞬時電圧低下が解消され交流電圧が復帰すると、復帰した直後は、入力電流Ｊ１が減少しているため、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２が第２閾値ＴＨ２近くから低下を始めるが、元々通常使用よりも大きな電圧である第２閾値ＴＨ２に近い電圧となっていた状態からの低下であり、時間ｔ２５において第１閾値ＴＨ１を下回った段階で、入力電流Ｊ１は瞬時電圧低下前の値に戻る。なお、時間ｔ２１〜ｔ２４の間が瞬時電圧低下発生中であり、時間ｔ２２〜ｔ２５の間が電流低減モードの期間である。

これにより、瞬時電圧低下に起因して生じる過剰な入力電力を、入力電流Ｊ１を制御して制限することで、交流系統２１の電圧情報を得ることなく、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２すなわち出力コンデンサ８の端子電圧の異常上昇を防止することができ、ひいては出力コンデンサ８や第３コンデンサ１３の過電圧の保護のために昇圧チョッパ回路２の動作の停止を招く事態を避けることができる。また、交流系統２１の電圧Ｖ５が元の電圧に復帰した直後は、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２は急減するが、それに合わせ、入力電流Ｊ１も負荷急減発生前の入力電流Ｊ１に戻るように制御されるので、瞬時電圧低下発生前の出力電力への高速復帰が可能となる。

これにより、瞬時電圧低下による昇圧チョッパ回路２の非常停止を防止することができ、瞬時電圧低下発生後も昇圧チョッパ回路２は動作を継続しているので、直流交流変換器１２０は瞬時電圧低下復帰後直ちに交流系統２１に対してスムーズに瞬時電圧低下前に近い電力を送電することができる。また、上述のように交流系統２１の電圧情報を得ることなく出力電圧Ｖ２の過電圧を防止できるので、制御の自由度が向上する。なお、機器故障などで入力電流Ｊ１の制御に不具合が生じ、出力電圧Ｖ２が上昇を続けた場合、出力電圧Ｖ２が第３閾値ＴＨ３に達した時点で過電圧と判断し、出力コンデンサ８及び第３コンデンサ１３の保護のために昇圧チョッパ回路２の動作を非常停止する。

なお、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２が第１閾値ＴＨ１に達したときに、第１制御部１０は入力電流Ｊ１を０になるような制御を開始し、その後交流系統の瞬時電圧低下が解消されるまで０の状態を維持し、瞬時電圧低下が解消され交流系統の電圧Ｖ５が復帰したとき高速に瞬時電圧低下前の入力電流Ｊ１に戻すようにすることもできる。

実施の形態２．
図５、図６は、実施の形態２を示すものであり、図５は電力変換装置の構成を示す構成図、図６は電力変換装置における瞬時電圧低下時の昇圧チョッパ回路の出力電圧と入力電流の時間推移を模式的に示す説明図である。図５において、電力変換装置２００は直流直流変換器１３０を有する。直流直流変換器１３０は、昇圧チョッパ回路２を制御する第１制御部３０を有する。この実施の形態においては、第１制御部３０と昇圧チョッパ回路２との間でやりとりする信号Ｓ３の内容が一部異なる（詳細、後述）。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。

第１制御部３０において、実施の形態１と同様に、第１閾値ＴＨ１、第２閾値ＴＨ２及び第３閾値ＴＨ３を設ける。第１閾値ＴＨ１と第２閾値ＴＨ２の間に出力電圧Ｖ２があるとき、図示しない入力電圧制御のために設定する目標入力電流Ｊ１ｓに対し、次の式２の計算式で求まる電流設定係数βを掛け算したものを最終的な目標電流決定値Ｊ１ｄ（＝Ｊ１ｓ×β）として図示しない入力電流制御部に出力する。
電流設定係数β＝｛（Ｖ２−ＴＨ１）／（ＴＨ２−ＴＨ１）｝^２
＝α^２ ・・・（式２）

図６は、前記式２に基づいて制御される昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２及び入力電流Ｊ１の時間推移を示したものである。図６において、昇圧チョッパ回路２の動作中の時間ｔ３１において瞬時電圧低下が発生すると、交流系統２１へ出力できる電力が急減するため直流電源１からの余った電力により出力コンデンサ８が充電され、出力電圧Ｖ２が上昇を開始する。出力電圧Ｖ２が時間ｔ３２において第１閾値ＴＨ１を超えると、目標入力電流Ｊ１ｓの低減が開始され、入力電流Ｊ１が減少し始め、出力電圧Ｖ２の上昇の速度は緩やかになり、例えば第２閾値ＴＨ２に達した時間ｔ３３にて電圧上昇が止まる。

その後、時間ｔ３４にて交流系統２１にて瞬時電圧低下が解消され交流電圧が復帰する。交流電圧の復帰にともない昇圧チョッパ回路２への入力電流Ｊ１が元の目標入力電流Ｊ１ｓに戻るように制御が開始される。交流電圧が復帰した直後は、入力電流Ｊ１が減少しているため、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖ２が低下するが、元々通常使用よりも大きな電圧である第２閾値ＴＨ２に近い電圧となっていた状態からの低下中であり、時間ｔ３５において第１閾値ＴＨ１を下回った段階で、入力電流Ｊ１は瞬時電圧低下前の値に戻るようにされている。なお、時間ｔ３１〜ｔ３４の間が瞬時電圧低下発生中であり、時間ｔ３２〜ｔ３５の間が電流低減モードの期間である。

本実施の形態では、電流設定係数βを、実施の形態１記載の式１に対して２乗した値としたことで、出力電圧Ｖ２の上昇に対してより高速に入力電流Ｊ１を抑制することができる。なお、式２ではαの２乗としているが、１よりも大きい他の乗数Ｋ例えばＫ＝１．２などに選んで、次の式３のように電流設定係数δを決めても同様の効果を奏する。
電流設定係数δ＝｛（Ｖ２−ＴＨ１）／（ＴＨ２−ＴＨ１）｝^Ｋ
＝α^Ｋ ・・・（式３）
但し、Ｋは１以上の数字。
なお、Ｋ＝１としたときが式１、Ｋ＝２としたときが式２である。

実施の形態３．
図７は、実施の形態３である電力変換装置の構成を示す構成図である。図７において、電力変換装置３００は直流交流変換器１４０を有する。直流交流変換器１４０は、第２電圧変換部としての第２昇圧チョッパ回路２７及び第２制御部４０を有する。第２昇圧チョッパ回路２７は、第４コンデンサ２２、入力リアクトル２３、スイッチング素子２４、逆流防止ダイオード２５、端子２７ａ，２７ｂ，２７ｃ，２７ｄを有する。第２昇圧チョッパ回路２７は、昇圧チョッパ回路２とインバータ回路１４との間に直流母線１８Ｐ，１８Ｎ、端子２７ａ，２７ｂ，２７ｃ，２７ｄを介して、図７に示すように挿入され接続されている。なお、図示していない直流母線１８Ｐ，１８Ｎ間の電圧すなわち第２昇圧チョッパ回路２７の入力電圧Ｖ６を検出する電圧センサ、第２昇圧チョッパ回路２７の入力電流Ｊ６を検出する電流センサから第２制御部４０へ第２昇圧チョッパ回路２７の入力電圧Ｖ６及び入力電流Ｊ６が入力されるとともに、第２制御部４０、第２昇圧チョッパ回路２７、インバータ回路１４、遮断器１６等との間で種々の信号Ｓ４がやりとりされる。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。

第２昇圧チョッパ回路２７は、電圧センサにより検出される第２昇圧チョッパ回路２７の入力電圧Ｖ６を定められた目標入力電圧Ｖ６ｓに制御するように、目標入力電圧Ｖ６ｓとセンサにより検出された入力電圧Ｖ６との偏差から比例制御や比例積分制御に代表される制御方法でスイッチング素子２４の通流率を決定する。なお、第２制御部４０は昇圧チョッパ回路２と同様に、第２昇圧チョッパ回路２７へ入力される電力が最大となるように入力電流Ｊ６及び入力電圧Ｖ６を制御する。

本実施の形態においても、直流直流変換器１１０にて、実施の形態１及び実施の形態２と同様に、出力電圧Ｖ２に対して第１閾値ＴＨ１、第２閾値ＴＨ２及び第３閾値ＴＨ３を設ける。第１閾値ＴＨ１と第２閾値ＴＨ２の間に出力電圧Ｖ２があるとき、入力電流Ｊ１の制御のために決定する目標入力電流Ｊ１ｓに、式１〜式３の計算式で求まる電流設定係数を掛け算したものを最終的な目標電流決定値Ｊ１ｄとして図示しない入力電流制御部に出力し、昇圧チョッパ回路２へ入力される入力電力を制限する。

これにより、瞬時電圧低下のような負荷急変に起因する昇圧チョッパ回路２の出力電圧の異常上昇を検出し、過剰な入力電力を抑制することで、電圧上昇を止めることができる。また、交流系統２１の電圧が元の電圧に復帰した場合は昇圧チョッパ回路２の出力電圧は急減するが、それに合わせ、入力電流Ｊ１も元の入力電流に戻るため、瞬時電圧低下発生前の出力電力への高速復帰が可能となる。

実施の形態４．
図８は、実施の形態４である電力変換装置の構成を示す構成図である。図８において、独立した直流電源１が２台あり、２台の直流電源１に対応してそれぞれ直流直流変換器１１０が設けられている。すなわち電力変換装置４００は、２台の直流直流変換器１１０と１台の直流交流変換器１４０を有し、それぞれの昇圧チョッパ回路２の入力側の端子２ａ，２ｂはそれぞれ直流電源１に接続され、昇圧チョッパ回路２の出力側の端子２ｃ，２ｄは直流母線１８Ｐ，１８Ｎに共通に接続されている。直流直流変換器１１０を構成する各昇圧チョッパ回路２は別々の第１制御部１０によりそれぞれ独立して制御されている。その他の構成については、図１に示した実施の形態１あるいは図７に示した実施の形態３と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。

本実施の形態においても、各直流直流変換器１１０の第１制御部１０は、設定された第１閾値ＴＨ１、第２閾値ＴＨ２及び第３閾値ＴＨ３に従ってそれぞれ昇圧チョッパ回路２を制御する。なお、この実施の形態においては、２台の直流直流変換器１１０をその昇圧チョッパ回路２の出力側を並列接続したものについて説明したが、３台以上の昇圧チョッパを並列接続で使用しても同様の効果を奏する。また、後段の直流交流変換器を実施の形態３の図７に示した直流交流変換器１４０としたものを記載しているが、実施の形態１及び実施の形態２で示した直流交流変換器１２０を用いるようにしてもよい。

なお、以上の実施の形態において直流交流変換器１２０，１４０のインバータはフルブリッジのインバータ回路１４としているが、交流系統２１の方式によってハーフブリッジのインバータも利用できる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、上述した各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変更、省略したりすることが可能である。

１ 直流電源、２ 昇圧チョッパ回路、８ 出力コンデンサ、１０ 第１制御部、
１４ インバータ回路、２０ 第２制御部、２１ 交流系統、
２７ 第２昇圧チョッパ回路、３０ 第１制御部、４０ 第２制御部、
１００，２００，３００，４００ 電力変換装置、１１０，１３０ 直流直流変換器、
１２０，１４０ 直流交流変換器。

Claims (10)

1. 直流直流変換器と直流交流変換器とを有する電力変換装置であって、
   前記直流直流変換器は、電圧変換部と平滑コンデンサと第１制御部とを有し、前記電圧変換部の出力側に前記平滑コンデンサが接続されたものであり、
   前記直流交流変換器は、直流交流変換部と第２制御部とを有するものであり、
   前記直流直流変換器の前記電圧変換部の入力側が直流電源に接続され、前記第１制御部は前記電圧変換部を制御して前記直流電源から入力される入力電力の電圧レベルを変換して直流出力として出力するとともに前記直流出力の出力電圧が予め設定された第１閾値を超えたとき前記入力電力を制限して前記出力電圧が過電圧になって前記電圧変換部の動作が停止されるのを防止するものであり、
   前記直流交流変換器の前記直流交流変換部の入力側が前記電圧変換部の出力側に接続されるとともに出力側が交流系統に接続され、前記第２制御部は前記直流交流変換部を制御して前記直流出力を交流に変換して前記交流系統に出力するようにするものである
   電力変換装置。
2. 前記第１制御部は、前記直流電源から前記電圧変換部に入力される入力電流を制御することにより前記入力電力を制限するものであって、前記入力電流を前記出力電圧が前記第１閾値を超えたときその超えた値に応じて制御するものである
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１制御部は、前記入力電流を前記出力電圧が前記第１閾値を超えたときその超えた値に応じて制御するとともに、前記出力電圧が前記第１閾値よりも大きい予め設定された第２閾値に達したときに前記入力電流が零となるように制御するものである
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第１制御部は、前記入力電流を前記出力電圧と前記第１閾値との差及び前記第２閾値と前記第１閾値との差から求められた値に基づいて制御するものである
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記第１制御部は、前記入力電流を前記出力電圧と前記第１閾値との差及び前記第２閾値と前記第１閾値との差から求められた値をＫ乗（Ｋは１より大きい数字）した値に基づいて制御するものである
   請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記電圧変換部は、チョッパ回路である
   請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記直流電源は、複数設けられたものであり、
   前記直流直流変換器は、前記複数設けられた前記直流電源に対応して複数設けられたものであって、前記電圧変換部の前記入力側が前記直流電源にそれぞれ接続され前記出力側が共通に接続されたものである
   請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記直流交流変換部は、フルブリッジ構成のインバータ回路である
   請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記直流交流変換器は、第２電圧変換部を有するものであって、
   前記直流交流変換部は、前記第２電圧変換部を介して前記電圧変換部に接続されたものであり、
   前記第２電圧変換部は前記電圧変換部から入力される前記直流出力の電圧レベルを変換して前記直流交流変換部に供給し、前記直流交流変換部は電圧レベルが変換された前記直流出力を交流に変換するものである
   請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記直流電源は、太陽光電池である
    請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。

Images