JP6511224B2

JP6511224B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP6511224B2
Application number: JP2014088685A
Authority: JP
Inventors: 尊衛嶋田; 庄司　浩幸; 浩幸庄司; 大内　貴之; 貴之大内; 史宏佐藤; 久保　謙二; 謙二久保; 永呉岸本
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Hitachi Astemo Ltd
Priority date: 2014-04-23
Filing date: 2014-04-23
Publication date: 2019-05-15
Anticipated expiration: 2034-04-23
Also published as: DE112015001920T5; WO2015163035A1; US20170117731A1; US10461553B2; JP2015208171A

Description

本発明は、交流電圧を入力してバッテリを充電する電源装置に関する。

近年、地球環境保全への意識の高まりから、電気自動車やプラグインハイブリッド車の普及が望まれている。これらの車には、走行時にモータへ電力供給するメインバッテリが搭載される。このメインバッテリを商用の交流電源から充電するとき，より少ない電力で安全に充電するためには，商用電源とメインバッテリとを絶縁する機能を備えた電源装置が必要になる。この電源装置は、高い変換効率が求められる。特許文献１には，ＡＣ−ＤＣコンバータと共振形ＤＣ−ＤＣコンバータを備え，バッテリ電圧の上昇に伴い共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧を上昇させて変換効率の向上を狙った共振形充電装置が開示されている。

また、これらの車には、走行中にメインバッテリから電装品の補機系の負荷へ電力供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが搭載される。

特開２０１２−８５３７８号公報

メインバッテリの充電を短い時間で完了するためには，入力できる最大電力で充電することが望ましい。したがって，メインバッテリの電圧が低い条件においては充電電流が大きくなるため，特許文献１に開示された共振形充電装置では，共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの電流容量が大きくなりやすい。

また，一般的に絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは，入力電圧範囲を広くすると効率が低下しやすい。したがって，メインバッテリの動作電圧範囲が広い場合には，絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの高効率化が難しくなる。

本発明の目的は，交流電圧を入力してバッテリを充電する効率が高い電源装置を提供することである。

前記目的を達成するために本発明に係る電源装置は，交流電圧を入力して直流のリンク電圧を出力する絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータと，前記リンク電圧を入力してバッテリを充電するとともに前記充電された電力を入力して前記リンク電圧を出力する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと，を備える。

本発明によれば，交流電圧を入力してバッテリを充電する効率が高い電源装置を提供することができる。

実施例１の電源装置１とこれを採用した電気自動車１００の電源システムの概略構成図。実施例１の充電時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する図。実施例１の走行時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する図。実施例２の電源装置１ａの回路構成図。実施例２のメインバッテリ５の電圧Ｖｂとリンク電圧Ｖｌｉｎｋの関係を示す図。実施例２のメインバッテリ５を充電中の電源装置１ａの動作説明図。実施例２のメインバッテリ５を充電中の電源装置１ａの動作説明図。実施例２のメインバッテリ５を充電中の電源装置１ａの動作説明図。実施例３の電源装置１ｂの回路構成図。実施例３の双方向コンバータ３ｃの回路構成図。

以下，本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は，本実施形態の電源装置１と、これを採用した電気自動車１００の電源システムの概略構成図である。電源装置１は，交流電源１０に接続する充電コネクタ１０１と，動力用モータ１０４を駆動するインバータ１０３へ電力供給するコンバータ１０２が接続されたメインバッテリ５と，補機系の低電圧バッテリ６が接続された負荷７に接続されている。

電源装置１は，交流電源１０の電力を入力し，交流電源１０から絶縁したリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２と，このリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力してメインバッテリ５を充電する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３と，リンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力して負荷７に電力供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４とを備える。

図２を用いて，充電時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する。充電時には，絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２は交流電源１０の電力を入力してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力し，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３はリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力してメインバッテリ５を充電する。また，負荷７が電力を消費する場合には，絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４を動作させてリンク電圧Ｖｌｉｎｋから負荷７に電力を供給する。このように充電時には，交流電源１０の電力を用いて，メインバッテリ５の充電と負荷７への電力供給を行う。

図３を用いて，走行時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する。走行時には，メインバッテリ５からコンバータ１０２とインバータ１０３を介して動力用モータ１０４へ電力を供給する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３はメインバッテリ５の電圧を入力してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力し，絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４を動作させてリンク電圧Ｖｌｉｎｋから負荷７に電力を供給する。このように走行時には，メインバッテリ５の電力を用いて，負荷７への電力供給を行う。

このように本実施形態の電源装置１は，リンク電圧Ｖｌｉｎｋとメインバッテリ５との間に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３を備えている。これにより，メインバッテリ５の電圧範囲が広い場合においても，リンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲をメインバッテリ５の電圧範囲よりも狭めることができる。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３を備えない従来の電源装置では，充電時には絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータがメインバッテリ５の電圧を出力することになる。ここで，一般的にコンバータは，入出力電圧範囲が広がると効率が低下しやすく，コストも高くなりやすい。したがって，メインバッテリ５の電圧範囲が広い場合は，絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧範囲が広くなるため，充電時における絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの効率が低下しやすく，コストも高くなりやすいという課題があった。

また，走行時にはメインバッテリ５の電圧が絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧になる。したがって，メインバッテリ５の電圧範囲が広い場合は，絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧範囲が広くなるため，やはり走行時における絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が低下しやすく，コストも高くなりやすいという課題があった。

これに対し本実施形態の電源装置１では，充電時における絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧範囲はリンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲である。また，走行時における絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４の入力電圧範囲もリンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲である。前述のように，リンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲はメインバッテリ５の電圧範囲よりも狭めることができる。このため本実施形態の電源装置１では，絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧範囲や，絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧範囲を従来よりも狭めることが可能であり，充電時，走行時ともに高効率化と低コスト化を図ることができる。

図４は，本実施形態の電源装置１ａの回路構成図である。この電源装置１ａは，交流電源１０の電力を入力し，交流電源１０から絶縁したリンク電圧ＶｌｉｎｋをノードＮｄ１−Ｎｄ２間に出力する絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａと，このリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力してメインバッテリ５を充電する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａと，リンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力して負荷７に電力供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａと，これらのコンバータを制御する制御手段１１とを備える。

絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａは，交流電源１０の電圧を入力して直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣ回路８ａと，このＡＣ−ＤＣ回路８ａが出力した直流電圧を入力して絶縁したリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力するＤＣ−ＤＣ回路９ａと、を備える。

ＡＣ−ＤＣ回路８ａでは，ブリッジ接続されたダイオードＤ１１〜Ｄ１４により交流電源１０の電圧を全波整流している。この全波整流された電圧は，平滑インダクタＬ１と，スイッチング素子Ｑ１０と，ダイオードＤ１０と，平滑コンデンサＣ１により構成された昇圧チョッパ回路に入力されている。ＡＣ−ＤＣ回路８ａは，平滑コンデンサＣ１の両端間に直流電圧を出力する。制御手段１１は，交流電源１０からの入力電流を交流電源１０の電圧と概ね相似な正弦波状に制御する力率改善制御を備えている。

ＤＣ−ＤＣ回路９ａは，共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１が直列接続された巻線Ｎ１と，巻線Ｎ２とを磁気結合するトランスＴ１を備えている。ここで，トランスＴ１の漏れインダクタンスや配線インダクタンスにより，共振インダクタＬｒ１を省略する場合もある。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をフルブリッジ接続したスイッチング回路により，入力した平滑コンデンサＣ１の電圧から矩形波状電圧を生成し，共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１と巻線Ｎ１の直列接続体に印加して巻線Ｎ１に共振電流を流す。ダイオードＤ２１〜Ｄ２４をブリッジ接続した整流回路により，巻線Ｎ２に誘導された電流を整流して平滑コンデンサＣ２により平滑し，ノードＮｄ１−Ｎｄ２間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されている。

このようにＤＣ−ＤＣ回路９ａは共振形コンバータを構成しており，基本的にはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させて出力を制御する。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは，端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に接続された平滑コンデンサＣ３と，端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と，このスイッチング素子Ｑ６の両端間に直列接続された平滑インダクタＬ２および平滑コンデンサＣ４とを備え，平滑コンデンサＣ４の両端間を端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間としている。端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋが接続され，端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間にメインバッテリ５が接続されている。スイッチング素子Ｑ５とＱ６には、それぞれダイオードＤ５とＤ６が接続されている。

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは，ノードＮｄ１−Ｎｄ２間に接続された平滑コンデンサＣ５の両端間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力し，平滑コンデンサＣ６の両端間に接続された負荷７に電力を供給する。

共振インダクタＬｒ１０が直列接続された巻線Ｎ１０と，巻線Ｎ１１，Ｎ１２とを磁気結合するトランスＴ１０を備えている。ここで，トランスＴ１０の漏れインダクタンスや配線インダクタンスにより，共振インダクタＬｒ１０を省略する場合もある。フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４により，平滑コンデンサＣ５の電圧を用いて巻線Ｎ１０に電圧を印加し，巻線Ｎ１１，Ｎ１２に生じた電圧をダイオードＤＳ１，ＤＳ２を介して平滑インダクタＬ３に印加して電流を流し，平滑コンデンサＣ６により電圧を平滑して負荷７に出力する。なおスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４には、それぞれダイオードＤＨ１〜ＤＨ４が並列に接続される。

ダイオードＤＳ１，ＤＳ２に，それぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は，ダイオードＤＳ１，ＤＳ２が導通している期間にスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオン状態にすることで，ダイオードＤＳ１，ＤＳ２の電流をスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に分流して損失を低減する同期整流を実施できる。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６，Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２には，それぞれダイオードＤ１〜Ｄ６，ＤＨ１〜ＤＨ４，ＤＳ１，ＤＳ２が逆並列接続されている。ここで，スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６，Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は，ダイオードＤ１〜Ｄ６，ＤＨ１〜ＤＨ４，ＤＳ１，ＤＳ２としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。また，並列に接続されている平滑コンデンサＣ２，Ｃ３，Ｃ５のうち２つは省略できる場合がある。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６，Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２は，制御手段１１によって制御される。制御手段１１には，交流電源１０の全波整流電圧を検出する電圧センサ２１と，ＡＣ−ＤＣ回路８ａが出力する直流電圧を検出する電圧センサ２２と，リンク電圧Ｖｌｉｎｋを検出する電圧センサ２３と，平滑コンデンサＣ４の電圧すなわちメインバッテリ５の電圧を検出する電圧センサ２４と，絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの出力電圧を検出する電圧センサ２５と，交流電源１０の全波整流電流を検出する電流センサ３１と，ＤＣ−ＤＣ回路９ａの出力電流を検出する電流センサ３２と，平滑インダクタＬ２の電流すなわちメインバッテリ５の電流を検出する電流センサ３３と，絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの出力電流を検出する電流センサ３４が接続されている。

前述のように，ＤＣ−ＤＣ回路９ａは共振形コンバータを構成しており，基本的にはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させることにより，巻線Ｎ１，Ｎ２に流れる共振電流の大きさを調整して出力を制御する。具体的には，スイッチング周波数を高くして出力電圧を低下（出力電力を減少）させ，逆にスイッチング周波数を低くして出力電圧を上昇（出力電力を増加）させる。したがって，出力電圧範囲を広くするためには，スイッチング周波数の変化範囲を広くする必要がある。しかしながら，スイッチング周波数を高くしすぎるとスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の遮断電流が増加してスイッチング損失が増加する。また，スイッチング周波数を低くしすぎるとスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４や巻線Ｎ１，Ｎ２に流れる電流のピーク値が増加して導通損失が増加する場合がある。したがって，ＤＣ−ＤＣ回路９ａの出力電圧範囲すなわち絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａの出力電圧範囲を広くすると，損失が増加して効率が低下しやすい。

また，絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは，スイッチング素子Ｈ１（Ｈ２）とスイッチング素子Ｈ４（Ｈ３）とが，ともにオン状態になる期間の時間的割合（以下，デューティ）を変化させることにより，巻線Ｎ１０に電圧を印加する時間的割合を調整して出力を制御する。デューティを増加するほど出力電力が大きくなる。スイッチング素子Ｈ１（Ｈ２）とスイッチング素子Ｈ４（Ｈ３）とを同時にオンオフさせれば，デューティが最大になる。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が低下した場合には，デューティを増加させることにより，出力電力の低下を抑制することができる。しかしながら更に入力電圧が低下すると，デューティを最大にしても所望の出力電力を得ることができなくなる。入力電圧が低い条件においても所望の出力電力を得られるようにするためには，トランスの巻数比（巻線Ｎ１１の巻数／巻線Ｎ１０の巻数，巻線Ｎ１２の巻数／巻線Ｎ１０の巻数）を大きくすればよい。巻数比を大きくすれば，入力電圧が低い時にも巻線Ｎ１１，Ｎ１２に高い電圧が生じるようになるため，大きな出力電力を得やすくすることができる。

しかしながら，このように巻数比を大きくすると，入力電圧が高くなった時には，巻線Ｎ１１，Ｎ１２には更に高い電圧が生じてしまう。このため，スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２やダイオードＤＳ１，ＤＳ２に印加される電圧も高くなり，スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２やダイオードＤＳ１，ＤＳ２として耐圧の高い素子が必要になる。一般的に，スイッチング素子やダイオードは耐圧が高くなると損失も大きくなる。したがって，絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは，その入力電圧範囲を広くすると，損失が増加して効率が低下しやすい。

ここで，本実施形態の電源装置１は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを備えており，メインバッテリ５の電圧範囲よりもリンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲を狭めることが可能である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは，交流電源１０からメインバッテリ５を充電する場合にはスイッチング素子Ｑ５をスイッチング動作させて端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間から入力した電力を端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間に出力する。また，メインバッテリ５から負荷７に電力供給する場合にはスイッチング素子Ｑ６をスイッチング動作させて端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間から入力した電力を端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に出力する。このとき，スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のオン時間比率を制御することにより，リンク電圧Ｖｌｉｎｋをメインバッテリ５の電圧以上の範囲で自由な電圧値，例えば概ね一定の電圧に維持することができる。

また，スイッチング素子Ｑ５をオン状態，スイッチング素子Ｑ６をオフ状態にそれぞれ固定すればスルー動作となり，端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間と端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間との間が平滑インダクタＬ２を介して直流的には実質的に短絡できる。このスルー動作を実施すると，スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をスイッチング動作させないためスイッチング損失や平滑インダクタＬ２のコア損失を抑制しつつ，リンク電圧Ｖｌｉｎｋをメインバッテリ５の電圧と概ね等しい電圧値に維持できる。

この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａにより，メインバッテリ５の電圧範囲よりもリンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲を狭めることができるため，交流電源１０からメインバッテリ５を充電する場合における絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａの出力電圧範囲を比較的狭くできるので効率低下を抑制できる。また，メインバッテリ５から負荷７に電力供給する場合における絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力電圧範囲を比較的狭くできるので効率低下を抑制できる。したがって，本実施形態の電源装置１は，高い効率で交流電源１０からメインバッテリ５を充電でき，また高い効率でメインバッテリ５から負荷７に電力供給することができる。

前述のように双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をスイッチング動作させると，スイッチング損失や平滑インダクタＬ２のコア損失が発生するため，リンク電圧Ｖｌｉｎｋを一定電圧に維持すると，逆に効率が低下する場合がある。この場合は，リンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲を狭めることによる効率向上（損失低減）効果が，スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をスイッチング動作させることによる効率低下（損失増大）分より小さい場合に，スルー動作させるようにすればよい。

一例として，図５にメインバッテリ５の電圧Ｖｂとリンク電圧Ｖｌｉｎｋの関係を示す。ＶｂＬはメインバッテリ５の電圧下限，ＶｂＨはメインバッテリ５の電圧上限である。ここでは，メインバッテリ５の電圧Ｖｂがしきい値Ｖｔｈ以下の場合には，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａをスイッチング動作させてリンク電圧Ｖｌｉｎｋをリンク電圧下限ＶｌｉｎｋＬに維持している。一方，メインバッテリ５の電圧Ｖｂがしきい値Ｖｔｈ以上の場合には，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａをスルー動作させて双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａでの損失を抑制しつつリンク電圧Ｖｌｉｎｋをメインバッテリ５の電圧Ｖｂと概ね等しくしている。この動作により，リンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲は，リンク電圧下限ＶｌｉｎｋＬ（≒しきい値Ｖｔｈ）からリンク電圧上限ＶｌｉｎｋＨ（≒メインバッテリ５の電圧上限ＶｂＨ）までとなり，メインバッテリ５の電圧範囲より狭くなっている。

図５において，しきい値Ｖｔｈを高く設定すると，リンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲が狭くなるため絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａや絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの損失は減少するが，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａがスルー動作する機会が減るため双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａのスイッチング動作に伴う損失が発生する機会は増加する。一方，しきい値Ｖｔｈを低く設定すると，リンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲が広くなるため絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａや絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの損失は増加するが，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａがスルー動作する機会が増えるため双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａのスイッチング動作に伴う損失が発生する機会は減少する。以上を考慮して，電源装置１ａにおける全体の損失が小さくなるようにしきい値Ｖｔｈを決めればよい。

図６〜８は，メインバッテリ５の充電中におけるリンク電圧Ｖｌｉｎｋ，ＡＣ−ＤＣ回路８ａの出力電圧すなわちＤＣ−ＤＣ回路９ａの入力電圧Ｖｄｃ，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間への出力電圧Ｖｏｕt（≒メインバッテリ５の電圧），出力電力Ｐｏｕｔ，出力電流Ｉｏｕt，ＤＣ−ＤＣ回路９ａのスイッチング周波数ｆｓｗの時間Ｔｉｍeによる変化を表している。

図６において，期間ａ１では双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａをスイッチング動作させ，リンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力電圧Ｖｏｕtより高く維持し，ＤＣ−ＤＣ回路９ａが効率良く動作できるようにしている。メインバッテリ５の充電に伴い，出力電圧Ｖｏｕtが上昇していきリンク電圧Ｖｌｉｎｋに達すると期間ａ２になり，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａをスイッチング動作からスルー動作に切り替えて双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの損失を抑制している。出力電圧Ｖｏｕtの上昇とともにリンク電圧Ｖｌｉｎｋも上昇するため，ＤＣ−ＤＣ回路９ａのスイッチング周波数ｆｓｗを低下させている。出力電圧Ｖｏｕtが充電終了電圧に達すると期間ａ３になり，出力電流Ｉｏｕｔを低下させて出力電圧Ｖｏｕtを充電終了電圧に維持している。

このように図６の動作では，メインバッテリ５の電圧が低い場合には双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａをスイッチング動作させることにより，ＤＣ−ＤＣ回路９ａが高い効率で動作できるようにリンク電圧Ｖｌｉｎｋをメインバッテリ５の電圧より高くしている。一方，ＤＣ−ＤＣ回路９ａが比較的高い効率で動作できる程度にメインバッテリ５の電圧が高い場合には，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａをスルー動作させて双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの損失を抑制している。

図７において，期間ｂ１の動作は図６の期間ａ１と同様である。期間ｂ２になると，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａをスイッチング動作からスルー動作に切り替えて損失を抑制するとともに，リンク電圧Ｖｌｉｎｋの上昇とともにＤＣ−ＤＣ回路９ａの入力電圧Ｖｄｃを上昇させることにより，ＤＣ−ＤＣ回路９ａのスイッチング周波数ｆｓｗの低下を抑制している。ＤＣ−ＤＣ回路９ａの入力電圧Ｖｄｃの上昇を終了すると期間ｂ３になり，リンク電圧Ｖｌｉｎｋの上昇とともにＤＣ−ＤＣ回路９ａのスイッチング周波数ｆｓｗを低下させている。期間ｂ４の動作は図６の期間ａ３と同様であるが，ＤＣ−ＤＣ回路９ａの入力電圧Ｖｄｃが高い分だけＤＣ−ＤＣ回路９ａのスイッチング周波数ｆｓｗの低下は少なくなっている。

このように図７の動作では，図６の動作に加えて，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａをスルー動作させている期間に，リンク電圧Ｖｌｉｎｋの上昇とともにＤＣ−ＤＣ回路９ａの入力電圧Ｖｄｃを上昇させる期間を設けている。これにより，ＤＣ−ＤＣ回路９ａのスイッチング周波数ｆｓｗの低下を抑制し，ＤＣ−ＤＣ回路９ａにおける損失を更に低減している。

図８において，期間ｃ１の動作は図６の期間ａ１と同様である。この期間ｃ１におけるリンク電圧Ｖｌｉｎｋは，ＤＣ−ＤＣ回路９ａと双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの合計の効率が高くなるように決めているが，出力電圧Ｖｏｕtが上昇し，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａをスルー動作させることによる効率向上よりも，リンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力電圧Ｖｏｕtまで低下させたときのＤＣ−ＤＣ回路９ａのスイッチング周波数ｆｓｗの上昇によるＤＣ−ＤＣ回路９ａの効率低下の影響の方が小さくなった場合には，出力電圧Ｖｏｕtがリンク電圧Ｖｌｉｎｋに達する前に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａをスルー動作させて期間ｃ２に移行している。期間ｃ３〜ｃ５の動作は図７の期間ｂ２〜ｂ４と同様である。

このように図８の動作では，図７の動作に加えて，出力電圧Ｖｏｕtがリンク電圧Ｖｌｉｎｋに達する前に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａをスルー動作させることにより，ＤＣ−ＤＣ回路９ａと双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの合計の効率を更に高めている。

なお，図７において，期間ｂ２におけるＤＣ−ＤＣ回路９ａの入力電圧Ｖｄｃを上昇させる時間的傾きを小さくすることで，ＤＣ−ＤＣ回路９ａの入力電圧Ｖｄｃの上昇とともにＤＣ−ＤＣ回路９ａのスイッチング周波数ｆｓｗを徐々に低下させた方が効率が高くなる場合もある。また，期間ｂ４において出力電流Ｉｏｕｔを減少させるためにＤＣ−ＤＣ回路９ａのスイッチング周波数ｆｓｗが高くなりすぎてしまう場合には，ＤＣ−ＤＣ回路９ａの入力電圧Ｖｄｃを低下させた方が効率が高くなる場合もある。図８においても同様である。

図９は，本実施形態の電源装置１ｂの回路構成図である。この電源装置１ｂは，交流電源１０の電力を入力し，交流電源１０から絶縁したリンク電圧ＶｌｉｎｋをノードＮｄ１１−Ｎｄ１２間に出力する絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ｂと，このリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力してメインバッテリ５を充電する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂと，リンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力して負荷７に電力供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ｂとを備える。絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ｂは，交流電源１０の電圧を入力して直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣ回路８ｂと，このＡＣ−ＤＣ回路８ｂが出力した直流電圧を入力して絶縁したリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力するＤＣ−ＤＣ回路９ｂとを備える。

ＡＣ−ＤＣ回路８ｂでは，平滑コンデンサＣ１の両端間に平滑インダクタＬ１１の一端で直列接続されたダイオードＤ１５およびスイッチング素子Ｑ１１と，平滑コンデンサＣ１の両端間に平滑インダクタＬ１２の一端で直列接続されたダイオードＤ１６およびスイッチング素子Ｑ１２とを備え，平滑インダクタＬ１１の他端と平滑インダクタＬ１２の他端との間に交流電源１０からの電流を入力し，平滑コンデンサＣ１の両端間に直流電圧を出力するブリッジレス回路となっている。このブリッジレス回路であるＡＣ−ＤＣ回路８ｂは，実施例２のＡＣ−ＤＣ回路８ａと比べ，効率が高いという利点がある。

ＤＣ−ＤＣ回路９ｂは，実施例２のＤＣ−ＤＣ回路９ａと比べ，共振コンデンサＣｒ１を共振コンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２とし，フルブリッジ接続された逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４を備えるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち，スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と逆並列ダイオードＤ３，Ｄ４を，共振コンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２に置き換えたハーフブリッジ回路とした点と，ブリッジ接続されたダイオードＤ２１〜Ｄ２４のうち，ダイオードＤ２３，Ｄ２４を，それぞれ平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２に置き換えた点が異なっており，ノードＮｄ１１−Ｎｄ１２間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する。このＤＣ−ＤＣ回路９ｂは，実施例２のフルブリッジ回路を採用したＤＣ−ＤＣ回路９ａと比べ，回路を簡素化しやすい。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂは，端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に接続された平滑コンデンサＣ３と，端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と，このスイッチング素子Ｑ６の両端間に直列接続された平滑インダクタＬ２１およびスイッチング素子Ｑ８と，このスイッチング素子Ｑ８の両端間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ７および平滑コンデンサＣ４とを備え，平滑コンデンサＣ４の両端間を端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間としている。端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋが接続され，端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間にメインバッテリ５が接続されている。

この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂは，Ｈブリッジ回路を構成しており，リンク電圧Ｖｌｉｎｋとメインバッテリ５の電圧との大小関係によらず，リンク電圧Ｖｌｉｎｋを自由な電圧値に制御することができる。もちろん，スイッチング素子Ｑ５，Ｑ７をオン状態，スイッチング素子Ｑ６，Ｑ８をオフ状態にそれぞれ固定すれば，実施例２の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａと同様にスルー動作が実施できる。

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ｂは，ノードＮｄ１１−Ｎｄ１２間に接続された平滑コンデンサＣ５の両端間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力し，平滑コンデンサＣ６の両端間に接続された負荷７に電力を供給する。共振インダクタＬｒ１０が直列接続された巻線Ｎ１０と，巻線Ｎ１３とを磁気結合するトランスＴ１１を備えている。フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４により，平滑コンデンサＣ５の電圧を用いて巻線Ｎ１０に電圧を印加し，巻線Ｎ１３に生じた電圧をダイオードＤＳ１，ＤＳ２を介して平滑インダクタＬ３２，Ｌ３１に印加して電流を流し，平滑コンデンサＣ６により電圧を平滑して負荷７に出力する。ダイオードＤＳ１，ＤＳ２に，それぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は同期整流を実施できる。この絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ｂは，実施例２の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａと比べて巻線の数を低減することができる。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５〜Ｑ８，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２には，それぞれダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ５〜Ｄ８，ＤＱ１１，ＤＱ１２，ＤＨ１〜ＤＨ４，ＤＳ１，ＤＳ２が逆並列接続されている。

なお，リンク電圧Ｖｌｉｎｋよりメインバッテリ５の電圧の方が常に高い場合には，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂを図１０に示す双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃに置き換えることができる。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃは，端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に接続された平滑コンデンサＣ３と，端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に直列接続された平滑インダクタＬ２２およびスイッチング素子Ｑ８と，このスイッチング素子Ｑ８の両端間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ７および平滑コンデンサＣ４とを備え，平滑コンデンサＣ４の両端間を端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間としている。

この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃは，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂに比べて簡素化しつつ，高いメインバッテリ５の電圧に対応可能である。もちろん，スイッチング素子Ｑ７をオン状態，スイッチング素子Ｑ８をオフ状態にそれぞれ固定すればスルー動作が実施できる。

以上，実施例１〜３で説明したように，それぞれの実施形態の電源装置は，直流のリンク電圧とメインバッテリとの間に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備え，メインバッテリから負荷へ電力供給する場合には，メインバッテリよりも電圧範囲の狭いリンク電圧を生成して絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに供給する。このとき，必ずしも本実施形態の電源装置が絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えていなくても構わない。例えば，本実施形態の電源装置に，リンク電圧を出力できるよう端子を備えてもよい。

１，１ａ，１ｂ…電源装置、２，２ａ，２ｂ…絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ、３，３ａ，３ｂ，３ｃ…双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、４，４ａ，４ｂ…絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ、８ａ，８ｂ…ＡＣ−ＤＣ回路、９ａ，９ｂ…ＤＣ−ＤＣ回路、５…メインバッテリ、６…低電圧バッテリ、７…負荷、１０…交流電源、１１…制御手段、２１，２２，２３，２４，２５…電圧センサ、３１，３２，３３，３４…電流センサ、１００…電気自動車、１０１…充電コネクタ、１０２…コンバータ、１０３…インバータ、１０４…動力用モータ、Ｖｌｉｎｋ…リンク電圧、Ｑ１〜Ｑ８，Ｑ１０〜Ｑ１２，Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２…スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ８，Ｄ１０〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２４，ＤＱ１１，ＤＱ１２，ＤＨ１〜ＤＨ４，ＤＳ１，ＤＳ２…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ６…平滑コンデンサ、Ｌ１〜Ｌ３，Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ３１，Ｌ３２…平滑インダクタ、Ｃｒ１，Ｃｒ１１，Ｃｒ１２…共振コンデンサ、Ｌｒ１，Ｌｒ１０…共振インダクタ、Ｔ１，Ｔ１０，Ｔ１１…トランス、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ１０〜Ｎ１３…巻線、Ｔｍ１〜Ｔｍ４…端子、Ｎｄ１，Ｎｄ２，Ｎｄ１１，Ｎｄ１２…ノード。

Claims

交流電圧を入力して直流のリンク電圧を出力する絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータと、
前記リンク電圧を入力してバッテリを充電するとともに前記充電された電力を入力して前記リンク電圧を出力する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備え、
前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記リンク電圧が前記バッテリ電圧よりも大きい電圧値である予め定められたリンク電圧下限値となるように、少なくとも１つのスイッチング素子をスイッチング制御する第１スイッチング動作モードと、
前記リンク電圧が前記リンク電圧下限値より大きい電圧値であって前記バッテリ電圧と等しくなるように、前記少なくとも１つのスイッチング素子をオン状態にして前記リンク電圧が印加される第１の端子間と前記バッテリが接続される側である第２の端子間との間を直流的に短絡する第２スイッチング動作モードと、
を備える電源装置。
請求項１に記載の電源装置であって、
前記リンク電圧から電力供給する電源装置。
請求項１または２に記載の電源装置であって、
前記リンク電圧を入力して負荷に電力供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを備える電源装置。
請求項３に記載の電源装置であって、
前記交流電圧から前記バッテリに電力供給する第１の動作モードと、
前記バッテリから前記負荷に電力供給する第２の動作モードと、を備える電源装置。
請求項４に記載の電源装置であって、
前記交流電圧から前記バッテリおよび前記負荷に電力供給する第３の動作モードと、を備える電源装置。
請求項１ないし５に記載のいずれかの電源装置であって、
前記バッテリの電圧範囲は、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが定常的に電力を入出力している場合における前記リンク電圧の動作範囲より広い電源装置。
請求項１に記載の電源装置であって、
前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の端子間に直列接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の両端間に直列接続された平滑インダクタおよび平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端間を前記第２の端子間とする電源装置。
請求項１に記載の電源装置であって、
前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の端子間に直列接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の両端間に直列接続された平滑インダクタおよび第３のスイッチング素子と、前記第３のスイッチング素子の両端間に直列接続された第４のスイッチング素子および平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端間を前記第２の端子間とする電源装置。
請求項１ないし８のいずれかに記載の電源装置であって、
前記絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、前記交流電圧を入力して直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣ回路と、前記ＡＣ−ＤＣ回路が出力した直流電圧を入力して前記リンク電圧を出力するＤＣ−ＤＣ回路と、を備え、
前記ＤＣ−ＤＣ回路は、前記ＤＣ−ＤＣ回路の入出力間を絶縁する機能を備える電源装置。
請求項９に記載の電源装置であって、
前記ＤＣ−ＤＣ回路は、前記ＡＣ−ＤＣ回路が出力した直流電圧を入力するとともに矩形波状電圧を出力して１次巻線に電流を流すスイッチング回路と、２次巻線の電流を入力するとともに整流して前記リンク電圧を出力する整流回路と、前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと、前記１次巻線及び／又は前記２次巻線と直列接続された共振コンデンサ及び共振インダクタと、を備えた共振形コンバータである電源装置。