JP2005176499A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】電圧変換用トランスの飽和による変換効率の低下の恐れをなくして電圧変換用トランスの小型化を可能にすると共に、スイッチング損失を抑制して変換効率を高めることが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること。
【解決手段】トランス１の二次側にはＬＣ共振回路３が挿入されている。駆動手段４で一対のスイッチング手段２−１，２−２を交互にオン・オフすると、トランス１を介して二次側に出力が得られる。電流検出用変流器５と電流値検知部６と電流値比較部７は、ＬＣ共振回路３の作動による共振電流の値の半サイクル毎の差異を検出する。この検出結果に応じて、駆動手段４は半サイクル毎の共振電流値が揃うようにスイッチング手段２−１，２−２のオン・デューティを自動調整する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、電圧変換用のトランスの磁気飽和を抑制し、トランスの小型化を図ると共に、スイッチング損失を抑制して変換効率を高めることができるＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
電流共振方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング手段に直列に接続された共振回路を備え、スイッチング手段を共振回路の共振周波数でオン・オフ駆動する。図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータの原理を示す図である。トランス１の１次側には、例えば４つのスイッチング素子のブリッジ接続構成からなる一対のスイッチング手段２−１，２−２が設けられ、２次側には共振回路３が設けられる。共振回路３は、共振用チョーク（リアクトル）と共振用コンデンサからなる。なお、２次側には、さらに整流、平滑手段が設けられるが図示していない。
駆動手段４により一対のスイッチング手段２−１，２−２を共振回路３の共振周波数で交互にオン・オフ駆動すると、そのオン・オフ駆動周波数に従った周波数でトランス１を介して昇圧あるいは降圧が行われる。
このときの共振回路３の共振周波数ｆは、共振回路３におけるチョークのインダクタンスをＬとし、コンデンサのキャパシタンスをＣとすると、ｆ＝１／２π√ＬＣで表され、例えばＬ＝130μＨ、Ｃ＝0.47μＦであると、ｆ≒20.4ＫＨｚとなる。
実際上では、ＤＣ−ＤＣコンバータの共振回路３を構成するチョークやコンデンサなどの素子は、素子定数（インダクタンス，キャパシタンス）にバラツキがあり、また、素子定数は経年変化し、さらに温度特性に従って周囲温度に応じて変化する。このバラツキや変化に伴って一対のスイッチング手段２−１，２−２のオン・オフ駆動周波数と共振回路３の共振周波数とにずれが生じると、スイッチング損失が大きくなり、十分な性能を得ることができなくなる。
下記特許文献１には、入力電圧および出力電流に基づきスイッチング手段に共振電流が流れている時間を算出し、スイッチング手段のオン時点からの経過時間が、算出された時間になった時点でスイッチング手段をオフに切り替えることにより、スイッチング手段の駆動周波数と共振回路の共振周波数とのずれをなくすことが提案されている。
特開２００２−５８２４０号公報
上記特許文献１によれば、スイッチング手段の駆動周波数と共振回路の共振周波数とのずれをなくすことができる。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータは、図４に示したように、半導体スイッチング素子からなる一対のスイッチング手段を交互にオン・オフ駆動するブリッジ型あるいはハーフブリッジ型として構成されるのが一般的であり、そのようなＤＣ−ＤＣコンバータでは、半導体スイッチング素子のバラツキや回路配線の取り回しによるインダクタンスなどに起因して共振電流の値に半サイクル毎の差異が発生する場合がある。
図５は、一対のスイッチング手段２−１，２−２を交互にオン・オフ駆動したときに流れる電流の波形図であり、同図（ａ）は、スイッチング手段２−１のオン時に流れる電流の値（電流値１）とスイッチング手段２−２のオン時に流れる電流の値（電流値２）とが等しい場合、同図（ｂ）は、電流値１が電流値２より小さい場合、同図（ｃ）は、電流値１が電流値より大きい場合である。
共振電流の値に半サイクル毎の差異が発生すると、その差異による直流オフセットにより電圧変換用トランスに飽和が起こり、変換効率が低下することがある。この直流オフセットに起因した変換効率の低下の恐れをなくすためにはトランスを大型化してその容量を大きくする必要がある。
また、共振電流の直流オフセットにより、共振電流の零クロス点に極めて近い時点にスイッチング手段のスイッチングタイミングを維持することが難しくなり、スイッチング損失の増大を避けることが難しい。
本発明の目的は、上記課題を解決し、電圧変換用トランスの飽和による変換効率の低下の恐れをなくすとともに、電圧変換用トランスの小型化を可能にし、かつスイッチング手段のスイッチングタイミングを共振電流の零クロス点付近に維持してスイッチング損失を抑制することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
上記課題を解決するため、本発明は、１次側端子と、２次側端子と、１次側巻線および２次側巻線を有し電圧変換比を決定するトランスと、前記１次側端子と前記１次側巻線との間に挿入された一対のスイッチング手段と、前記一対のスイッチング手段に直列に接続された共振用リアクトルおよびこの共振用リアクトルと共振する共振用コンデンサからなるＬＣ共振回路と、前記一対のスイッチング手段を交互にオン・オフさせる駆動手段とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記ＬＣ共振回路の作動による共振電流を検出する共振電流検出手段と、前記共振電流検出手段の検出出力を前記駆動手段へフィードバックする手段とを設け、前記駆動手段は、前記共振電流検出手段の検出出力に基づいて、前記一対のスイッチング手段オン時の共振電流が相互にほぼ等しくなるようにオン時間を補正して前記一対のスイッチング手段を駆動する点に第１の特徴がある。
また、本発明は、前記共振電流検出手段を前記トランスの１次側に設けた点に第２の特徴がある。
また、本発明は、低圧側端子と、高圧側端子と、低圧側巻線および高圧側巻線を有し電圧変換比を決定するトランスと、前記低圧側端子と前記低圧側巻線との間に挿入された低圧側の一対のスイッチング手段と、前記高圧側端子と前記高圧側巻線との間に挿入された高圧側の一対のスイッチング手段と、前記低圧側の一対のスイッチング手段の各スイッチング素子に並列接続された低圧側整流素子と、前記高圧側の一対のスイッチング手段の各スイッチング素子に並列接続された高圧側整流素子と、前記低圧側の一対のスイッチング手段のスイッチング素子および前記高圧側の一対のスイッチング手段のスイッチング素子をオン・オフ駆動する駆動手段とを備えた双方向のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記高圧側巻線と前記高圧側の一対のスイッチング手段との間もしくは前記低圧側巻線と前記低圧側の一対のスイッチング手段との間にＬＣ共振回路を設けると共に、前記ＬＣ共振回路の作動による共振電流を検出する共振電流検出手段と、前記共振電流検出手段の検出出力を前記駆動手段へフィードバックする手段とを設け、前記駆動手段は、前記共振電流検出手段の検出出力に基づいて、前記低圧側の一対のスイッチング手段あるいは前記高圧側の一対のスイッチング手段オン時の共振電流の値が相互にほぼ等しくなるようにオン時間を補正して前記低圧側の一対のスイッチング手段あるいは前記高圧側の一対のスイッチング手段を駆動する点に第３の特徴がある。
また、本発明は、前記ＬＣ共振回路を前記高圧側巻線と前記高圧側の一対のスイッチング手段との間に設けた点に第４の特徴がある。
さらに、本発明は、前記低圧側の一対のスイッチング手段および前記高圧側の一対のスイッチング手段はいずれも、４つのスイッチング素子をブリッジ接続して構成される点に第５の特徴がある。
本発明の第１の特徴によれば、一対のスイッチング手段に流れる共振電流の値を常にほぼ同じに揃えることができるので、直流オフセットが発生するのを防ぐことができる。この結果、電圧変換用トランスが飽和する恐れをなくすことができるので、小型のトランスで効率のよい変換を行うことができる。また、スイッチング手段のスイッチングタイミングを共振電流の零クロス点付近に維持することが可能となるため、スイッチング損失を抑制することが可能になる。さらに、半導体スイッチング素子の素子定数に製造段階でバラツキがあったり、ＤＣ−ＤＣコンバータへの組み込み後にその素子定数に経年変化や周囲温度に応じた変化などがあったりしても、一対のスイッチング手段に流れる共振電流の値はほぼ同じに自動調整されるので、回路や素子の設計が容易になる。
また、第２の特徴によれば、共振電流検出手段と駆動手段との電圧基準ラインを共通にできるので、共振電流検出手段と駆動手段との間の絶縁が不要になる。
また、第３の特徴によれば、低圧側スイッチング手段と高圧側スイッチング手段を同一の駆動タイミングで動作させることにより、双方向で電力を融通し合う変換が可能になり、その場合の直流オフセットに起因する変換効率の低下の恐れをなくすことができる。また、スイッチング手段のスイッチングによる電流波形がＬＣ共振回路で正弦波状にされるので、共振電流の零クロス点付近にスイッチング素子のオフタイミングを設定することが可能になる。したがって、零クロス点付近でのスイッチングが可能になり、スイッチング損失を大幅に抑制することが可能になる。
また、第４の特徴によれば、ＬＣ共振回路が設けられる高圧側は、電流値が小さいので、ＬＣ共振回路での損失を抑制することができる。
さらに、第５の特徴によれば、高圧側および低圧側のスイッチング手段および整流素子は、いわゆるブリッジ型の単相インバータを構成するので、トランスの構造を簡素化することができる。また、トランスの伝送遅れなどに伴ってスイッチング素子の短絡防止デッドタイムを大きくとったり、スイッチング素子の駆動時間を短くしたりする必要がないため、変換効率を高めることが可能になる。
以下、図面を参照して本発明を説明する。図１は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの原理を示す回路図である。以下では図４と同一あるいは同等部分は同一符号で示す。図１が図４と異なるのは、共振回路３の作動による共振電流を検出する共振電流検出手段を備え、これにより検出された共振電流の値を駆動手段４にフィードバックする点である。共振電流検出手段は、例えばトランス１の一次側の共振電流が流れるラインに対して配置された共振電流検出用変流器５、検出された共振電流の値を検知する電流値検知部６および検知された共振電流値を閾値と比較し、その結果を駆動手段４にフィードバックする電流値比較部７で構成される。
次に、図１の動作を説明する。駆動手段４は、まず、共振回路３の回路素子の素子定数に基づいて設定された共振周波数で一対のスイッチング手段２−１，２−２を交互にオン・オフ駆動する。これによりトランス１の１次側から２次側へのＤＣ−ＤＣ変換が行われる。
共振電流検出用変流器５はトランス１の１次側巻線に流れる共振電流を検出し、電流値検知部６は共振電流検出用変流器５で検出された共振電流の半サイクル毎の値を検知し、電流値比較部７は検知された半サイクル毎の共振電流値を一定閾値と比較する。電流値比較部７での比較結果は駆動手段４にフィードバックされる。
駆動手段４は、電流値比較部７での比較結果に基づいて一対のスイッチング手段２−１，２−２を交互にオン・オフ駆動する。例えば、図５（ａ）のようにスイッチング手段２−１のオン時に流れる電流の値（電流値１）とスイッチング手段２−２のオン時に流れる電流の値（電流値２）とが等しい場合にはそのままのオン・オフ駆動とするが、図５（ｂ）のように電流値１が電流値２より小さい場合にはスイッチング手段２−１のオン・デューティを増加させ、スイッチング手段２−２のオン・デューティを減少させる。また。同図（ｃ）のように電流値１が電流値より大きい場合にはスイッチング手段２−１のオン・デューティを減少させ、スイッチング手段２−２のオン・デューティを増加させる。
これにより、一対のスイッチング手段２−１，２−２が交互にオンした時に流れる電流の値はほぼ等しくなるように自動調整される。したがって、スイッチング手段２−１，２−２を構成するスイッチング素子の素子定数に製造段階でバラツキがあったり、ＤＣ−ＤＣコンバータへの組み込み後にその素子定数に経年変化や周囲温度に応じた変化が生じたりしても共振電流の半サイクル毎の差異は抑制される。
図２は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態を示す具体回路図である。本実施形態は、低圧側端子８−１、８−２に接続される直流電源と高圧側端子９−１、９−２に接続される直流電源との間でトランス１を介して双方向に電力を融通し合う双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとして構成した例である。以下では、低圧側端子８−１、８−２側を一次側、高圧側端子９−１、９−２側を二次側と呼ぶことがある。
トランス１は、一次側の低圧側巻線１−１と二次側の高圧側巻線１−２を含む。この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧比は、低圧側巻線１−１と高圧側巻線１−２の巻線比により決定される。低圧側の一対のスイッチング手段２−１，２−２は、低圧側端子８−１、８−２と低圧側巻線１−１との間に挿入され、高圧側の一対のスイッチング手段１０−１，１０−２は、高圧側端子９−１、９−２と高圧側巻線１−２との間に挿入される。
一対のスイッチング手段２−１，２−２はＦＥＴなどの４つのスイッチング素子（以下、ＦＥＴと記す。）をブリッジ接続して構成することができ、一対のスイッチング手段１０−１，１０−２も４つのＦＥＴをブリッジ接続して構成することができる。
スイッチング手段２−１，２−２，１０−１，１０−２を構成するＦＥＴのそれぞれには、ダイオードなどの整流素子が並列接続される。これらの整流素子は、ＦＥＴの寄生ダイオードでよく、別途接続した接合ダイオードでもよい。並列接続された整流素子を合わせれば、一対のスイッチング手段２−１，２−２および一対のスイッチング手段１０−１，１０−２はそれぞれ、スイッチング・整流部と考えることができる。
高圧側端子９−１、９−２と高圧側巻線１−２との間にはＬＣ共振回路３が挿入される。スイッチング手段２−１，２−２，１０−１，１０−２のＦＥＴは、ＣＰＵなどからなる制御回路４によりオン・オフ駆動される。なお、低圧側端子８−１、８−２間、および高圧側端子９−１、９−２間に接続されているコンデンサ１１、１２は、出力平滑用コンデンサである。
トランス１の低圧側巻線１−１と一対のスイッチング手段２−１，２−２との間に共振電流検出用変流器５が挿入され、これによる検出出力は電流値検知部６に与えられて電流値が検知され、さらに検知された電流値が電流値比較部７に与えられて一定閾値と比較される。
ＣＰＵなどからなる制御回路４は、電流値比較部７での比較結果に応じて低圧側の一対のスイッチング手段２−１，２−２のＦＥＴや高圧側の一対のスイッチング手段１０−１，１０−２のＦＥＴをオン・オフ駆動する。なお、電流値検知部６や電流値比較部７は、制御回路４の一部としてソフトウエアで構成することもでき、電流値は、例えば共振電流波形のピーク位置などの特定位置での大きさを判断することにより検知できる。
図２の動作の概略を説明する。まず、一次側（図の左側）から二次側（図の右側）へ電力を供給する場合、低圧側の一対のスイッチング手段２−１，２−２を交互にオン・オフさせる。このオン・オフに伴う電流がトランス１の低圧側巻線１−１に流れる。
高圧側巻線１−２に誘起された電流は、ＬＣ共振回路３を通して高圧側の一対のスイッチング手段１０−１，１０−２に入力され、そのＦＥＴに並列接続された整流素子により整流され、平滑コンデンサ１２で平滑されて出力される。このとき一次側および二次側に流れる電流は、ＬＣ共振回路３の存在により正弦波状になる。
また、電流検出用変流器５と電流値検知部６と電流値比較部７を通してのフィードバック機能で、スイッチング手段２−１，２−２が交互にオンしたときに流れる半サイクル毎の電流値が互いに同じ値になるように自動調整される。
以上は、一次側から二次側へ電力を供給する場合の動作であるが、二次側から一次側へ電力を供給する場合も同様である。また、一次側と二次側とを完全同期で、すなわち一次側と二次側とを同一駆動信号で駆動して相互に自動的に電力をやり取りさせる場合も同様である。この場合には、トランス巻線比による一次側と二次側の相対電圧差で電力のやり取りが行われる。
図３は、本発明の適用例を示す回路図である。本例は、発電機１３を含む直流電源とバッテリ１４で電力を融通し合って負荷に電力を供給するシステムに、図２の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを適用した例である。発電機１３は、例えばエンジン駆動式の３相の多極磁石発電機である。
本適用例においても、電流検出用変流器５と電流値検知部６と電流値比較部７を通してのフィードバック機能で、一対のスイッチング手段が交互にオンしたときに流れる半サイクル毎の電流値が互いに同じ値になるように自動調整される。 まず、エンジンの始動時には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の低圧側の一対のスイッチング手段を交互にオンし、これにより昇圧したバッテリ１４のＤＣ電圧を駆動用インバータ（整流回路）１５に印加する。駆動用インバータ１５は、印加されたＤＣ電圧を３相のＡＣ電圧に変換して発電機１３に印加し、これをエンジン始動用電動機として起動する。
エンジンが始動すると、発電機１３はエンジンにより駆動され、駆動用インバータ１５のスイッチング動作は停止される。発電機１３の出力は、整流回路（駆動用インバータ）１５で整流され、レギュレータ１６で調整され、さらにインバータ１７で所定周波数の交流電力に変換されて負荷へ供給される。
バッテリ１４の電圧が低下した時、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の高圧側の一対のスイッチング手段を交互にオンすれば、整流回路１５の出力を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１００により降圧し、降圧した電圧でバッテリ１４を充電することができる。
発電機１３がエンジンで駆動されているときに、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の低圧側の一対のスイッチング手段と高圧側の一対のスイッチング手段とを完全同期で駆動することもできる。このようにすれば、整流回路（駆動用インバータ）１５側とバッテリ１４側とでトランス巻線比による一次側と二次側の相対電圧差に従い自動的に電力のやり取りを行わせることができる。
なお、本適用例は、エンジン駆動式発電機からなる直流電源とバッテリ間で電力を融通し合う例であるが、これに限らず、バッテリ、通常の発電機、太陽光発電、風力発電、燃料電池などの適宜の直流電源系で電力を融通し合う場合にも適用でき、例えば、ハイブリッド車両などでの走行電力系と保安電装系とで電力のやり取りを行わせる場合にも適用できる。
以上、実施形態について説明したが、本発明は、種々に変形可能である。例えば、共振電流検出用変流器に代えて抵抗を共振電流が流れるラインに挿入することによっても共振電流を検出することができる。また、電流検出用の変流器や抵抗などは一次側に代えて二次側に設けることもでき、ＬＣ共振回路も二次側ではなく一次側に設けることもできる。
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの原理を示す回路図である。 本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態を示す具体回路図である。 本発明の適用例を示す回路図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの原理を示す図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す電流波形図である。
符号の説明
１・・・トランス、１−１・・・低圧側巻線、１−２・・・高圧側巻線、２−１，２−２，１０−１，１０−２・・・スイッチング手段、３・・・ＬＣ共振回路、４・・・駆動手段（制御回路）、５・・・共振電流検出用変流器、６・・・電流値検知部、７・・・電流値比較部、８−１、８−２・・・低圧側端子、９−１、９−２・・・高圧側端子、１１，１２・・・平滑コンデンサ、１３・・・発電機、１４・・・バッテリ、１５・・・駆動用インバータ（整流回路）、１６・・・レギュレータ、１７・・・インバータ、１００・・・双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ

Claims (5)

  1. １次側端子と、２次側端子と、１次側巻線および２次側巻線を有し電圧変換比を決定するトランスと、前記１次側端子と前記１次側巻線との間に挿入された一対のスイッチング手段と、前記一対のスイッチング手段に直列に接続された共振用リアクトルおよびこの共振用リアクトルと共振する共振用コンデンサからなるＬＣ共振回路と、前記一対のスイッチング手段を交互にオン・オフさせる駆動手段とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記ＬＣ共振回路の作動による共振電流を検出する共振電流検出手段と、前記共振電流検出手段の検出出力を前記駆動手段へフィードバックする手段とを設け、
    前記駆動手段は、前記共振電流検出手段の検出出力に基づいて、前記一対のスイッチング手段オン時の共振電流が相互にほぼ等しくなるようにオン時間を補正して前記一対のスイッチング手段を駆動することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
  2. 前記共振電流検出手段を前記トランスの１次側に設けたことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  3. 低圧側端子と、高圧側端子と、低圧側巻線および高圧側巻線を有し電圧変換比を決定するトランスと、前記低圧側端子と前記低圧側巻線との間に挿入された低圧側の一対のスイッチング手段と、前記高圧側端子と前記高圧側巻線との間に挿入された高圧側の一対のスイッチング手段と、前記低圧側の一対のスイッチング手段の各スイッチング素子に並列接続された低圧側整流素子と、前記高圧側の一対のスイッチング手段の各スイッチング素子に並列接続された高圧側整流素子と、前記低圧側の一対のスイッチング手段のスイッチング素子および前記高圧側の一対のスイッチング手段のスイッチング素子をオン・オフ駆動する駆動手段とを備えた双方向のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記高圧側巻線と前記高圧側の一対のスイッチング手段との間もしくは前記低圧側巻線と前記低圧側の一対のスイッチング手段との間にＬＣ共振回路を設けると共に、
    前記ＬＣ共振回路の作動による共振電流を検出する共振電流検出手段と、前記共振電流検出手段の検出出力を前記駆動手段へフィードバックする手段とを設け、
    前記駆動手段は、前記共振電流検出手段の検出出力に基づいて、前記低圧側の一対のスイッチング手段あるいは前記高圧側の一対のスイッチング手段オン時の共振電流の値が相互にほぼ等しくなるようにオン時間を補正して前記低圧側の一対のスイッチング手段あるいは前記高圧側の一対のスイッチング手段を駆動することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
  4. 前記ＬＣ共振回路を前記高圧側巻線と前記高圧側の一対のスイッチング手段との間に設けたことを特徴とする請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 前記低圧側の一対のスイッチング手段および前記高圧側の一対のスイッチング手段はいずれも、４つのスイッチング素子をブリッジ接続して構成されることを特徴とする請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
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