JP5556859B2 - 電流共振型ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

電流共振型ｄｃｄｃコンバータ Download PDF

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Description

本発明は、交互にオン・オフする少なくとも一対の第１スイッチ素子を有してプッシュプル型またはブリッジ型に構成されたスイッチング回路と、１次巻線に共振電流を発生させる共振回路とがトランスの１次巻線に接続された電流共振型ＤＣＤＣコンバータに関するものである。
この種のＤＣＤＣコンバータとして、下記特許文献１に開示されているスイッチング電源装置において使用されているＤＣＤＣコンバータが知られている。このＤＣＤＣコンバータは、一対の電源端子間にこの回路の直流電源として機能する平滑用の第１のコンデンサ（平滑用コンデンサともいう）が接続されている。また、第１および第２のスイッチの直列回路が、平滑用コンデンサに並列に接続されている。この場合、第１および第２のスイッチは、絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から成り、本来のＦＥＴ部分である制御スイッチと、これに逆並列接続されたダイオードとをそれぞれ含んでいる。
また、第１および第２のスイッチの接続中点と平滑用コンデンサの下端（すなわち第２のスイッチのソース）との間に共振用のインダクタンスを有する１次巻線と共振用のコンデンサとの直列回路（出力共振回路）が接続されている。なお、トランスの１次巻線は漏洩インダクタンスから成るインダクタンスの他に１次巻線に対して等価的に並列に接続された励磁インダクタンスを有している。また、トランスの２次巻線はセンタタップによって第１および第２の巻線に分けられて、これらの一端は第３および第４のダイオードを介して出力平滑用コンデンサの一端に接続され、センタタップは出力平滑用コンデンサの他端に接続されている。また、負荷（図示せず）を接続するための一対の出力端子は出力平滑用コンデンサに接続されている。さらに、第１および第２のスイッチを交互にオン・オフするための制御回路は、入力電圧（平滑用コンデンサの充電電圧）または出力電圧（出力平滑用コンデンサの充電電圧）の変動に応じて第１および第２のスイッチのオン・オフ周波数を変えて出力電圧を一定に制御するように構成されている。
このＤＣＤＣコンバータでは、平滑用コンデンサが既に充電されている場合において、第１のスイッチがオンになると、平滑用コンデンサと第１のスイッチと１次巻線と共振用コンデンサとの閉回路から成る直列共振回路に直列共振によって電流が流れる。また、第２のスイッチのオン期間には、共振用コンデンサと１次巻線と第２のスイッチとの閉回路から成る直列共振回路に直列共振によって電流が流れる。また、このようにして第１および第２のスイッチのオン・オフ動作によって１次巻線の漏洩インダクタンスとコンデンサの直列共振回路が駆動され、この直列共振に基づく電流（すなわち電力）に対応した出力電力がトランスの２次巻線側に得られる。この構成のＤＣＤＣコンバータはＬＬＣ電流共振型コンバータであって、制御回路が、周波数を変化させたときに出力電力が大きく変動する周波数範囲内において、第１および第２のスイッチのオン・オフ周波数を変化させることにより（周波数制御により）、出力電圧を一定に制御している。
特開平８−２８９５４０号公報（第４−５頁、第３−６図）
ところが、従来のＤＣＤＣコンバータには、以下の解決すべき課題が存在している。すなわち、このＤＣＤＣコンバータでは、制御回路が上記の周波数制御を実行するためには、トランスの１次巻線と共振用コンデンサとで構成される出力共振回路のλ値（λ＝Ｌｒ／Ｌｍ。ここで、Ｌｒは漏洩インダクタンスの値、Ｌｍは励磁インダクタンスの値）を大きくして、周波数を変化させたときに出力電圧が大きく変化し得る構成にするのが好ましい。しかしながら、λ値を大きくするには共振回路を構成する漏洩インダクタンスの値を大きくする必要があるが、漏洩インダクタンスの値を大きくするとトランスに大きな電圧がかかり、トランスの磁路断面積を増やし、かつトランスの１次巻線・２次巻線のターン数を増やす必要があるため、結果としてトランスの体積が増加する（トランスが大型化する）という解決すべき課題が発生する。また、漏洩インダクタンスに代えて、独立したインダクタを使用して共振回路を構成することもできるが、この構成においても、このインダクタのインダクタンス値を大きくするとインダクタに大きな電圧がかかり、インダクタの磁路断面積を増やし、かつインダクタのターン数を増やす必要があることから、インダクタの体積が増加するという解決すべき課題が発生する。すなわち、いずれの構成においても、結果としてＤＣＤＣコンバータの体積が増加するという共通する課題が発生する。
一方、第１および第２のスイッチのデューティ比を変化させることによって出力電圧を制御（ＰＷＭ制御）することも考えられるが、この制御においてディーティ比を下げたときには、第１および第２のスイッチのドレイン・ソース間電圧が振動する場合があり、この場合には、ゼロボルトスイッチ動作が困難となるという課題が発生する。
本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、ゼロボルトスイッチ動作を可能としつつ、コンバータの体積の増加を回避し得る電流共振型ＤＣＤＣコンバータを提供することを主目的とする。
上記目的を達成すべく、本発明に係る電流共振型ＤＣＤＣコンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、直列接続された共振用コンデンサおよび共振用インダクタで構成されて、前記１次巻線に直列に接続された共振回路と、互いに直列接続された状態で一対の入力端子間に接続されて交互にオン・オフする少なくとも一対の第１スイッチ素子を有してハーフブリッジ型またはフルブリッジ型に構成されると共に前記一対の第１スイッチ素子の接続点が前記１次巻線および前記共振回路の直列回路に接続されたスイッチング回路と、フルブリッジ接続された４つの整流素子を有すると共に前記２次巻線に接続されて、当該２次巻線に誘起した交流電圧を直流電圧に変換して出力する交直変換回路と、前記第１スイッチ素子をオン・オフさせる制御回路とを備え、前記４つの整流素子のうちの正電位側および基準電位側のいずれか一方の一対の整流素子は第２スイッチ素子でそれぞれ構成され、前記制御回路は、前記各第２スイッチ素子のうちの一方を前記一対の第１スイッチ素子の一方に同期させると共に当該各第２スイッチ素子のうちの他方を当該一対の第１スイッチ素子の他方に同期させてオン・オフさせ、かつ前記直流電圧の電圧値に応じて当該各第２スイッチ素子のオン期間を伸縮して当該各第２スイッチ素子のオン期間の一部同士が重なり合う同時オン期間の長さを変化させる電流共振型ＤＣＤＣコンバータであって、前記共振回路を構成する前記共振用コンデンサおよび前記共振用インダクタの接続点と前記一対の入力端子のうちの一方の入力端子との間に当該接続点に発生する電圧の最大値を当該一方の入力端子の電圧でクリッピングするダイオードが接続されると共に、当該接続点と当該一対の入力端子のうちの他方の入力端子との間に当該接続点に発生する電圧の最小値を当該他方の入力端子の電圧でクリッピングするダイオードが接続されている。
また、本発明に係る電流共振型ＤＣＤＣコンバータは、前記制御回路は、前記第１スイッチ素子を一定の周波数で、かつ一定のデューティ比でオン・オフさせる。
本発明に係る電流共振型ＤＣＤＣコンバータでは、直流電圧の正電位側および基準電位側のいずれか一方の一対の整流素子が第２スイッチ素子でそれぞれ構成され、制御回路が、各第２スイッチ素子のオン期間を伸縮して各第２スイッチ素子のオン期間の一部同士が重なり合う同時オン期間の長さを変化させることで、直流電圧を制御する。したがって、この電流共振型ＤＣＤＣコンバータによれば、一対の第１スイッチ素子のオン・オフ周波数を一定またはほぼ一定にしたとしても、直流電圧の電圧値を制御することができることから、インダクタンス値の大きな周波数制御用の共振用インダクタの使用を回避できるため、トランスや共振用インダクタの体積の増加を防止でき、ひいてはＤＣＤＣコンバータの体積の増加を防止することができる。また、この電流共振型ＤＣＤＣコンバータによれば、直流電圧の制御に際して、一対の第１スイッチ素子のデューティ比を一定またはほぼ一定にしたとしても、直流電圧の電圧値を制御することができることから、一対の第１スイッチ素子のデューティ比をゼロボルトスイッチ動作可能なデューティ比に常に維持できるため、一対の第１スイッチ素子を確実にゼロボルトスイッチ動作させることができる。
また、この電流共振型ＤＣＤＣコンバータによれば、共振用コンデンサおよび共振用インダクタの接続点に発生する電圧の最大値がダイオードによって一方の入力端子の電圧でクリッピングされると共に、最小値が他のダイオードによって他方の入力端子の電圧でクリッピングされるため、第１スイッチ素子を確実にゼロボルトスイッチ動作させることができる。
また、本発明に係る電流共振型ＤＣＤＣコンバータによれば、一対の第１スイッチ素子を一定の周波数で、かつ一定のデューティ比でオン・オフさせるため、一対の第１スイッチ素子に対する制御を簡略化することができる。
ＤＣＤＣコンバータ１の構成図である。 ＤＣＤＣコンバータ１の動作を説明するための波形図である。 入力電圧Ｖ１および負荷への出力電流を一定としたときの第２スイッチ素子１１，１２のデューティ比と出力電圧Ｖ２との関係を示す特性図である。 ＬＬＣ共振ＰＦＭ回路方式のＤＣＤＣコンバータでのスイッチング周波数を変化させたときの軽負荷状態（出力電流：１［Ａ］）および重負荷状態（出力電流：１０［Ａ］）における各出力電圧特性図である。 ＤＣＤＣコンバータ１での第１スイッチ素子５，６のスイッチング周波数を変化させたときの軽負荷状態（出力電流：１［Ａ］）および重負荷状態（出力電流：１０［Ａ］）における各出力電圧特性図である。 ＤＣＤＣコンバータ１Ａについてのトランス８の１次側の構成図である。 ＤＣＤＣコンバータ１Ｂについてのトランス８の１次側の構成図である。 ＤＣＤＣコンバータ１Ｃの構成図である。 ＤＣＤＣコンバータ１Ｄについてのトランス８の１次側の構成図である。
以下、電流共振型ＤＣＤＣコンバータ（以下、「ＤＣＤＣコンバータ」ともいう）の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。
最初に、ＤＣＤＣコンバータ１の構成について図面を参照して説明する。図１に示すＤＣＤＣコンバータ１は、一例として、一対の入力端子２ａ，２ｂ（以下、特に区別しないときには「入力端子２」ともいう）、一対の入力コンデンサ３ａ，３ｂ、一対の第１スイッチ素子５，６で構成されるスイッチング回路４、共振回路７、トランス８、４つの整流素子９，１０，１１，１２で構成される交直変換回路１３、出力コンデンサ１４、電圧検出回路１５、一対の出力端子１６ａ，１６ｂ（以下、特に区別しないときには「出力端子１６」ともいう）、および制御回路１７を備え、スイッチング回路４の回路方式がハーフブリッジ方式に構成されて、入力端子２に入力される入力電圧（直流電圧）Ｖ１を出力電圧（直流電圧）Ｖ２に変換して出力端子１６から出力する。
一対の入力端子２ａ，２ｂ間には、図１に示すように、入力端子２ｂを基準として入力端子２ａ側がプラスとなる入力電圧Ｖ１が入力される。また、一対の入力コンデンサ３ａ，３ｂは、互いに直列接続されると共に、入力コンデンサ３ａが入力端子２ａに接続され、かつ入力コンデンサ３ｂが入力端子２ｂに接続された状態で一対の入力端子２ａ，２ｂ間に接続されている。
スイッチング回路４を構成する一対の第１スイッチ素子５，６は、互いに直列接続された状態で一対の入力端子２ａ，２ｂ間に接続されている。本例では一例として、第１スイッチ素子５，６はｎチャネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタ（寄生ダイオード５ａ，６ａおよび浮遊容量５ｂ，６ｂをそれぞれ有する電界効果型トランジスタ）で構成されて、一方の第１スイッチ素子５のドレイン端子が入力端子２ａに接続され、かつ第１スイッチ素子５のソース端子が他方の第１スイッチ素子６のドレイン端子に接続され、かつ第１スイッチ素子６のソース端子が入力端子２ｂに接続されている。また、第１スイッチ素子５，６は、制御回路１７から出力される駆動信号Ｓａ，Ｓｂがそれぞれのゲート端子に入力されて、交互にオン・オフ駆動される。
共振回路７は、一例として、直列接続された共振用コンデンサ７ａおよび共振用インダクタ７ｂを備えている。また、共振回路７は、一端側が一対の入力コンデンサ３ａ，３ｂの接続点Ａに接続されると共に、他端側がトランス８の後述する１次巻線８ａの一端側に接続されている。また、この共振回路７の共振用コンデンサ７ａおよび共振用インダクタ７ｂの各値は、共振回路７によるトランス８の１次側での共振周波数を一対の第１スイッチ素子５，６のスイッチング周波数（駆動信号Ｓａ，Ｓｂの周波数）と一致させて、第１スイッチ素子５，６をゼロボルトスイッチングさせることができるように予め規定されている。
なお、共振用インダクタ７ｂは、トランス８の漏洩インダクタンスで構成することもできるし、トランス８とは異なる独立したインダクタで構成することもできる。また、本例の各入力コンデンサ３ａ，３ｂも、共振用コンデンサ７ａと同様にして共振用インダクタ７ｂと共に共振回路７を構成する。このため、共振用コンデンサ７ａと共に各入力コンデンサ３ａ，３ｂを使用する構成に代えて、各入力コンデンサ３ａ，３ｂのみを使用する構成（共振用コンデンサ７ａを省いた構成）を採用することもできる。
トランス８は、図１に示すように、１次巻線８ａおよび２次巻線８ｂを有している。また、同図中の●印は、１次巻線８ａおよび２次巻線８ｂの極性を示している。この場合、１次巻線８ａは、一端側が上記したように共振回路７に接続され、他端側が一対の第１スイッチ素子５，６の接続点Ｂに接続されている。また、トランス８は、第１スイッチ素子５，６のスイッチングに伴い（第１スイッチ素子５，６が交互にオン・オフ駆動されるのに伴い）、１次巻線８ａから２次巻線８ｂに交流電圧Ｖａｃを誘起させる。
交直変換回路１３を構成する４つの整流素子９，１０，１１，１２は、図１に示すように、フルブリッジ接続されて構成されている。また、交直変換回路１３は、トランス８の２次巻線８ｂと一対の出力端子１６ａ，１６ｂとの間に配設されて、２次巻線８ｂに誘起される交流電圧Ｖａｃを直流電圧としての出力電圧Ｖ２に変換して一対の出力端子１６ａ，１６ｂ間に出力する。
具体的には、４つの整流素子９，１０，１１，１２のうちの出力電圧Ｖ２の正電位側および負電位側のいずれ一方の側の一対の整流素子（本例では、負電位側の一対の整流素子１１，１２）は、第２スイッチ素子としてのｎチャネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタ（寄生ダイオード１１ａ，１２ａをそれぞれ有する電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ））で構成されている（以下、第２スイッチ素子１１，１２ともいう）。なお、２つの第２スイッチ素子１１，１２は、上記のような寄生ダイオードを有する電界効果型トランジスタに代えて、ｎ型のバイポーラ型トランジスタや高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）で構成することもできる。また、他方の側の一対の整流素子（本例では、正電位側の一対の整流素子９，１０）は、整流素子としてのダイオードで構成されている（以下、ダイオード９，１０ともいう）。
また、ダイオード９および第２スイッチ素子１１は、ダイオード９のアノード端子と第２スイッチ素子１１を構成する電界効果型トランジスタのドレイン端子とが接続されることで、互いに直列接続されている。また、ダイオード９および第２スイッチ素子１１の接続点Ｃは、トランス８の２次巻線８ｂの一端側に接続されている。また、ダイオード９および第２スイッチ素子１１の直列回路の一端側（ダイオード９のカソード端子）は、出力電圧Ｖ２の正電位側（出力端子１６ａ）に接続され、この直列回路の他端側（第２スイッチ素子１１を構成する電界効果型トランジスタのソース端子）は、出力電圧Ｖ２の基準電位側（出力端子１６ｂ）に接続されている。
また、ダイオード１０および第２スイッチ素子１２は、ダイオード１０のアノード端子と第２スイッチ素子１２を構成する電界効果型トランジスタのドレイン端子とが接続されることで、互いに直列接続されている。また、ダイオード１０および第２スイッチ素子１２の接続点Ｄは、トランス８の２次巻線８ｂの他端側に接続されている。また、ダイオード１０および第２スイッチ素子１２の直列回路の一端側（ダイオード１０のカソード端子）は、出力電圧Ｖ２の正電位側（出力端子１６ａ）に接続され、この直列回路の他端側（第２スイッチ素子１２を構成する電界効果型トランジスタのソース端子）は、出力電圧Ｖ２の基準電位側（出力端子１６ｂ）に接続されている。
また、第２スイッチ素子１１，１２は、制御回路１７から各ゲート端子に入力される駆動信号Ｓ１，Ｓ２により、オン・オフ駆動される。
出力コンデンサ１４は、一対の出力端子１６ａ，１６ｂ間に接続されて、交直変換回路１３から出力される出力電圧（直流電圧）Ｖ２を平滑する。電圧検出回路１５は、一対の出力端子１６ａ，１６ｂ間に接続されて、出力電圧Ｖ２の電圧値Ｖ２ａを検出すると共に検出した電圧値Ｖ２ａを制御回路１７に出力する。
制御回路１７は、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を用いて構成されて、第１スイッチ素子５，６に対する駆動信号Ｓａ，Ｓｂ、および第２スイッチ素子１１，１２に対する駆動信号Ｓ１，Ｓ２を生成して出力する。この場合、制御回路１７は、駆動信号Ｓａ，Ｓｂについては、図２に示すように、相互間にデッドタイムを設けた状態で、一定の周波数（例えば、数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚの範囲内の周波数）で、かつ一定のデューティ比（例えば、０．４８程度）で生成して出力する。
一方、制御回路１７は、図２に示すように、駆動信号Ｓ１については駆動信号Ｓａに同期させて出力し、駆動信号Ｓ２については駆動信号Ｓｂに同期させて出力する。本例では一例として、制御回路１７は、駆動信号Ｓ１については、駆動信号Ｓａの出力の開始タイミングに同期して出力を開始し、駆動信号Ｓ２については、駆動信号Ｓｂの出力の開始タイミングに同期して出力を開始する。これにより、制御回路１７は、一対の第２スイッチ素子１１，１２のうちの一方（第２スイッチ素子１１）を一対の第１スイッチ素子５，６の一方（第１スイッチ素子５）のオン開始タイミングに同期して（オンに移行させる時期を揃えた状態で）オンさせると共に、一対の第２スイッチ素子１１，１２のうちの他方（第２スイッチ素子１２）を一対の第１スイッチ素子５，６の他方（第１スイッチ素子６）のオン開始タイミングに同期して（オンに移行させる時期を揃えた状態で）オンさせる。
また、制御回路１７は、駆動信号Ｓ１，Ｓ２について、それぞれのデューティ比を０．５を超える値に維持しつつ双方の値を揃えた状態で出力する。これにより、制御回路１７は、互いのオン期間の一部同士が重なり合う同時オン期間Ｐｓｏｎが生じるように一対の第２スイッチ素子１１，１２のオン・オフ状態を制御する。また、制御回路１７は、電圧検出回路１５で検出された出力電圧Ｖ２の電圧値Ｖ２ａに応じて駆動信号Ｓ１，Ｓ２を同等に伸縮して、一対の第２スイッチ素子１１，１２のオン期間を同等に伸縮させることで、同時オン期間Ｐｓｏｎの長さを変化させる。ここで、駆動信号Ｓ１，Ｓ２の各デューティ比を揃えた状態で変化させるとは、例えば、駆動信号Ｓ１のデューティ比を０．５５に変化させたときには、駆動信号Ｓ２のデューティ比も同じ数値に揃えて（０．５５に）変化させ、駆動信号Ｓ１のデューティ比を０．６に変化させたときには、駆動信号Ｓ２のデューティ比も０．６に変化させることをいう。
なお、本例では、駆動信号Ｓ１を駆動信号Ｓａに同期させて出力し、駆動信号Ｓ２を駆動信号Ｓｂに同期させて出力する一例として、駆動信号Ｓ１の出力の開始タイミングを駆動信号Ｓａの出力の開始タイミングに揃え、かつ駆動信号Ｓ２の出力の開始タイミングを駆動信号Ｓｂの出力の開始タイミングに揃える構成を採用しているが、駆動信号Ｓ１を駆動信号Ｓａに同期させて出力し、駆動信号Ｓ２を駆動信号Ｓｂに同期させて出力する他の例として、駆動信号Ｓ１の出力の開始タイミングを駆動信号Ｓａの出力の開始タイミングを基準として前後に所定時間だけずらし、かつ駆動信号Ｓ２の出力の開始タイミングを駆動信号Ｓｂの出力の開始タイミングを基準として前後に上記の所定時間と同じ時間だけずらす構成を採用することもできる。
次いで、ＤＣＤＣコンバータ１の動作について図面を参照して説明する。
このＤＣＤＣコンバータ１では、制御回路１７は、図２に示すように、駆動信号Ｓａ，Ｓｂを相互間にデッドタイムを設けた状態で、一定の周波数で、かつ一定のデューティ比で生成して出力する。また、制御回路１７は、駆動信号Ｓ１，Ｓ２の各デューティ比を０．５を超える値に維持しつつ双方のデューティ比を揃えた状態で、駆動信号Ｓａの出力の開始タイミングに同期して駆動信号Ｓ１の出力を開始し、かつ駆動信号Ｓｂの出力の開始タイミングに同期して駆動信号Ｓ２の出力を開始する。
この場合、図２に示す期間Ｐ１、すなわち、駆動信号Ｓａおよび駆動信号Ｓ１の出力開始から駆動信号Ｓ２の出力終了までの期間では、駆動信号Ｓａによって第１スイッチ素子５がオン状態に駆動されていると共に、駆動信号Ｓ１，Ｓ２によって第２スイッチ素子１１，１２がオン状態に駆動されている。このため、この期間Ｐ１において、トランス８の１次側では、入力端子２ａ、オン状態の第１スイッチ素子５、接続点Ｂを経由して１次巻線８ａにその他端側から矢印の向きで電流が流入する。また、入力コンデンサ３ａからも、オン状態の第１スイッチ素子５、接続点Ｂを経由して１次巻線８ａにその他端側から矢印の向きで電流が流入する。また、このようにして１次巻線８ａに流入した電流は、１次巻線８ａの一端側から流出して共振回路７を経由して接続点Ａに至り、入力コンデンサ３ａ側と入力コンデンサ３ｂ側に分流する。この際に、入力コンデンサ３ａ側に流れた電流は、入力コンデンサ３ａに戻り、一方、入力コンデンサ３ｂ側に流れた電流は、入力端子２ｂに戻る。この状態では、オン状態の第１スイッチ素子５に流れる電流（第１スイッチ素子５のドレイン電流Ｉｄ、すなわち１次巻線８ａにその他端側から矢印の向きで流入する電流）は、同図に示すように、その電流値が、トランス８の漏洩インダクタンスと、共振用インダクタ７ｂと、共振用コンデンサ７ａおよび共振用インダクタ７ｂの接続点Ｅにおける電圧と入力電圧Ｖ１との間の電位差とで規定される傾きでほぼリニアに増加する。
また、この期間Ｐ１において、トランス８の２次側では、２次巻線８ｂに他端側が一端側に対して正電圧となる状態で交流電圧Ｖａｃが誘起される。このため、２次巻線８ｂの他端側から矢印の向きで接続点Ｄに向けて電流が流出する。この電流は、オン状態の第２スイッチ素子１２およびオン状態の第２スイッチ素子１１を経由して２次巻線８ｂの一端側に流入する。つまり、図２に示すように、各第２スイッチ素子１１，１２には、電流値が互いに同じで、かつ互いに逆極性の電流（ドレイン電流Ｉｄ）が流れる。また、この電流は、その電流値が１次巻線８ａに流れる電流の電流値に応じてほぼリニアに増加する。これにより、トランス８の漏洩インダクタンスと共振用インダクタ７ｂとにエネルギーが蓄積される。なお、この期間Ｐ１においては、一対の出力端子１６ａ，１６ｂ間に接続された不図示の負荷には、出力コンデンサ１４から出力電圧Ｖ２が供給される。
次の期間Ｐ２、すなわち、駆動信号Ｓａおよび駆動信号Ｓ１の出力が継続され、一方、駆動信号Ｓ２の出力が終了した期間では、第２スイッチ素子１２がオフ状態に移行して、第１スイッチ素子５および第２スイッチ素子１１のみがオン状態に駆動されている。このため、この期間Ｐ２において、トランス８の２次側では、トランス８の漏洩インダクタンスと共振用インダクタ７ｂとに蓄積されたエネルギーに基づいて、２次巻線８ｂの他端側からダイオード１０を経由して、出力コンデンサ１４、および一対の出力端子１６ａ，１６ｂ間に接続された不図示の負荷に至り、さらに、出力コンデンサ１４の基準電位側の端子と出力端子１６ｂとから第２スイッチ素子１１を経由して２次巻線８ｂの一端側に戻る経路に電流が流れる。この場合、この電流、すなわち、第２スイッチ素子１１のドレイン電流Ｉｄ（ダイオード１０に流れる電流でもある）は、期間Ｐ２において、その電流値が、期間Ｐ１中に達したピーク値から、トランス８の漏洩インダクタンスと共振用インダクタ７ｂを２次側換算したインダクタンスと、上記の接続点Ｅの電圧と入力電圧Ｖ１との間の電位差を２次側換算して得られる電圧を出力電圧Ｖ２から減算した差分の電圧とで規定される傾きでほぼリニアに減少してゼロに達する。
また、この期間Ｐ２において、トランス８の１次側では、上記した期間Ｐ１のときと同様の経路で電流（第１スイッチ素子５のドレイン電流Ｉｄ）が流れるが、その電流値は、２次巻線８ｂに流れる電流の電流値に応じてほぼリニアに減少してゼロに達する。
続く期間Ｐ３では、駆動信号Ｓａおよび駆動信号Ｓ１の出力が継続されているため、第１スイッチ素子５および第２スイッチ素子１１が継続してオン状態に駆動されている。しかしながら、この期間Ｐ２において、トランス８の２次側では、トランス８に蓄積されていたエネルギーの殆どが放出された結果、２次巻線８ｂに誘起される交流電圧Ｖａｃの電圧値が低下して、オン状態のダイオード１０がオフ状態に移行する。これにより、２次巻線８ｂおよび第２スイッチ素子１１は、電流の流れない状態に維持される。なお、この期間Ｐ３においては、一対の出力端子１６ａ，１６ｂ間に接続された負荷には、出力コンデンサ１４から出力電圧Ｖ２が供給される。
一方、この期間Ｐ３において、トランス８の１次側では、上記した期間Ｐ１のときと同様の電流の経路は継続して形成されてはいるものの、期間Ｐ１，Ｐ２に共振用コンデンサ７ａに電流が流れたために、共振用コンデンサ７ａの充電電圧が変化して、接続点Ｅの電圧は、上記した期間Ｐ２の終了時点において、一対の入力端子２ａ，２ｂから入力されている入力電圧Ｖ１の電圧値とほぼ等しい値に達している。このため、上記の電流の経路に、入力電圧Ｖ１と接続点Ｅの電圧との間の電位差と、トランス８の励磁インダクタンスとで規定される傾きで徐々に増加する電流（図１中において矢印で示す向きで１次巻線８ａに流入する電流）が流れるものの、その電流値は僅かな値である。また、期間Ｐ１からこの期間Ｐ３に亘り、第１スイッチ素子５がオン状態に駆動されているため、オフ状態の第１スイッチ素子６のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、入力電圧Ｖ１とほぼ同じ電圧に維持されている。これにより、第１スイッチ素子６の浮遊容量６ｂは、入力電圧Ｖ１とほぼ同じ電圧に充電されている。
次の期間Ｐ４、すなわち、駆動信号Ｓａの出力が終了した後、駆動信号Ｓｂの出力が開始されるまでの期間（駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデッドタイムとなる期間）では、駆動信号Ｓ１の出力が継続されているため、第２スイッチ素子１１のみが継続してオン状態に駆動されている。しかしながら、この期間Ｐ４においても、トランス８に蓄積されていたエネルギーの殆どが放出された結果、上記の期間Ｐ３のときと同様にして、２次巻線８ｂおよび第２スイッチ素子１１は、電流の流れない状態に維持される。なお、この期間Ｐ４においては、一対の出力端子１６ａ，１６ｂ間に接続された負荷には、出力コンデンサ１４から出力電圧Ｖ２が供給される。
一方、この期間Ｐ４において、トランス８の１次側では、第１スイッチ素子５がオン状態からオフ状態に移行することで、第１スイッチ素子５，６が共にオフ状態となるものの、直前の期間Ｐ３において図１中において矢印で示す向きで１次巻線８ａに電流が流入していたため、期間Ｐ４では、１次巻線８ａに同じ向きの電流が発生する。この電流は、１次巻線８ａの一端側から出力されて、共振回路７を経由して接続点Ａに至り、この接続点Ａにおいて、入力コンデンサ３ａと入力コンデンサ３ｂとに分流する。この場合、入力コンデンサ３ａに流入した電流は、第１スイッチ素子５の浮遊容量５ｂを経由して接続点Ｂから１次巻線８ａの他端側に戻る経路で流れる。これにより、浮遊容量５ｂが充電されて、第１スイッチ素子５のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは急速に上昇して、入力電圧Ｖ１とほぼ同じ電圧に達する。一方、入力コンデンサ３ｂに流入した電流は、第１スイッチ素子６のソース端子側からドレイン端子側に浮遊容量６ｂを経由して接続点Ｂに至り、この接続点Ｂから１次巻線８ａの他端側に戻る経路で流れる。このため、期間Ｐ３において入力電圧Ｖ１とほぼ同じ電圧に充電されていた浮遊容量６ｂの電圧（つまり、第１スイッチ素子６のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ）は、浮遊容量６ｂの放電により、急速に低下してほぼゼロボルトに達する。
続く期間Ｐ５、すなわち、駆動信号Ｓｂおよび駆動信号Ｓ２の出力開始から駆動信号Ｓ１の出力終了までの期間では、駆動信号Ｓｂによって第１スイッチ素子６がオン状態に駆動されていると共に、駆動信号Ｓ１，Ｓ２によって第２スイッチ素子１１，１２がオン状態に駆動されている。この場合、オフ状態の第１スイッチ素子６は、ソース端子側からドレイン端子側に寄生ダイオード６ａを経由して電流が流れていてドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓがほぼゼロボルトに達した状態において、駆動信号Ｓｂによってオン状態に駆動される。つまり、ゼロボルトスイッチングが行われる。このため、第１スイッチ素子６でのスイッチングロスが大幅に低減されている。
また、この期間Ｐ５において、トランス８の１次側では、入力端子２ａ、入力コンデンサ３ａ、接続点Ａ、共振回路７を経由して１次巻線８ａにその一端側から電流が流入する。また、入力コンデンサ３ｂからも、接続点Ａ、共振回路７を経由して１次巻線８ａにその一端側から電流が流入する。また、このようにして１次巻線８ａに流入した電流は、１次巻線８ａの他端側から流出して、オン状態の第１スイッチ素子６を経由して、入力コンデンサ３ｂの基準電位側の端子および入力端子２ｂに戻る。
この状態では、オン状態の第１スイッチ素子６に流れる電流（第１スイッチ素子６のドレイン電流Ｉｄ、すなわち１次巻線８ａにその一端側からその他端側に向けて流れる電流）は、図２に示すように、その電流値が、トランス８の漏洩インダクタンスと、共振用インダクタ７ｂと、接続点Ｅの電圧とで規定される傾き（期間Ｐ１における第１スイッチ素子５のドレイン電流Ｉｄと同じ傾き）でほぼリニアに増加する。
また、この期間Ｐ５において、トランス８の２次側では、２次巻線８ｂに一端側が他端側に対して正電圧となる状態で交流電圧Ｖａｃが誘起される。このため、２次巻線８ｂには図１において矢印で示す向きとは逆向きに電流が発生して、２次巻線８ｂの一端側から接続点Ｃに向けて電流が流出する。この電流は、オン状態の第２スイッチ素子１１およびオン状態の第２スイッチ素子１２を経由して２次巻線８ｂの他端側に流入する。つまり、図２に示すように、各第２スイッチ素子１１，１２には、電流値が互いに同じで、かつ互いに逆極性の電流（ドレイン電流Ｉｄ）が、期間Ｐ１のときとは逆の向きで流れる。また、この電流は、期間Ｐ１のときと同様にして、その電流値が１次巻線８ａに流れる電流の電流値に応じてほぼリニアに増加する。これにより、トランス８にエネルギーが蓄積される。なお、この期間Ｐ５においては、一対の出力端子１６ａ，１６ｂ間に接続された負荷には、出力コンデンサ１４から出力電圧Ｖ２が供給される。
次の期間Ｐ６、すなわち、駆動信号Ｓｂおよび駆動信号Ｓ２の出力が継続され、一方、駆動信号Ｓ１の出力が終了した期間では、第２スイッチ素子１１がオフ状態に移行して、第１スイッチ素子６および第２スイッチ素子１２のみがオン状態に駆動されている。このため、この期間Ｐ６において、トランス８の２次側では、トランス８に蓄積されたエネルギーに基づいて、２次巻線８ｂの一端側からダイオード９を経由して、出力コンデンサ１４、および一対の出力端子１６ａ，１６ｂ間に接続された負荷に至り、さらに、出力コンデンサ１４の基準電位側の端子と出力端子１６ｂとから第２スイッチ素子１２を経由して２次巻線８ｂの他端側に戻る経路に電流が流れる。この場合、この電流、すなわち、第２スイッチ素子１２のドレイン電流Ｉｄ（ダイオード９に流れる電流でもある）は、期間Ｐ６において、その電流値が、期間Ｐ５中に達したピーク値から、トランス８の漏洩インダクタンスと共振用インダクタ７ｂを２次側換算したインダクタンスと、接続点Ｅの電圧を２次側換算して得られる電圧を出力電圧Ｖ２から減算した差分の電圧とで規定される傾きでほぼリニアに減少してゼロに達する。
また、この期間Ｐ６において、トランス８の１次側では、上記した期間Ｐ５のときと同様の経路で電流（第１スイッチ素子６のドレイン電流Ｉｄ）が流れるが、その電流値は、２次巻線８ｂに流れる電流の電流値に応じてほぼリニアに減少してゼロに達する。
続く期間Ｐ７では、駆動信号Ｓｂおよび駆動信号Ｓ２の出力が継続されているため、第１スイッチ素子６および第２スイッチ素子１２が継続してオン状態に駆動されている。しかしながら、この期間Ｐ７において、トランス８の２次側では、トランス８に蓄積されていたエネルギーの殆どが放出された結果、誘起される交流電圧Ｖａｃの電圧値が低下して、オン状態のダイオード１０がオフ状態に移行する。これにより、２次巻線８ｂおよび第２スイッチ素子１２は、電流の流れない状態に維持される。なお、この期間Ｐ７においては、一対の出力端子１６ａ，１６ｂ間に接続された負荷には、出力コンデンサ１４から出力電圧Ｖ２が供給される。
一方、この期間Ｐ７において、トランス８の１次側では、上記した期間Ｐ５のときと同様の電流の経路は継続して形成されてはいるものの、期間Ｐ１，Ｐ２に共振用コンデンサ７ａに電流が流れたために、共振用コンデンサ７ａの充電電圧が変化して、接続点Ｅの電圧は、上記した期間Ｐ６の終了時点において、ほぼゼロボルトに達している。このため、上記の電流の経路に、接続点Ｅの電圧と、トランス８の励磁インダクタンスとで規定される傾きで徐々に増加する電流（図１中において矢印で示す向きとは逆向きの電流）が流れるものの、その電流値は僅かな値である。また、期間Ｐ５からこの期間Ｐ７に亘り、第１スイッチ素子６がオン状態に駆動されているため、オフ状態の第１スイッチ素子５のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、入力電圧Ｖ１とほぼ同じ電圧に維持されている。これにより、第１スイッチ素子５の浮遊容量５ｂは、入力電圧Ｖ１とほぼ同じ電圧に充電されている。
次の期間Ｐ８、すなわち、駆動信号Ｓｂの出力が終了した後、駆動信号Ｓａの出力が開始されるまでの期間（駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデッドタイムとなる期間）では、駆動信号Ｓ２の出力が継続されているため、第２スイッチ素子１２のみが継続してオン状態に駆動されている。しかしながら、この期間Ｐ８においても、トランス８に蓄積されていたエネルギーの殆どが放出された結果、上記の期間Ｐ７のときと同様にして、２次巻線８ｂおよび第２スイッチ素子１２は、電流の流れない状態に維持される。なお、この期間Ｐ８においては、一対の出力端子１６ａ，１６ｂ間に接続された負荷には、出力コンデンサ１４から出力電圧Ｖ２が供給される。
一方、この期間Ｐ８において、トランス８の１次側では、第１スイッチ素子６がオン状態からオフ状態に移行することで、第１スイッチ素子５，６が共にオフ状態となるものの、直前の期間Ｐ７において図１中において矢印で示す向きとは逆向きで１次巻線８ａに電流が流れていたため、期間Ｐ８では、１次巻線８ａに同じ向きの電流が発生する。この電流は、１次巻線８ａの他端側から出力されて、接続点Ｂに至り、この接続点Ｂにおいて、第１スイッチ素子５の浮遊容量５ｂと第１スイッチ素子６の浮遊容量６ｂとに分流する。この場合、浮遊容量５ｂに流入した電流は、第１スイッチ素子５のソース端子側からドレイン端子側に流れて入力コンデンサ３ａに至り、さらに入力コンデンサ３ａから接続点Ａおよび共振回路７を経由して１次巻線８ａの一端側に戻る経路で流れる。これにより、入力電圧Ｖ１とほぼ同じ電圧に充電されていた浮遊容量５ｂは急速に放電されて、第１スイッチ素子５のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは急速に低下してほぼゼロボルトに達する。一方、浮遊容量６ｂに流入した電流は、入力コンデンサ３ｂを経由して接続点Ａに至り、さらに接続点Ａおよび共振回路７を経由して１次巻線８ａの一端側に戻る経路で流れる。このため、浮遊容量６ｂが充電されて、第１スイッチ素子６のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは急速に上昇して、入力電圧Ｖ１とほぼ同じ電圧に達する。
この期間Ｐ８の完了後は、上記した期間Ｐ１〜期間Ｐ８が繰り返される。この場合、期間Ｐ８に続く新たな期間Ｐ１、すなわち、駆動信号Ｓａおよび駆動信号Ｓ１の出力開始から駆動信号Ｓ２の出力終了までの期間では、駆動信号Ｓａによって第１スイッチ素子５がオン状態に駆動されていると共に、駆動信号Ｓ１，Ｓ２によって第２スイッチ素子１１，１２がオン状態に駆動されている。この場合、オフ状態の第１スイッチ素子５は、ソース端子側からドレイン端子側に寄生ダイオード５ａを経由して電流が流れていて、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓがほぼゼロボルトに達した状態において、駆動信号Ｓａによってオン状態に駆動される。つまり、ゼロボルトスイッチングが行われる。このため、第１スイッチ素子５でのスイッチングロスが大幅に低減されている。
また、制御回路１７は、上記の動作を繰り返しつつ、電圧検出回路１５で検出された出力電圧Ｖ２の電圧値Ｖ２ａに応じて駆動信号Ｓ１，Ｓ２を同等に伸縮して、一対の第２スイッチ素子１１，１２のオン期間を同等に伸縮させることで、同時オン期間Ｐｓｏｎの長さを変化させて、出力電圧Ｖ２を所望の電圧値に維持する。
この出力電圧Ｖ２を所望の電圧値に維持する制御回路１７の動作について具体的に説明する。２次巻線８ｂのターン数を１次巻線８ａのターン数の１／２に規定したトランス８を使用して、入力電圧Ｖ１を５０［Ｖ］とし、かつ負荷に供給する電流を１０［Ａ］としたときに、駆動信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比（つまり、第２スイッチ素子１１，１２のオン期間のディーティ比）を変化させたときのＤＣＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２についての出力電圧特性を図３に示す。この出力電圧特性によれば、ＤＣＤＣコンバータ１では、駆動信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を０．５を超える範囲で変化させることにより、出力電圧Ｖ２を約１２［Ｖ］から約４２［Ｖ］の範囲内で任意に変化させることができる。したがって、入力電圧Ｖ１が変動したり、また負荷の状態が変化して出力電圧Ｖ２が変動した場合であっても、制御回路１７が、入力電圧Ｖ１の変動に伴う電圧値Ｖ２ａの変動、および負荷の状態の変化に伴う電圧値Ｖ２ａの変動を電圧検出回路１５を介して検出して、駆動信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を制御することで、電圧値Ｖ２ａを所望の電圧値に維持する。具体的には、制御回路１７は、電圧値Ｖ２ａが所望の電圧値以下のときには、駆動信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を増加させることで第２スイッチ素子１１，１２の同時オン期間Ｐｓｏｎを長くし、一方、電圧値Ｖ２ａが所望の電圧値を超えているときには、駆動信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を減少させることで第２スイッチ素子１１，１２の同時オン期間Ｐｓｏｎを短くすることで、電圧値Ｖ２ａを所望の電圧値に維持する。
このように、このＤＣＤＣコンバータ１では、制御回路１７が、トランス８の２次側における基準電位側に接続された一対の第２スイッチ素子１１，１２の一方（第２スイッチ素子１１）を一対の第１スイッチ素子５，６の一方（第１スイッチ素子５）のオン開始タイミングに同期してオンさせると共に一対の第２スイッチ素子１１，１２の他方（第２スイッチ素子１２）を一対の第１スイッチ素子５，６の他方（第１スイッチ素子６）のオン開始タイミングに同期してオンさせ、かつ出力電圧Ｖ２の電圧値Ｖ２ａに応じて一対の第２スイッチ素子１１，１２のオン期間を伸縮して一対の第２スイッチ素子１１，１２のオン期間の一部同士が重なり合う同時オン期間Ｐｓｏｎの長さを変化させる。
したがって、このＤＣＤＣコンバータ１によれば、一対の第１スイッチ素子５，６のオン・オフ周波数を一定またはほぼ一定にしたとしても、出力電圧Ｖ２の電圧値Ｖ２ａを制御することができることから、インダクタンス値の大きな周波数制御用の共振用インダクタ７ｂの使用を回避できるため、トランス８やインダクタの体積の増加を防止でき、ひいてはＤＣＤＣコンバータ１の体積の増加を防止することができる。また、このＤＣＤＣコンバータ１によれば、出力電圧Ｖ２の制御に際して、一対の第１スイッチ素子５，６のデューティ比を一定またはほぼ一定にしたとしても、出力電圧Ｖ２の電圧値Ｖ２ａを制御することができることから、一対の第１スイッチ素子５，６のデューティ比をゼロボルトスイッチ動作可能なデューティ比に常に維持できるため、一対の第１スイッチ素子５，６を確実にゼロボルトスイッチ動作させることができる。
また、このＤＣＤＣコンバータ１によれば、一対の第１スイッチ素子５，６を一定の周波数で、かつ一定のデューティ比でオン・オフさせるため、一対の第１スイッチ素子５，６に対する制御を簡略化することができる。
また、従来のＬＬＣ電流共振型コンバータは、一般的に、図４に示すように、軽負荷状態（例えば、出力電流：１［Ａ］）のときと、重負荷状態（例えば、出力電流：１０［Ａ］）のときとで、スイッチング周波数に対する出力電圧特性が大きく異なる変化する。具体的には、ＬＬＣ電流共振型コンバータでは、負荷が重くなるに従い、出力電圧Ｖ２のピーク値が低下しつつ、ピーク値の周波数が徐々に高周波側に移動して共振周波数（同図では１００ｋＨｚ）に接近するという特徴を有している。このＬＬＣ電流共振型コンバータでは、図４における符号Ｗを付した周波数範囲、すなわち、重負荷状態においてスイッチング周波数に対する出力電圧特性が単調減少となる最小周波数（ピーク値の周波数よりも高い周波数）を下限値とし、かつ軽負荷状態において周波数を変化させたときに出力電力が大きく変動する周波数の最大周波数を上限値とする周波数範囲内において、スイッチング周波数を変化させて、出力電圧Ｖ２を制御する。しかしながら、共振回路を構成する共振用コンデンサおよび共振用インダクタのいずれかの値のばらつきに起因して共振周波数が変動することがある。このような場合に、共振周波数が高周波側に想定を超えてずれたときは、これに伴い出力電圧Ｖ２のピーク値の周波数も高周波側にずれるため、特にピーク値の周波数が共振周波数に近い負荷の重い状態ではピーク値の周波数が周波数範囲Ｗ内に入ることもある。したがって、このような場合には、ＬＬＣ電流共振型コンバータでは、出力電圧Ｖ２を所望の電圧値に制御できない状態またはゼロボルトスイッチ動作できない状態に陥ることがある。
これに対して、このＤＣＤＣコンバータ１では、トランス８の２次側に配設された交直変換回路１３の一対の第２スイッチ素子１１，１２のオン期間を伸縮して（デューティ比を変えて）、出力電圧Ｖ２の電圧値Ｖ２ａを制御する構成のため、周波数制御を行う必要がない。このため、このＤＣＤＣコンバータ１では、インダクタンス値の大きな周波数制御用の共振用インダクタ７ｂまたは漏洩インダクタンスの大きなトランス８（疎結合トランス）を使用することなく、図５に示すように、軽負荷状態（例えば、出力電流：１［Ａ］）であっても、重負荷状態（例えば、出力電流：１０［Ａ］）であっても、トランス８の１次側に配設されたスイッチング回路４の一対の第１スイッチ素子５，６のスイッチング周波数の変化の如何に拘わらず、出力電圧Ｖ２をほぼ一定に維持することが可能となっている。このため、このＤＣＤＣコンバータ１では、共振回路７を構成する共振用コンデンサ７ａおよび共振用インダクタ７ｂのいずれかの値がばらついて、共振周波数が変動したとしても、出力電圧Ｖ２の電圧値Ｖ２ａを所望の電圧値に確実に維持することができる。
なお、上記のＤＣＤＣコンバータ１では、スイッチング回路４の回路方式として、一対の入力コンデンサ３ａ，３ｂを使用したハーフブリッジ方式を採用しているが、図６に示すＤＣＤＣコンバータ１Ａのように、一対の入力コンデンサ３ａ，３ｂを使用しないハーフブリッジ方式を採用することもできるし、図７に示すＤＣＤＣコンバータ１Ｂのように、一対の入力コンデンサ３ａ，３ｂを省略して、他の一対の第１スイッチ素子２１，２２をスイッチング回路４に配設したフルブリッジ方式を採用することもできる。このＤＣＤＣコンバータ１Ｂでは、同図に示すように、第１スイッチ素子５，２２を共通の駆動信号Ｓａで同時にオン・オフ駆動し、第１スイッチ素子６，２１を共通の駆動信号Ｓｂで同時にオン・オフ駆動する。なお、ＤＣＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂにおけるトランス８の２次側の回路構成はＤＣＤＣコンバータ１の回路構成と同一であるため、図示および説明を省略した。
さらに、図８に示すＤＣＤＣコンバータ１Ｃのように、スイッチング回路４の回路方式として、プッシュプル方式を採用することもできる。なお、このＤＣＤＣコンバータ１Ｃでは、同図に示すように、センタータップが配設された１次巻線８ａを備えたトランス８を使用し、かつ２次巻線８ｂの不図示の漏洩インダクタンスと共に共振回路７を構成する共振用コンデンサ７ａを２次巻線８ｂに接続する構成を採用する。なお、ＤＣＤＣコンバータ１と同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略した。これらのＤＣＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｃにおいても、ＤＣＤＣコンバータ１と同様の効果を奏することができる。
また、一対の第２スイッチ素子１１，１２を、各オン期間の一部同士が重なり合う状態で動作させる上記の構成においては、負荷電流に応じて接続点Ｅの振幅が変動する。このため、負荷電流によっては、接続点Ｅの電圧が入力端子２ａの電圧よりも高くなる状態や、逆に入力端子２ｂの電圧よりも低くなる状態になる場合がある。このような場合には、第１スイッチ素子５，６がゼロボルトスイッチ動作しない状態になり、好ましくない。そこで、図９に示すＤＣＤＣコンバータ１Ｄでは、接続点Ｅと入力端子２ａ間にダイオード２３を接続すると共に、接続点Ｅと入力端子２ｂ間にダイオード２４を接続する構成を採用している。このＤＣＤＣコンバータ１Ｄによれば、接続点Ｅの振幅が変動したとしても、その最大値を入力端子２ａの電圧でクリッピングし、その最小値を入力端子２ｂの電圧でクリッピングすることができるため、第１スイッチ素子５，６を確実にゼロボルトスイッチ動作させることが可能となっている。なお、ＤＣＤＣコンバータ１Ｄにおけるトランス８の２次側の回路構成はＤＣＤＣコンバータ１の回路構成と同一であるため、図示および説明を省略した。
また、上記の各ＤＣＤＣコンバータ１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄでは、４つの整流素子９，１０，１１，１２のうちの負電位側の一対の整流素子１１，１２を第２スイッチ素子とする構成を採用しているが、この構成に代えて、図示はしないが、正電位側の一対の整流素子９，１０を第２スイッチ素子とする構成を採用することもできる。また、上記の各ＤＣＤＣコンバータ１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄでは、４つの整流素子９，１０，１１，１２のうちの第２スイッチ素子とする一対の整流素子以外の他の一対の整流素子をダイオードで構成しているが、この構成に代えて、図示はしないが、ソース端子からドレイン端子方向に電流が流れる期間のみオン状態となる同期整流素子を使用する構成を採用することもできる。
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ ＤＣＤＣコンバータ
４ スイッチング回路
５，６ 第１スイッチ素子
７ 共振回路
８ トランス
８ａ １次巻線
８ｂ ２次巻線
９〜１２ 整流素子
１３ 交直変換回路
１７ 制御回路
Ｖ２ 出力電圧
Ｖａｃ 交流電圧

Claims (2)

  1. １次巻線および２次巻線を有するトランスと、
    直列接続された共振用コンデンサおよび共振用インダクタで構成されて、前記１次巻線に直列に接続された共振回路と、
    互いに直列接続された状態で一対の入力端子間に接続されて交互にオン・オフする少なくとも一対の第１スイッチ素子を有してハーフブリッジ型またはフルブリッジ型に構成されると共に前記一対の第１スイッチ素子の接続点が前記１次巻線および前記共振回路の直列回路に接続されたスイッチング回路と、
    フルブリッジ接続された４つの整流素子を有すると共に前記２次巻線に接続されて、当該２次巻線に誘起した交流電圧を直流電圧に変換して出力する交直変換回路と、
    前記第１スイッチ素子をオン・オフさせる制御回路とを備え、
    前記４つの整流素子のうちの正電位側および基準電位側のいずれか一方の一対の整流素子は第２スイッチ素子でそれぞれ構成され、
    前記制御回路は、前記各第２スイッチ素子のうちの一方を前記一対の第１スイッチ素子の一方に同期させると共に当該各第２スイッチ素子のうちの他方を当該一対の第１スイッチ素子の他方に同期させてオン・オフさせ、かつ前記直流電圧の電圧値に応じて当該各第２スイッチ素子のオン期間を伸縮して当該各第２スイッチ素子のオン期間の一部同士が重なり合う同時オン期間の長さを変化させる電流共振型ＤＣＤＣコンバータであって、
    前記共振回路を構成する前記共振用コンデンサおよび前記共振用インダクタの接続点と前記一対の入力端子のうちの一方の入力端子との間に当該接続点に発生する電圧の最大値を当該一方の入力端子の電圧でクリッピングするダイオードが接続されると共に、当該接続点と当該一対の入力端子のうちの他方の入力端子との間に当該接続点に発生する電圧の最小値を当該他方の入力端子の電圧でクリッピングするダイオードが接続されている電流共振型ＤＣＤＣコンバータ。
  2. 前記制御回路は、前記第１スイッチ素子を一定の周波数で、かつ一定のデューティ比でオン・オフさせる請求項１記載の電流共振型ＤＣＤＣコンバータ。
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