ITUB20154121A1 - Procedimento per il pilotaggio di un convertitore risonante, relativo dispositivo e prodotto informatico - Google Patents

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ITUB20154121A1
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IT
Italy
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switching
resonance
phx
tshift
signal
Prior art date
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ITUB2015A004121A
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Lorenzo Trevisan
Massimiliano Picca
Roberto Cardu
Cristian Porta
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St Microelectronics Srl
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Description

"Procedimento per il pilotaggio di un convertitore risonante, relativo dispositivo e prodotto informatico"
TESTO DELLA DESCRIZIONE
Campo della tecnica
La descrizione si riferisce ai convertitori risonanti. Più in particolare la descrizione è rivolta a tecniche per il pilotaggio di un convertitore full bridge risonante.
Sfondo tecnologico
La distribuzione di potenza in ambito server e datacenter è in continua evoluzione. La continua crescita di guesti dispositivi elettronici richiede di massimizzare 1'efficienza dei convertitori di tensione che li alimentano allo scopo di minimizzare la potenza richiesta a parità di potenza erogata, in modo da limitare la dispersione termica negli ambienti in cui essi sono installati e guindi la potenza impiegata dai relativi apparecchi di raffreddamento.
Esistono vari sistemi di distribuzione della tensione, alimentati dalla tensione di rete fino ad arrivare alla tensione VCPU richiesta dal processore. Attualmente, la tensione di rete viene convertita in una prima tensione distribuita su un bus di alimentazione principale, quindi convertita in una seconda tensione più bassa (tipicamente a 12V) distribuita su un bus intermedio e infine convertita nella tensione di alimentazione di processori VCPU. Per ottimizzare 1'efficienza dei sistemi a monte del processore, il bus di alimentazione principale è ad una tensione di 48V.
Tuttavia, alcune applicazioni richiedono la conversione diretta della tensione da VIN=48V a Vout=l,2V senza passare attraverso la conversione intermedia per il bus a 12V per alimentare CPU e memorie Doublé Data Rate (DDR).
Altre applicazioni possono invece richiedere la conversione diretta fra VIN=54V e Vout=12V.
Scopo e sintesi
Nello scenario delineato in precedenza, è pertanto sentita 1'esigenza di tecniche di pilotaggio di un convertitore full bridge risonante che permettano di migliorare 1'efficienza e di ridurre 1'interferenza elettro-magnetica .
Questo può essere raggiunto evitando 1'inversione di corrente in un dispositivo di pilotaggio di un convertitore di tensione full bridge risonante.
In particolare , prevenendo 1'accensione dei diodi interni ai transistori utilizzati come interruttori al alto primario, si ottiene un netto miglioramento dell'efficienza dovuto all'assenza di perdite dovute ai diodi interni ai transistori.
Una o più forme di attuazione hanno lo scopo di soddisfare tale esigenza.
Una o più forme di attuazione conseguono tale scopo grazie ad un procedimento avente le caratteristiche richiamate nelle rivendicazioni che seguono.
Il procedimento per il pilotaggio di un convertitore risonante gui descritto comprende:
- un circuito primario a commutazione avente almeno un avvolgimento primario e uno stadio a ponte di commutazione primario configurato per pilotare detto avvolgimento primario, e un induttore di risonanza in serie all'avvolgimento primario,
un circuito risonante secondario avente un avvolgimento secondario magneticamente accoppiato all'avvolgimento primario, un condensatore di risonanza connesso elettricamente in parallelo all'avvolgimento secondario,
uno stadio rettificatore secondario collegato elettricamente in parallelo al condensatore di risonanza, e - un modulo di pilotaggio, configurato per:
ricevere in ingresso un segnale rappresentativo della tensione misurata ai capi di un semi ponte di commutazione superiore o inferiore,
- rilevare la presenza di una tensione negativa nel segnale rappresentativo della tensione misurata ai capi di detti semi ponti di commutazione superiore o inferiore, - ad ogni ciclo anticipare il segnale di comando degli interruttori del semi ponte di commutazione inferiore o superiore da attivare al successivo ciclo di commutazione di un tempo di sfasamento che viene ridotto ad ogni ciclo fino a guando viene osservata la condizione di assenza di tensione negativa nel segnale rappresentativo della tensione misurata ai capi di detti semi ponti di commutazione superiore o inferiore.
Una o più forme di attuazione possono riferirsi ad un dispositivo corrispondente nonché un prodotto informatico caricabile nella memoria di almeno un dispositivo di elaborazione e comprendente porzioni di codice software per eseguire le fasi del procedimento quando il prodotto è eseguito su almeno un computer. Come qui usato, il riferimento ad un tale prodotto informatico è inteso come equivalente al riferimento ad un mezzo leggibile da un computer contenente istruzioni per controllare il sistema di elaborazione al fine di coordinare 1'attuazione del procedimento secondo 1'invenzione . Il riferimento ad "almeno un dispositivo processore" è inteso ad evidenziare la possibilità per la presente invenzione di essere attuata in una forma modulare e/o distribuita.
Le rivendicazioni formano parte integrante della descrizione di una o più forme di attuazione come qui fornite.
Breve descrizione delle figure
Una o più forme di attuazione verranno ora descritte a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento alle figure annesse, in cui:
- la Figura 1 mostra un esempio di un convertitore risonante,
- la Figura 2 mostra grafici temporali dei principali segnali che scorrono nel convertitore,
- la Figura 3 mostra il circuito equivalente del lato primario con evidenziate le capacità parassita,
- le Figure 4, 5, 6 mostrano tre possibili casi in base alla scelta del ritardo Tshift,
- la Figura 7 mostra come si raggiunge la condizione di equilibrio di Figura 6,
- la Figura 8 mostra grafici temporali dei principali segnali che scorrono nel convertitore,
- la Figura 9 una possibile implementazione del modulo di pilotaggio,
- la Figura 10 mostra la variazione della soglia di tensione guando si riconosce un sotto massa, e
- le Figure il, 12, 13 mostrano grafici temporali che illustrano come determinare il valore del ritardo Tshift.
Descrizione dettagliata
Nella seguente descrizione sono illustrati uno o più dettagli specifici, mirati a fornire una comprensione approfondita di varie forme di attuazione esemplificative. Le forme di attuazione possono essere ottenute senza uno o più di tali dettagli specifici, oppure attraverso altri procedimenti, componenti, materiali, ecc.. In altri casi, strutture, materiali, o operazioni note non sono rappresentate o descritte in dettaglio per evitare di oscurare alcuni aspetti delle forme di attuazione.
Un riferimento ad "una forma di attuazione" nel contesto della presente descrizione è destinato ad indicare che una particolare configurazione, struttura o caratteristica descritta in relazione alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Per cui, espressioni guali "in una forma di attuazione", eventualmente presenti in uno o più punti della presente descrizione, non fanno necessariamente riferimento ad una stessa forma di attuazione. Inoltre , particolari configurazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinati in gualsiasi modo adeguato in una o più forme di attuazione.
I riferimenti qui utilizzati sono forniti semplicemente per convenienza e quindi non definiscono 1'ambito di protezione o la portata delle forme di attuazione .
II campo di applicazione è il convertitore full bridge risonante il cui schema di principio è rappresentato nella Figura 1.
Nella Figura 1 gli interruttori M1-M2-M3-M4-M5-M6 sono realizzati tramite transistori . Ad esempio, nella forma di attuazione proposta e illustrata nelle figure gli interruttori sono realizzati con transistori MOSFET (Metal-Oxide- Semiconductor Field-Effect Transistor) utilizzati in modalità ON/OFF o in commutazione (switching) .
Nella descrizione che segue verranno utilizzati indifferentemente i termini interruttore e transistore , in quanto i transistori vengono fatti lavorare nella loro zona di lavoro in cui si comportano come interruttori.
I transistori MOS M1-M2-M3-M4 formano il convertitore full bridge : M2 e M4 sono denominati Power High Side mentre MI e M3 sono chiamati Power Low Side.
In questo tipo di convertitore i segnali di comando che pilotano le coppie di transistori MOS M1-M2 e M3-M4 al primario, sono sfasati di un tempo Tshift=Tres, dove Tres è il tempo tipico di risonanza della rete Lres-Cres (vedere Figura 2).
Poiché i componenti Lres e Gres hanno uno spread di processo intrinseco, in generale si sceglie un tempo di sfasamento Tshift maggiore del tempo Tresmax (Tshift>Tresmax) dove Tresmax è il periodo di risonanza massimo ottenuto considerando il caso pessimo dello spread di processo dei componenti Cres e Lres.
Nella Figura 2 sono rappresentati i segnali che si ottengono ai nodi di PHASE (PHX e PHY) e la corrente che scorre nell'induttanza Lres e quindi nei transistori MOS attivi.
Come illustrato nella Figura 2, si può vedere che nelle fasi in cui i transistori Low Side MI e M3 sono entrambi accesi (PHX e PHY a livello basso, OV) o in cui i transistori High Side M2 e M4 sono entrambi accesi (PHX e PHY a livello alto, pari a Vin) la corrente assume dei valori costanti e piccoli. Questi valori vengono chiamati Istop.
Diversamente, nelle fasi in cui sono accese le diagonali, ossia PHX al livello alto, pari a Vin (PHX=Vin) e PHY al livello basso, pari a OV (PHY=0V),(ovvero quando i transistori M2 e M3 sono accesi), oppure PHY al livello alto, pari a Vin (PHY=Vin) e PHX al livello basso, pari a OV (PHX=0V), (ovvero quando i transistori M3 e MI sono accesi), la corrente ha un andamento in cui aumenta linearmente nella fase in cui gli interruttori M5 e M6 al secondario sono chiusi, per poi avere un andamento sinusoidale dovuto alla risonanza Lres-Cres nel momento in cui uno degli interruttori M5 o M6 al secondario viene aperto.
E possibile osservare che maggiore è il valore del tempo di sfasamento Tshift che viene impostato, maggiore sarà il valore assoluto delle correnti di stop Istop.
Nella analisi va inoltre tenuto in considerazione il fatto che le coppie di transistori MOS M1-M2 e M3-M4 non possono mai essere accese contemporaneamente per evitare che si crei un percorso diretto di corrente tra VIN e massa, provocando il danneggiamento dei transistori MOS stessi.
In altri termini, all'interno di un semi-ponte (coppia superiore M1-M2 o inferiore M3-M4) deve esserci un tempo, chiamato DEAD TIME, che intercorre tra lo spegnimento di un Power High Side e 1'accensione del Power Low Side e viceversa.
Durante la fase di DEAD TIME si genera una risonanza secondaria rispetto a guella vista in precedenza, che coinvolge la capacità parassita Coss tra i terminali DRAIN-SOURCE dei transistori MOS e 1'induttanza Lres: guesto aspetto è rappresentato nella Figura 3.
In particolare, il transistore High Side M2 del semi ponte superiore è pilotato dal segnale PWMX, mentre il transistore Low Side MI è pilotato dal segnale negato PWMX_neg. In modo analogo, il transistore High Side M4 del semi ponte inferiore è pilotato dal segnale PWMY, mentre il transistore Low Side M3 è pilotato dal segnale negato PWMY_neg.
La capacità parassita Coss_HB del Half Bridge è pari a due volte la capacità parassita di ogni singolo transistore MOS, ovvero Coss_HB=2* Coss_MOS.
Questa risonanza ha un tempo caratteristico Tres_oss dipendente da Lres e Coss che ha un valore differente rispetto al tempo Tres dipendente da Lrec e Cres.
In particolare è possibile calcolare il DEAD TIME in funzione della capacità parassita del Half Bridge
Tres_oss=27iyLres-Coss_HB
A guesto punto, si consideri ad esempio la transizione in cui la tensione al nodo PHX transisce dal livello basso (OV) al livello alto (Vin). In particolare il convertitore si trova nella condizione in cui prima si spegne il transistore Low Side MI e dopo un tempo pari al DEAD TIME si accende il transistore High Side M2.
In guesta condizione la risonanza Lres-Coss permette all'energia accumulata nell'induttanza Lres, dovuta alla corrente Istop che in essa scorreva prima dello spegnimento del transistore Low Side MI, di trasferirsi nella capacità Coss, facendo aumentare la tensione nel nodo PHX prima ancora dell'accensione del transistore High Side M2.
Questa energia accumulata in Lres viene trasferita totalmente alla capacità Coss in un tempo che è pari ad 1⁄4 del tempo caratteristico Tres_oss.
Se si fissa un DEAD TIME minore di un guarto del tempo caratteristico Tres_oss (DEAD TIME<l/4Tres_oss) solo una parte dell'energia viene scambiata tra 1'induttanza Lres e la capacità Coss.
Pertanto, in gueste condizioni (DEAD TIMECl/4Tres_oss) il valore che raggiunge la tensione al nodo PHX alla fine del DEAD TIME non sarà guello massimo possibile dovuto all'intero scambio di energia, ma sarà un valore più basso dipendente da guanto era il valore inziale di energia accumulata nell'induttanza Lres all'inizio della risonanza.
Come detto in precedenza, tale valore inziale di energia dipende da guanto grande era la corrente Istop e guindi, in definitiva, da guanto grande era il tempo di sfasamento Tshift fissato. Infatti, per guanto detto già in precedenza, maggiore è il tempo di sfasamento Tshift, maggiore è il valore della corrente Istop.
Quindi in base al valore del tempo di sfasamento Tshift impostato si possono avere tre casi diversi di comportamento del convertitore.
a) Il primo caso (mostrato nella Figura 4) è guello per cui il tempo Tshift è piccolo: il valore di tensione raggiunto dal nodo PHX al termine del tempo DEAD TIME è minore della tensione di alimentazione Vin e la curva di PHX è come guella rappresentata nella Figura 4 dove il nodo PHX raggiunge istantaneamente la tensione pari a Vin solo alla chiusura del transistore High Side M2 a fine DEAD TIME. Per simmetria guesto comportamento avverrà anche nella transizione opposta di PHX da Vin a 0V in cui il transistore High Side M2 viene prima spento e dopo il DEAD TIME viene acceso il transistore Low Side MI.
b) Il secondo caso è rappresentato nella Figura 5 in cui il tempo Tshift è molto grande: il valore di tensione raggiunto dal nodo PHX al termine del tempo DEAD TIME è maggiore di VIN, ma viene clampato ad un valore inferiore dall'accensione del diodo del transistore High Side M2, a circa 0,7V sopra la tensione di alimentazione Vin fino all'accensione del transistore High Side M2 stesso che lo riporta al valore di Vin. Nella transizione complementare il valore di tensione raggiunto dal nodo PHX viene fermato a -0,7V dall'accensione del diodo del transistore Low Side MI.
c) L'ultimo caso è rappresentato nella Figura 6 in cui il tempo Tshift ha proprio il valore opportuno tale per cui alla fine del tempo DEAD TIME il valore di tensione raggiunto dal nodo PHX è esattamente pari a Vin. Come conseguenza di guesta condizione non si accende alcun diodo interno ai transistori e 1'accensione dei transistori MOS avviene in condizione di perfetto ZVS (Zero Voltage Switching) in guanto la tensione DRAIN_SGURCE è nulla e avviene anche guasi in condizione di ZCS (Zero Current Switching) in guanto la corrente che scorre nei transistori MOS del primario in accensione è una frazione di Istop, guindi molto piccola.
Il terzo caso c) mostra la condizione ottimale per minimizzare le perdite dovute allo switching e comporta di conseguenza un miglioramento dell'efficienza.
L'idea che sta alla base della soluzione qui descritta è di raggiungere la condizione del terzo caso c) descritto e illustrato in Figura 6, per ottenere lo switching in condizioni di ZVS e di quasi ZCS. Per ottenere questo risultato, i parametri sopra descritti vengono impostati secondo le indicazioni qui sotto riportate.
In particolare, si scelgono valori per i tempi DEAD TIME e Tshift che rispettano le seguenti regole:
• DEAD TIME<1⁄4 Tres_oss_min, dove Tres_oss_min è il valore più piccolo possibile di risonanza secondaria considerando lo spread dei componenti Coss e Lres; e
• Tshift>>Tres_max, dove Tres_max è il periodo di risonanza più grande possibile della risonanza principale Lres-Cres considerando lo spread di processo di questi due componenti.
Con le impostazioni sopra indicate (Tshift» Tres_max e DEAD TIME<1⁄4Tres_oss_min), inizialmente il convertitore si trova in una situazione analoga a quella mostrata nella Figura 5, ma andando a monitorare la sovratensione o il sotto massa nella transizione di salita o discesa del segnale di tensione misurato al nodo PHX (vedere Figura 7a e 7b), è possibile sfruttare questa informazione per diminuire ciclo dopo ciclo il valore del tempo Tshift fino a raggiungere appunto la condizione di equilibrio mostrata nella Figura 6.
In particolare , per motivi di semplicità della circuiteria analogica necessaria, è più conveniente osservare il sotto-massa alla fine del fronte di discesa falling edge (EE) del segnale PHX (che rappresenta 1'andamento della tensione ai capi del nodo PHX) e andare a ridurre ciclo dopo ciclo il tempo Tshift fino al raggiungimento della condizione di ZVS e di quasi ZCS.
In questa descrizione verrà analizzata la situazione sopra indicata, ma è naturalmente possibile implementare anche 1'adeguata circuiteria per analizzare il fronte di salita rising edge (RE) del segnale PHASE (che rappresenta l<f>andamento della tensione ai capi del nodo PHASE) in modo da eliminare gli over-volt age sopra la tensione Vin. Pertanto, anche se nel seguito viene descritta solo la prima soluzione, si intende proteggere entrambe le varianti.
In particolare, detto Tshift_nom il tempo nominale impostato inizialmente, ad ogni ciclo di PWM si monitora il sotto massa del segnale PHASE e si diminuisce il tempo Tshift di un quantità molto piccola detta Stshift fino a raggiungere il valore Tshift_targ, ovvero quello ottimale per cui si raggiunge la condizione di ZVS e quasi ZCS.
Nel seguito sarà descritto il meccanismo implementato per ottenere questa condizione.
Il modulo ZVS adattativo, in base a quanto detto precedentemente, è un modulo che, osservando il sotto massa del segnale che rappresenta la tensione ai capi del nodo PHX dopo lo spegnimento del transistore power High Side M2, genera ciclo dopo ciclo una diminuzione del tempo Tshift per ottenere la condizione di quasi ZCS e di ZVS, in cui i diodi dei transistori MOS nel full bridge M1-M2-M3-M4 non si accendono e nello stesso tempo 1'accensione dei transitori MOS avviene con Vdrain-Source^OV.
Nella Figura 8 sono mostrati i segnali logici a bassa tensione PWMX e PWMY con cui si comandano, mediante opportuni drivers, le coppie di transistori MOS M1-M2 e M3-M4 che formano il full bridge al primario, e i rispettivi segnali di phase PHX e PHY che si muovono tra OV e Vin per arrivare alla situazione di equilibrio descritta in precedenza in cui non si ha la formazione del sotto massa in fase di switching.
Nella Figura 8 in particolare è stato rappresentato un punto di lavoro in cui non si è ancora raggiunta la condizione guasi ZCS e ZVS.
Considerando i segnali mostrati nella Figura 8, 1'idea è traslare rigidamente il PWMY dal suo valore nominale PWMY_nom (mostrato in linea continua) fissato dal valore del Tshift_nom (tempo Tshift nominale fissato come detto in precedenza) fino ad un valore Tshift_targ (mostrato in linea tratteggiata) che è il valore da raggiungere per eliminare i picchi di sotto massa (cerchiati con linea continua) e per simmetria i picchi di sovra alimentazione (cerchiati con linea tratteggiata).
Per ottenere questa condizione, partendo dal tempo Tshift_nom, ad ogni ciclo si osserva il sotto massa e si anticipa temporalmente di un Stshift il PWMY, fermandosi al valore tale per cui i sotto massa sono eliminati. A quel punto si è ottenuto per costruzione la condizione di ZVS e quasi ZCS e la non accensione dei diodi dei transitori MOS al primario.
Il modulo di pilotaggio che ad ogni ciclo permette di calcolare il valore Stshift e ricostruire il PWMY anticipato (mostrato con linea a tratti) rispetto a quello nominale (mostrato con linea continua) è rappresentato nella Figura 9.
Il modulo rappresentato in Figura 9 prende come ingresso il segnale PHX: questo segnale viene inizialmente filtrato attraverso un circuito di clamp 10 che lo ripulisce dal rumore e lo blocca all'interno di valori di tensione che possono essere utilizzati dai circuiti a bassa tensione a valle, in quanto Vin, e quindi di conseguenza PHX, possono raggiungere anche valori molto alti (ad esempio 76V).
In seguito un comparatore Fast 12, molto veloce, ad elevato guadagno e a basso offset, fornisce 1'informazione dei passaggi per lo OV di PHX. Questo comparatore Fast 12 è disegnato con lo stadio d'ingresso sbilanciato per avere una soglia leggermente positiva che compensi il suo stesso ritardo e il suo offset statistico, per guanto guesti molto bassi.
L'informazione in uscita dal comparatore 12 (informazione relativa ai passaggi per lo OV di PHX) viene inviata come ingresso in una porta logica AND 16 insieme all'uscita del blocco 14 che fornisce 1'informazione dell'avvenuto evento di falling edge del segnale PWMX.
Pertanto, in gueste condizioni è presente un sotto massa nella zona prevista del segnale PHX. Il sotto massa è indice che è necessario anticipare di un valore Stshift il segnale PWMY: guesto segnale all'inizio corrisponderà con il PWMY_nom e ciclo dopo ciclo, verrà anticipato nel tempo fino a raggiungere un segnale PWMY_targ che permette di raggiungere la situazione di guasi ZCS e ZVS menzionata in precedenza.
Per creare il tempo Stshift, 1'uscita della porta logica AND 16 viene inviata come ingresso in un blocco digitale 18 che crea due finestre temporali di diversa durata.
La prima finestra TI inizia non appena 1'uscita della porta AND 16 transisce dal valore 0 al valore 1 e dura un tempo tl nel guale viene chiuso 1'interruttore ITI.
La seconda finestra T2 crea un tempo t2« t1 che chiude 1'interruttore IT2.
Nel caso il segnale PHX non vada sotto massa l<f>interruttore TI non viene chiuso, mentre dopo un ritardo fisso rispetto al fronte di discesa falling edge (FE) di PWMX viene chiuso 1'interruttore IT2 sempre per un tempo pari a t2.
Ne consegue che, ad ogni ciclo di PWM per cui si intercetta un sotto massa, la capacità C viene scaricata da una corrente I più di guanto sia stata caricata al ciclo precedente. Se non si intercetta un sotto massa, viene invece solo caricata di un valore piccolo. Questo meccanismo consente di ottenere la bidirezionalità della correzione apportata.
Allo start up del circuito, la capacità C viene precaricata ad una certa soglia identificata con Vstart, soglia che viene anche utilizzata se è necessario un resetting improvviso durante il funzionamento del circuito.
Nella Figura 10 è mostrata la variazione della soglia Vth_int durante un ciclo di cui si intercetta un sotto massa. Al passo (n-1) la variazione VI è dovuta al sotto massa, poi al passo (n) si aggiunge una variazione V2 dovuta al δ e infine si ha la nuova soglia Vth_int(n+1) Nel caso non ci fosse sotto massa sul PHASE la variazione VI non ci sarebbe e si avrebbe solo 1'aumento V2 della soglia dovuto al δ.
Ad ogni ciclo del segnale PWM, la soglia Vth_int in uscita dal buffer 20 viene confrontata dal comparatore Rise 22 con una rampa 22a che sale a pendenza costante a partire dal fronte di salita rising edge (RE) del PWMX e resettata al fronte di discesa falling edge (FE) del PWMX.
1/uscita GUT_RISE del comparatore Rise 22 transisce guando la soglia intercetta la rampa: guesta condizione avviene dopo un ritardo rispetto al fronte di salita rising edge (RE) del PWMX individuato dal modulo 22b che dipende dal valore raggiunto a quel punto dalla Vth_int e dal valore inziale della rampa e dalla sua pendenza.
Ugualmente la soglia Vth_int ad ogni ciclo viene anche confrontata con una rampa uguale a quella precedente, ma che inizia al momento del fronte di discesa falling edge (FE) del PWMX (e resettata invece al fronte di salita rising edge (RE) del PWMX): questo confronto, attuato dal comparatore Fall 24, è fatto in modo tale per cui l'uscita OUT_FALL transisca da 1 a 0 dopo un ritardo uguale a quello precedente ma fatto rispetto al fronte di discesa falling edge (FE) del PWMX.
I segnali OUT_RISE e OUT_FALL insieme al segnale PWMX e al PWMY_nom sono passati ad un modulo di logica 26 che esegue la funzione descritta qui di seguito.
- Dopo il fronte di salita rising edge (RE) del PWMX, commuta la sua uscita PWMY_GUT da 0 a 1 eseguendo un OR logico tra PWMY_nom e OUT_RISE;
- Dopo il fronte di discesa falling edge (FE) del PWMX, fa transire la sua uscita PWMY_GUT da 1 a 0 eseguendo una AND logica tra PWMY_nom e OUT_FALL.
Pertanto, serve scegliere in modo accurato un opportuno valore di soglia inziale Vstart e un opportuno valore di partenza e di pendenza della rampa, in modo tale da essere sicuri che all'inizio del funzionamento del sistema, gli eventi OUT_RISE e OUT_FALL avvengano rispettivamente dopo un ritardo rispetto al fronte di salita rising edge (RE) del PWMX e al fronte di discesa falling edge (EE) del PWMX, in cui tale ritardo sia maggiore del massimo Tshift_nom che si vuole applicativamente coprire.
Facendo riferimento alla Figura 11, in questo modo si otterrà un'evoluzione del convertitore tale per cui all'inizio il PWMY_OUT dello ZVS è coincidente con il PWMY_nom, ma poiché, per come è stato scelto il valore del tempo Tshift_nom, si creerà un sotto massa SMI sul PHX, ad ogni ciclo la Vth_int diminuirà e ad un certo punto gli eventi OUT_RISE e OUT FALL avverranno rispettivamente prima del fronte di salita rising edge (RE) e del fronte di discesa falling edge (FE) del PWMY_nom, traducendosi in un PWMY_OUT anticipato rispetto al PWMY_nom (vedere Figura 12).
Utilizzando come comando per i drivers che accendono e spengono i transistori MOS, il PWMY_OUT al posto del PWMY_nom, è evidente che 1'anticipo di PWMY_OUT rispetto al PWMY_nom, determinerà, per guanto spiegato in precedenza, una riduzione dei picchi di sotto massa e dei picchi di sovra alimentazione (vedere il confronto tra la Figura 11 e la Figura 12).
Tuttavia, guesto anticipo continuerà ad aumentare fino al ciclo in cui non si avrà più formazione dei picchi di sotto massa. In guesta condizione la soglia Vth_int verrà solo aumentata del piccolo δ e non più diminuita e guindi al ciclo successivo il PWMY_OUT verrà ritardato di poco e non più anticipato.
Questo continuerà fino a che non si otterrà un piccolo accenno di sotto massa del PHX come illustrato nella Figura 13.
A guesto punto la situazione si inverte nuovamente e il PWMY_OUT tornerà ad essere anticipato. In pratica si sarà raggiunta una condizione di eguilibrio in cui il PWMY_OUT si muoverà attorno ad un valore di Tshift_target (vedere Figura 13) che garantirà la condizione di ZVS e guasi ZCS, con un jitter dipendente dai parametri analogici del modulo di pilotaggio del convertitore (valore dei tempi t1 e t2 di chiusura degli interruttori di scarica e carica della capacita C, valore della capacità C stessa, valore della corrente I di carica e scarica, pendenza della rampa, ritardi e offset dei comparatori Rise e Fall) e un sotto massa che in questa condizione oscillerà conformemente al jitter tra una condizione nulla e una condizione di sotto massa trascurabile (tale da non accendere i diodi interni dei transistori) .
E quindi importante tarare tutti questi parametri per avere un jitter opportunamente piccolo.
Naturalmente, senza pregiudizio per il principio dell'invenzione, i dettagli di costruzione e le forme di attuazione possono variare ampiamente rispetto a quanto è stato descritto e illustrato qui puramente a titolo di esempio, senza uscire in tal modo dall' ambito della presente invenzione, come definita dalle rivendicazioni seguenti.

Claims (9)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Procedimento per il pilotaggio di un convertitore risonante comprendente: - un circuito primario a commutazione avente almeno un avvolgimento primario e uno stadio a ponte di commutazione primario (MI, M2, M3, M4) configurato per pilotare detto avvolgimento primario, e un induttore di risonanza (Lres) in serie all'avvolgimento primario, un circuito risonante secondario avente un avvolgimento secondario magneticamente accoppiato all'avvolgimento primario, un condensatore di risonanza (Cres) connesso elettricamente in parallelo all'avvolgimento secondario, uno stadio rettificatore secondario collegato elettricamente in parallelo al condensatore di risonanza (Cres), e - un modulo di pilotaggio, configurato per: ricevere in ingresso un segnale (PHX, PHY) rappresentativo della tensione misurata ai capi di un semi ponte di commutazione superiore (MI, M2) o inferiore (M3, M4), - rilevare la presenza di una tensione negativa nel segnale (PHX, PHY) rappresentativo della tensione misurata ai capi di detti semi ponti di commutazione superiore (MI, M2) o inferiore(M3,M4), ad ogni ciclo anticipare (Tshift_nom) il segnale di comando (PWMY_OUT, PWMX_OUT) degli interruttori del semi ponte di commutazione inferiore (M3, M4 ) o superiore (MI, M2) da attivare al successivo ciclo di commutazione di un tempo di sfasamento (Tshift) che viene ridotto (Stshift) ad ogni ciclo fino a quando (Tshift_targ) viene osservata la condizione di assenza di tensione negativa nel segnale (PHX, PHY) rappresentativo della tensione misurata ai capi di detti semi ponti di commutazione superiore (MI, M2) o inferiore (M3, M4).
  2. 2 . Procedimento secondo la rivendicazione 1 , in cui nei cicli successivi a quello in cui viene osservata la condizione di assenza di tensione negativa nel segnale (PHX, PHY) rappresentativo della tensione misurata ai capi di detti semi ponti di commutazione superiore (MI, M2) o inferiore (M3, M4), il segnale di comando (PWMY_OUT, PWMX_OUT ) degli interruttori del semi ponte di commutazione inferiore (M3, M4) o superiore (MI, M2) viene ritardato di una piccola quantità (δ) fino a quando verrà rilevata la presenza di una nuova tensione negativa nel segnale (PHX, PHY) rappresentativo della tensione misurata ai capi di detti semi ponti di commutazione superiore (MI, M2) o inferiore (M3, M4).
  3. 3. Procedimento secondo la rivendicazione 1 o la rivendicazione 2, in cui detto tempo di sfasamento (Tshift_nom) viene inizialmente scelto maggiore del tempo di risonanza massimo (Tresmax) della rete formata da induttore e condensatore di risonanza (Lres,Gres).
  4. 4. Procedimento secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni , in cui gli interruttori High-Side (M2, M4) e Low-Side (MI, M3) dello stadio di commutazione primario sono realizzati tramite transistori .
  5. 5 . Procedimento secondo la rivendicazione 4 , in cui detti transistori sono MOSFET.
  6. 6. Procedimento secondo la rivendicazione 5 , in cui all' interno del semi-ponte superiore (MI, M2) o inferiore (M3, M4) tra lo spegnimento del MOSFET Power High Side (M2, M4 ) e l'accensione del rispettivo MOSFET Power Low Side (MI, M3), e viceversa, trascorre un tempo morto (DEAD TIME) per evitare che si crei un percorso diretto di corrente tra massa e tensione di alimentazione (Vin), in cui durante detto tempo morto (DEAD TIME) si genera una risonanza secondaria che coinvolge la capacità parassita (Coss ) tra i terminali DRAIN-SOURCE dei transistori MOSFET (MI, M2, M3 , M4) e 1'induttanza di risonanza (Lres), in cui il procedimento prevede di configurare detto modulo di pilotaggio per selezionare: - il DEAD TIME<1⁄4Tres_oss_min, dove Tres_oss_min è il valore più piccolo possibile di risonanza secondaria che coinvolge la capacità parassita (Coss) e 1'induttanza di risonanza (Lres); e Tshift>>Tres_max, dove Tres_max è il periodo di risonanza più grande possibile della risonanza principale (Lres, Gres).
  7. 7. Convertitore risonante comprendente : - un circuito primario a commutazione avente almeno un avvolgimento primario e uno stadio a ponte di commutazione primario (MI, M2, M3, M4) configurato per pilotare detto avvolgimento primario, e un induttore di risonanza (Lres) in serie all'avvolgimento primario, un circuito risonante secondario avente un avvolgimento secondario magneticamente accoppiato all'avvolgimento primario, un condensatore di risonanza (Gres) connesso elettricamente in parallelo all'avvolgimento secondario, uno stadio rettificatore secondario collegato elettricamente in parallelo al condensatore di risonanza (Cres), e - un modulo di pilotaggio, configurato per comandare indipendentemente 1'uno dall'altro detti semi ponti di commutazione superiore (MI, M2) o inferiore (M3,M4) per implementare il procedimento definito nella rivendicazione 1.
  8. 8. Convertitore secondo la rivendicazione 7, in cui detti semi ponti di commutazione superiore (MI, M2) e inferiore (M3, M4) sono realizzati tramite transistori MOSFET.
  9. 9. Prodotto informatico caricabile nella memoria di almeno un dispositivo di elaborazione e comprendente porzioni di codice software per eseguire le fasi del procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 6 quando il prodotto è eseguito su almeno un computer.
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