JP5530212B2 - 電源装置、ハードディスク装置、及び電源装置のスイッチング方法 - Google Patents
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Description
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの電源装置に係わり、特に絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの軽負荷時の効率向上に関するものである。
省エネルギー化の観点から絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源装置は、広い負荷範囲で高い電力変換効率が要求される。このため、一次側にフルブリッジ回路、二次側にカレントダブラ方式の整流平滑回路を有する電源装置を適用して、共振インダクタＬｒとフルブリッジ回路の共振コンデンサＣｒを用いてＺＶＳ（Zero Voltage Switching、ゼロボルトスイッチング、以下、ＺＶＳと称することもある。）を実現するソフトスイッチング技術により、高い電力変換効率を達成している。しかしながら、この種の電源装置は、軽負荷になるとＺＶＳが実現できなくなるので、電力変換効率が低下するという問題点を有している。これの解決のため、従来知られている方法として、特許文献１や特許文献２がある。何れも、軽負荷時に共振インダクタの値を大きくする方法でＺＶＳを実現しようというものである。
特許文献１は、共振インダクタＬｒに直列に第２の共振インダクタとスイッチの並列回路を設け、負荷状態を検出して軽負荷ならスイッチをオフして、共振インダクタの値をステップ的に大きくすることによりＺＶＳを実現している。しかしながら、この方法では、前記電源装置のパワー部に回路部品が追加されるので、回路が複雑となるという問題がある。
また、特許文献２は、共振インダクタの値を連続的に大きくするために、可飽和リアクトルを用い、負荷状態により可飽和リアクトルをリニアに制御して連続的に共振インダクタの値を変えるという方法である。この場合、電源装置のパワー部に回路部品が追加される上、リニア制御のための回路が加わるので、更に回路が複雑となり、軽負荷時においてもリニア制御による駆動損（エネルギー損失）が発生するという問題がある。
そこで、本発明はこのような問題点を解決するもので、その目的とするところは、軽負荷時においても電力変換効率の高い絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源装置を提供することである。
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
即ち、本発明の電源装置は、トランスと、該トランスの一次側に設けた４つのアームスイッチからなるフルブリッジ回路と、前記トランスの二次側に設けた２つの同期整流スイッチとチョークコイルとコンデンサとを有する整流平滑回路と、前記整流平滑回路に設けられた出力端子と、前記フルブリッジ回路の４つのアームスイッチと前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチとをオンオフ制御する制御回路と、さらに、前記トランスの一次側に前記トランスの漏れインダクタ成分と配線の寄生インダクタ成分からなる共振インダクタと、前記フルブリッジ回路のアームスイッチの寄生静電容量成分からなる共振コンデンサと、を備える電源装置であって、前記制御回路に、前記整流平滑回路に設けられた出力端子に流れる出力電流に基づいて、前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチの切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を有し、軽負荷時には、前記出力電流が増加したのと同等に作用するように、二次側の前記整流平滑回路の前記チョークコイルに蓄えられたエネルギーを一次側の前記フルブリッジ回路に戻し、前記フルブリッジ回路に流れる電流を増加させ、前記出力端子に流れる出力電流と前記共振インダクタ、前記共振コンデンサとで決まるゼロボルトスイッチングに必要な共振ピーク電圧を確保して、前記フルブリッジ回路のゼロボルトスイッチングを行うことを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
即ち、本発明の電源装置は、トランスと、該トランスの一次側に設けた４つのアームスイッチからなるフルブリッジ回路と、前記トランスの二次側に設けた２つの同期整流スイッチとチョークコイルとコンデンサとを有する整流平滑回路と、前記整流平滑回路に設けられた出力端子と、前記フルブリッジ回路の４つのアームスイッチと前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチとをオンオフ制御する制御回路と、さらに、前記トランスの一次側に前記トランスの漏れインダクタ成分と配線の寄生インダクタ成分からなる共振インダクタと、前記フルブリッジ回路のアームスイッチの寄生静電容量成分からなる共振コンデンサと、を備える電源装置であって、前記制御回路に、前記整流平滑回路に設けられた出力端子に流れる出力電流に基づいて、前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチの切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を有し、軽負荷時には、前記出力電流が増加したのと同等に作用するように、二次側の前記整流平滑回路の前記チョークコイルに蓄えられたエネルギーを一次側の前記フルブリッジ回路に戻し、前記フルブリッジ回路に流れる電流を増加させ、前記出力端子に流れる出力電流と前記共振インダクタ、前記共振コンデンサとで決まるゼロボルトスイッチングに必要な共振ピーク電圧を確保して、前記フルブリッジ回路のゼロボルトスイッチングを行うことを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
かかる構成により、前記フルブリッジ回路が備えるアームスイッチと前記タイミング可変手段を介して駆動される前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチをオンオフ制御して、軽負荷時には、前記出力端子に流れる出力電流と前記共振インダクタ、共振コンデンサ容量とで決まるＺＶＳに必要な共振ピーク電圧を、前記出力電流が増加したのと同等に作用させる。これにより、前記整流平滑回路のチョークコイルに蓄えられたエネルギーを前記フルブリッジ回路に戻し、前記フルブリッジ回路に流れる電流が増加する。これによって前記フルブリッジ回路が備えるアームスイッチのＺＶＳが確保される。
以上、本発明によれば、軽負荷時においても電力変換効率の高い絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源装置を提供することができる。
本発明の実施の形態の概要を先に簡単に述べ、その後、より詳細な実施形態と動作について説明する。
（実施形態の概要）
本発明の電源装置は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源装置であり、トランスと、トランスの一次側に４つのアームスイッチを備えたフルブリッジ回路、トランスの二次側に２つの同期整流スイッチとチョークコイルとコンデンサを備えた整流平滑回路と、前記４つのアームスイッチと前記２つの同期整流スイッチのオン、オフ（ＯＮ、ＯＦＦ）を制御し、かつ前記同期整流スイッチの切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を有する制御回路と、を備えて構成される。
（実施形態の概要）
本発明の電源装置は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源装置であり、トランスと、トランスの一次側に４つのアームスイッチを備えたフルブリッジ回路、トランスの二次側に２つの同期整流スイッチとチョークコイルとコンデンサを備えた整流平滑回路と、前記４つのアームスイッチと前記２つの同期整流スイッチのオン、オフ（ＯＮ、ＯＦＦ）を制御し、かつ前記同期整流スイッチの切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を有する制御回路と、を備えて構成される。
前記フルブリッジ回路の４つのアームスイッチのオンオフを制御することにより、直流電圧を交流電圧に変換して、前記トランスの一次側にこの交流電圧を加え、前記トランスの二次側に伝達する。トランスの二次側では、伝達された電力を、前記同期整流スイッチをオンオフ制御して、さらにチョークコイルとコンデンサを備えた整流平滑回路で直流電圧に再変換する。
また、前記トランスの二次側の出力の負荷状態がトランスを介して、トランスの一次側のフルブリッジ回路に影響を与える。フルブリッジ回路はこの影響を受けながら動作をする。この過程において、前記４つのアームスイッチのオンオフは、そのスイッチの両端の電圧がより０に近い状況で行うことが、無駄なエネルギー損失を無くし、電力変換効率の向上の観点から重要である。したがって、前記アームスイッチのゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）が訴求される。
また、前記トランスの二次側の出力の負荷状態がトランスを介して、トランスの一次側のフルブリッジ回路に影響を与える。フルブリッジ回路はこの影響を受けながら動作をする。この過程において、前記４つのアームスイッチのオンオフは、そのスイッチの両端の電圧がより０に近い状況で行うことが、無駄なエネルギー損失を無くし、電力変換効率の向上の観点から重要である。したがって、前記アームスイッチのゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）が訴求される。
軽負荷時は、前記２つの同期整流スイッチの切換えタイミングを、前記４つのアームスイッチからなるフルブリッジ回路の遅れ位相側の上下の前記アームスイッチのオフ期間の後縁から前縁側に、即ちフルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのうちオフからオンに切換る側のスイッチの立上りタイミングからオンからオフに切換える側のスイッチの立下りタイミング側にシフトするようにする。すると、２つの同期整流スイッチのうちオンからオフに切換る側の同期整流スイッチでは、同期整流スイッチの方に流れていたチョークコイルの電流が、ボディーダイオードの方に切換って流れるようになる。このチョークコイルの電流は、微小期間では一定電流と見做せるので、このチョークコイルにトランスの二次側コイル電流が加わると、二次側コイル電流が増加した分、ボディーダイオードに流れる電流は減少する。
さらに、二次側コイル電流がチョークコイルの一定電流値と等しくなると、ボディーダイオードには電流が流れなくなる。このため，ボディーダイオードは不導通となり、カットオフとなる。更に、二次側コイル電流が増加すると、チョークコイルの一定電流値を超えるので、二次側コイル電流のうちチョークコイルの一定電流値を超えた分の電流は、余剰電流として、同期整流スイッチの寄生静電容量を充電して流れるようになる。すると、同期整流スイッチの両端電圧、即ちトランスの二次側コイルの一端の電圧を急速に電源装置の出力電圧とチョークコイルに発生する電圧の和の電圧まで上昇させる。この急速な電圧上昇の発生により、トランスの二次側コイル電流が抑制されるので、同期整流スイッチの寄生静電容量に流れていた余剰電流は減少していき、最終的にゼロとなる。これにより、二次側コイル電流はチョークコイルに流れる一定電流値に収束され、等しくなる。
このようにして、オンからオフに切換る側の同期整流スイッチに接続されたチョークコイルに蓄えられたエネルギーがトランスの二次側コイルに流れるようになり、とりもなおさず、このエネルギーはトランスの一次側に伝達される。このようにして、トランスの一次側の電流の増加が図れるので、軽負荷時の共振インダクタと共振コンデンサと負荷依存の電流とで決まるＺＶＳに必要な共振ピーク電圧の低下を所定の値まで上げるようにして、ＺＶＳを実現するようにしている。
また、本発明の電源装置は、負荷状態によって、電流の増加量を変えるので、軽負荷になる程電流の増加量を大きくする。このため、前記制御回路に備えたタイミング可変手段によって、２つの同期整流スイッチの切換えタイミングをシフトする。即ち軽負荷になる程、フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間の後縁から前縁側に、つまりフルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのうちオフからオンに切換る側のアームスイッチの立上りタイミングから、オンからオフに切換る側のアームスイッチの立下りタイミング側へ、前記２つの同期整流スイッチの切換えタイミングのシフト量を大きくする。これにより、広い負荷範囲に亘って効率向上を図るようにしている。
以上が実施形態の概要である。次に実施形態を詳しく説明する。
以上が実施形態の概要である。次に実施形態を詳しく説明する。
（第１の実施形態）
以下、本発明の電源装置の第１の実施形態を図１〜図１２を参照して説明する。
また、併せて本発明の電源装置のスイッチング方法の実施形態について説明する。
図１は、本発明を適用した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源装置の第１の実施形態を示す回路図である。
図１において、符号ＴＲはトランス（変圧器）、破線で示した符号１０はトランスＴＲの一次側コイルＬｐを交流駆動するフルブリッジ回路である。破線で示した符号２０はトランスＴＲの二次側コイルＬｓに誘起される交流電圧を同期整流して直流電圧に変換するカレントダブラ方式（全波を対象）の整流平滑回路である。符号ＣＯＮＴは上記フルブリッジ回路１０を構成するＭＯＳＦＥＴからなるアームスイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４）、及び整流平滑回路２０のＭＯＳＦＥＴからなる同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の動作タイミングを制御する制御回路である。なお、ＭＯＳＦＥＴは電界効果型トランジスタを表し、Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor（金属−酸化物−半導体電界効果型トランジスタ）の略である。また、ＭＯＳＦＥＴはスイッチの役目をするので、スイッチとして使用する場合にはＭＯＳＦＥＴを単にスイッチと表現する場合もある（例えばＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１）をスイッチＭＨ１と表記）。
以下、本発明の電源装置の第１の実施形態を図１〜図１２を参照して説明する。
また、併せて本発明の電源装置のスイッチング方法の実施形態について説明する。
図１は、本発明を適用した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源装置の第１の実施形態を示す回路図である。
図１において、符号ＴＲはトランス（変圧器）、破線で示した符号１０はトランスＴＲの一次側コイルＬｐを交流駆動するフルブリッジ回路である。破線で示した符号２０はトランスＴＲの二次側コイルＬｓに誘起される交流電圧を同期整流して直流電圧に変換するカレントダブラ方式（全波を対象）の整流平滑回路である。符号ＣＯＮＴは上記フルブリッジ回路１０を構成するＭＯＳＦＥＴからなるアームスイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４）、及び整流平滑回路２０のＭＯＳＦＥＴからなる同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の動作タイミングを制御する制御回路である。なお、ＭＯＳＦＥＴは電界効果型トランジスタを表し、Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor（金属−酸化物−半導体電界効果型トランジスタ）の略である。また、ＭＯＳＦＥＴはスイッチの役目をするので、スイッチとして使用する場合にはＭＯＳＦＥＴを単にスイッチと表現する場合もある（例えばＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１）をスイッチＭＨ１と表記）。
前記フルブリッジ回路１０は、直流電圧ＶＤＣが印加される入力端子Ｖｉと一次側基準電位（接地電位）ＧＮＤとの間に直列に接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１、ＭＨ２）及びＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ３、ＭＨ４）とから構成されている。なお、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１〜ＭＨ４）に並列に接続されているダイオード（ＤＨ１〜ＤＨ４）、共振コンデンサ（Ｃｒ１〜Ｃｒ４）は、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１〜ＭＨ４）のそれぞれに付帯しているボディーダイオードと寄生静電容量である。
なお、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１〜ＭＨ４）は（実施形態の概要）で表記した上下のアームスイッチに相当している。
なお、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１〜ＭＨ４）は（実施形態の概要）で表記した上下のアームスイッチに相当している。
フルブリッジ回路を構成するＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１、ＭＨ２）の接続点（Ｖ１１に対応）と、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ３、ＭＨ４）の接続点（Ｖ１２に対応）は、トランスＴＲの一次側に接続され、フルブリッジ回路で発生した電圧は、トランスＴＲの一次側コイルＬｐに印加される。この印加電圧は、二次側コイルＬｓの両端（Ｖ２１とＶ２２に相当）に伝達されて出力される。なお、トランスＴＲの一次側コイルＬｐと二次側コイルＬｓの巻数比はｎ：１である。
整流平滑回路２０の直列に接続された同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）は前記トランスＴＲの二次側コイルＬｓの両端（Ｖ２１、Ｖ２２間に相当）に接続される。チョークコイルＬ１の一端は、前記二次側コイルＬｓの一方の端子（Ｖ２１相当）に接続され、チョークコイルＬ２の一端は前記二次側コイルＬｓのもう一方の端子（Ｖ２２相当）に接続される。チョークコイルＬ１の他端とチョークコイルＬ２の他端とは互いに接続される。チョークコイルＬ１の他端と同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の接続点との間に出力コンデンサＣｏが接続される。さらに、出力コンデンサＣｏの両端には、負荷（図示せず）が接続される出力端子ＶｏＨと出力端子ＶｏＬとが接続される。チョークコイルＬ１の他端は、整流平滑回路２０の出力端子ＶｏＨに接続され、同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の接続点は、整流平滑回路２０のもう一方の出力端子ＶｏＬに接続される。チョークコイルＬ１の他端と出力端子ＶｏＨの間の接続線に流れる電流Ｉｏを検出するカレントトランスＣＴが設けられている。
なお、出力端子ＶｏＬは接地（グランド）されて用いられることもある。
なお、出力端子ＶｏＬは接地（グランド）されて用いられることもある。
また、同期整流スイッチＭＯＳＦＥＴ（ＭＬ１）と同期整流スイッチであるＭＯＳＦＥＴ（ＭＬ２）に並列に接続されているダイオードＤＬ１とダイオードＤＬ２、コンデンサＣｓ１とコンデンサＣｓ２は、同期整流スイッチＭＯＳＦＥＴ（ＭＬ１）と同期整流スイッチＭＯＳＦＥＴ（ＭＬ２）のそれぞれに付帯しているボディーダイオードと、静電容量（寄生静電容量）である。
また、同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）とチョークコイル（Ｌ１、Ｌ２）と出力コンデンサＣｏからなる整流平滑回路２０は全波を対象として整流するので、カレントダブラ方式の整流平滑回路と呼ばれる。
また、同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）とチョークコイル（Ｌ１、Ｌ２）と出力コンデンサＣｏからなる整流平滑回路２０は全波を対象として整流するので、カレントダブラ方式の整流平滑回路と呼ばれる。
制御回路ＣＯＮＴは、カレントトランスＣＴにより検出されたセンス電流ＣＳと、出力端子ＶｏＨと出力端子ＶｏＬの間に得られる出力電圧Ｖｏが入力されている。また、アームスイッチであるＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１〜ＭＨ４）の制御信号を位相シフトＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅変調）制御方式で制御するタイミングと、同期整流スイッチであるＭＯＳＦＥＴ（ＭＬ１、ＭＬ２）の制御信号をアームスイッチであるＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１〜ＭＨ４）の位相シフトＰＷＭからの信号に基づいてオン／オフするタイミングとを発生している。具体的には、図２〜図４で示す制御信号（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）にそれぞれ対応するタイミングである。
また、制御回路ＣＯＮＴは、負荷電流量に応じて、同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を備えている。
また、制御回路ＣＯＮＴは、負荷電流量に応じて、同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を備えている。
（絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源装置の動作）
次に、本実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源装置の動作を、図２〜図５のタイミングチャート及び図６〜図１１（図１０は１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄからなる）の等価回路図を参照して説明する。なお、図６〜図１１は、図２〜図５に示されている各期間＃１〜＃６におけるフルブリッジ回路１０及び整流平滑回路２０の各等価回路の状態をそれぞれ示している。
次に、本実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源装置の動作を、図２〜図５のタイミングチャート及び図６〜図１１（図１０は１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄからなる）の等価回路図を参照して説明する。なお、図６〜図１１は、図２〜図５に示されている各期間＃１〜＃６におけるフルブリッジ回路１０及び整流平滑回路２０の各等価回路の状態をそれぞれ示している。
図２〜図４において、図１の各スイッチであるＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）に与える制御信号は、制御信号（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）（図２〜図４）の制御信号波形で示されている。これらの制御信号波形がＨｉｇｈにあるときオン（ＯＮ）、Ｌｏｗにあるときにオフ（ＯＦＦ）となっている。制御信号ＭＬ１と制御信号ＭＬ２は、デューティ５０％の相補的なパルスでオン／オフ動作させる。そして、制御信号ＭＬ１の立上りタイミングと制御信号ＭＬ２の立下りタイミングは、制御信号ＭＨ２の立上りタイミングと等しいタイミングにしている。また、制御信号ＭＬ１の立下りタイミングと制御信号ＭＬ２の立上りタイミングは、制御信号ＭＨ１の立上りタイミングと等しいタイミングにしている。
また、制御信号ＭＨ１と制御信号ＭＨ２及び制御信号ＭＨ３と制御信号ＭＨ４のタイミングには、上下のアームスイッチの短絡防止や共振動作時間などを考慮してオフ期間をデッドタイムとして設けている。ここで、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１、ＭＨ２）はＺＶＳに共振動作を必要とする側の上下のアームスイッチである。
なお、以上の図１のＭＯＳＦＥＴからなる各スイッチを示す符号（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）は図２〜図５において、前記各スイッチを制御する制御信号を示す符号（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）とそれぞれ対応し、符号を兼用している。したがって符号（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）は、回路図ではＭＯＳＦＥＴを表し、タイミングチャートではそれらに対応する制御信号を表す。
また、図２〜図５において、（Ｖ１１−Ｖ１２）、Ｉｐ、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、（Ｖ２１−Ｖ２２）、Ｉｓ、Ｉ５、Ｉ６、ＩＬ１、ＩＬ２は図６〜図１１の等価回路における電圧や電流の動作波形を表している。なお、図２〜図５の動作波形においては、以下の説明の都合上、デッドタイムなどのタイミングや回路シミュレーションの動作波形の一部を誇張して示してある。
また、図２〜図５において、（Ｖ１１−Ｖ１２）、Ｉｐ、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、（Ｖ２１−Ｖ２２）、Ｉｓ、Ｉ５、Ｉ６、ＩＬ１、ＩＬ２は図６〜図１１の等価回路における電圧や電流の動作波形を表している。なお、図２〜図５の動作波形においては、以下の説明の都合上、デッドタイムなどのタイミングや回路シミュレーションの動作波形の一部を誇張して示してある。
図６〜図１１において、符号（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）で示されている各スイッチは図１におけるＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）にそれぞれ相当している。符号（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）で示されているスイッチの接点が太い横線で閉じている場合は、スイッチがオン状態であることを示している。また、符号（Ｃｒ１〜Ｃｒ４、Ｃｓ１、Ｃｓ２）は各スイッチＭＯＳＦＥＴに寄生する静電容量を示している。さらに、符号ＬｒはトランスＴＲの漏れインダクタや配線の寄生インダクタ成分を表している。
また、符号（Ｖ１１、Ｖ１２）は一次側コイルＬｐの端子電圧を、符号（Ｖ２１、Ｖ２２）は二次側コイルＬｓの端子電圧をそれぞれ表している。符号Ｉｐ、符号Ｉｓは一次側コイルＬｐ、二次側コイルＬｓに流れる電流を、符号（Ｉ１〜Ｉ６）はＭＯＳＦＥＴ（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）に流れるドレイン電流を、また、符号Ｉｏは出力（負荷）電流をそれぞれ表わしている。図内に点線と矢印で示しているのは、電流の流れる経路である。また、図２〜図４に記載された符号には上記説明した符号に加え、チョークコイル（Ｌ１、Ｌ２）に流れる電流を符号（ＩＬ１、ＩＬ２）として表している。
（定格負荷（付近）状態の動作）
まず、定格負荷（付近）状態の動作である。図２のタイミングチャートと図６〜図９、図１１の等価回路図を用いる。
図２の期間＃１では、図６に示すように、一次側のフルブリッジ回路１０（詳細な対応は図１参照）のアームスイッチＭＨ１とアームスイッチＭＨ４がオン、アームスイッチＭＨ２とアームスイッチＭＨ３がオフ状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０（詳細な対応は図１参照）では同期整流スイッチＭＬ１がオフ、同期整流スイッチＭＬ２がオン状態にされる。これにより、トランスＴＲの一次側コイルＬｐに直流電圧ＶＤＣが印加されて、一次側コイルＬｐに電流Ｉｐが流され、トランスＴＲの二次側コイルＬｓには巻数比ｎに応じた電圧が誘起され、一次側から二次側へ電力が伝達される。そして、二次側の整流平滑回路２０では、同期整流スイッチＭＬ１がオフ、同期整流スイッチＭＬ２がオンである。このため、チョークコイルＬ１から出力コンデンサＣｏと並列に接続される負荷（図示せず）、さらに同期整流スイッチＭＬ２へ向って電流が流され、チョークコイルＬ１にエネルギーが蓄積される。
まず、定格負荷（付近）状態の動作である。図２のタイミングチャートと図６〜図９、図１１の等価回路図を用いる。
図２の期間＃１では、図６に示すように、一次側のフルブリッジ回路１０（詳細な対応は図１参照）のアームスイッチＭＨ１とアームスイッチＭＨ４がオン、アームスイッチＭＨ２とアームスイッチＭＨ３がオフ状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０（詳細な対応は図１参照）では同期整流スイッチＭＬ１がオフ、同期整流スイッチＭＬ２がオン状態にされる。これにより、トランスＴＲの一次側コイルＬｐに直流電圧ＶＤＣが印加されて、一次側コイルＬｐに電流Ｉｐが流され、トランスＴＲの二次側コイルＬｓには巻数比ｎに応じた電圧が誘起され、一次側から二次側へ電力が伝達される。そして、二次側の整流平滑回路２０では、同期整流スイッチＭＬ１がオフ、同期整流スイッチＭＬ２がオンである。このため、チョークコイルＬ１から出力コンデンサＣｏと並列に接続される負荷（図示せず）、さらに同期整流スイッチＭＬ２へ向って電流が流され、チョークコイルＬ１にエネルギーが蓄積される。
図２の期間＃２では、図７に示すように、一次側のフルブリッジ回路１０（詳細な対応は図１参照）のアームスイッチＭＨ１がオン、アームスイッチＭＨ４とアームスイッチＭＨ２とアームスイッチＭＨ３がオフ状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０では、図２の期間＃１と同様に同期整流スイッチＭＬ１がオフ、同期整流スイッチＭＬ２がオン状態のままにされる。これにより、一次側ではアームスイッチＭＨ４がオフされてもトランスＴＲの一次側コイルＬｐには電流Ｉｐが流れ続けようとする。このため、一次側コイルＬｐの電流ＩｐがアームスイッチＭＨ４の寄生静電容量Ｃｒ４に向って流れこれを充電させ、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１２が上昇する。
また、二次側の整流平滑回路２０（詳細な対応は図１参照）では、チョークコイルＬ１に蓄積されていたエネルギーが同期整流スイッチＭＬ１の寄生静電容量Ｃｓ１に向かって流れ、充電させる。このため、寄生静電容量Ｃｓ１の両端電圧がボディーダイオードＤＬ１の順方向降下電圧Ｖｄになる。即ち、二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２１が順方向降下電圧Ｖｄだけ低くなる。
また、二次側の整流平滑回路２０（詳細な対応は図１参照）では、チョークコイルＬ１に蓄積されていたエネルギーが同期整流スイッチＭＬ１の寄生静電容量Ｃｓ１に向かって流れ、充電させる。このため、寄生静電容量Ｃｓ１の両端電圧がボディーダイオードＤＬ１の順方向降下電圧Ｖｄになる。即ち、二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２１が順方向降下電圧Ｖｄだけ低くなる。
このとき、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１２が上昇して直流電圧ＶＤＣに達すると、一次側コイルＬｐの端子間電圧（Ｖ１１−Ｖ１２）がＶＤＣから０Ｖに変化する。したがって、期間＃２の後にアームスイッチＭＨ３をオンさせれば、アームスイッチＭＨ３はドレイン・ソース間電圧が０Ｖになったタイミングでオンさせることができる。これにより、アームスイッチＭＨ３のスイッチング損失を最小にすることができる。期間＃２において、一次側コイルＬｐの端子間電圧（Ｖ１１−Ｖ１２）が直流電圧ＶＤＣから０Ｖに変化するまでに要する時間、即ち一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１２が直流電圧ＶＤＣに上昇するまでに要する時間は、直流電圧ＶＤＣとアームスイッチＭＨ４の寄生静電容量Ｃｒ４と負荷依存の電流とが関係する。ここでは、直流電圧ＶＤＣの値が大きいため、常に一定の時間となり、負荷依存の電流には影響を受けない。
次に、図２の期間＃３では、図８に示すように、一次側のフルブリッジ回路１０（詳細な対応は図１参照）のアームスイッチＭＨ１とアームスイッチＭＨ３がオン、アームスイッチＭＨ４とアームスイッチＭＨ２がオフ状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０（詳細な対応は図１参照）では、期間＃２と同様に同期整流スイッチＭＬ１がオフ、同期整流スイッチＭＬ２がオン状態のままにされる。これにより、トランスＴＲの一次側コイルＬｐが短絡状態にされ、電流が流れ続けるアイドル状態になる。それとともに、二次側の整流平滑回路２０では二次側コイルＬｓ、チョークコイル（Ｌ１、Ｌ２）に蓄積されていたエネルギーが吐き出され出力コンデンサＣｏと並列に接続される負荷（図示せず）で消費される。
次の図２の期間＃４では、図９に示すように、一次側のフルブリッジ回路１０（詳細な対応は図１参照）のアームスイッチＭＨ１とアームスイッチＭＨ２とアームスイッチＭＨ４がオフ、アームスイッチＭＨ３がオン状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０（詳細な対応は図１参照）では、図２の期間＃３と同様に同期整流スイッチＭＬ１がオフ、同期整流スイッチＭＬ２がオン状態のままにされる。すると、一次側のフルブリッジ回路１０では、一次側コイルＬｐのエネルギーは、アームスイッチＭＨ１の寄生静電容量Ｃｒ１を直流電圧ＶＤＣまで充電させる経路と、アームスイッチＭＨ２の寄生静電容量Ｃｒ２に蓄積されていたエネルギーが放電される経路とに流れる。このため、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１１が急速に低下する。このとき、アームスイッチＭＨ２の寄生静電容量Ｃｒ２と一次側コイルＬｐの寄生インダクタＬｒとが直列共振回路を構成するので、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１１は、ほぼ正弦波状に下降する（図２の波形Ｗ２１）。
ここで、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１１が正弦波状に下降するために必要なＣｒとＬｒからなる直列共振回路の共振ピーク電圧（絶対値）が、ＶＤＣからピーク値（最小値、例えば０Ｖ）に達するまでの時間ｔｒは、ＣｒをＣｒ２とすると、
ｔｒ＝｛２π×（Ｌｒ×Ｃｒ）１／２｝／４ ・・・＜１＞
で表わされる。
また、共振ピーク電圧Ｖppは、Ｉｏを出力（負荷）電流、ｎをトランスＴＲの巻線比とすると、
Ｖpp＝（Ｉｏ／２）／ｎ×｛（Ｌｒ／Ｃｒ）１／２｝ ・・・＜２＞
で表わされる。
式（１）より、期間＃３でアームスイッチＭＨ１をオフさせた後、ｔｒ時間後にアームスイッチＭＨ２をオンさせれば、アームスイッチＭＨ２のドレイン・ソース間電圧が０ＶになったタイミングでアームスイッチＭＨ２をオンさせることができることがわかる。
ｔｒ＝｛２π×（Ｌｒ×Ｃｒ）１／２｝／４ ・・・＜１＞
で表わされる。
また、共振ピーク電圧Ｖppは、Ｉｏを出力（負荷）電流、ｎをトランスＴＲの巻線比とすると、
Ｖpp＝（Ｉｏ／２）／ｎ×｛（Ｌｒ／Ｃｒ）１／２｝ ・・・＜２＞
で表わされる。
式（１）より、期間＃３でアームスイッチＭＨ１をオフさせた後、ｔｒ時間後にアームスイッチＭＨ２をオンさせれば、アームスイッチＭＨ２のドレイン・ソース間電圧が０ＶになったタイミングでアームスイッチＭＨ２をオンさせることができることがわかる。
本実施形態では、アームスイッチＭＨ１の制御信号をオフさせた後、時間ｔｒが経ってから、アームスイッチＭＨ２の制御信号をオン状態に立ち上げることで、式（１）の条件を満たしている。アームスイッチＭＨ１をオフさせた後、ｔｒ時間後、即ちアームスイッチＭＨ２のドレイン・ソース間電圧が直流電圧ＶＤＣから０Ｖになったタイミング以降でアームスイッチＭＨ２をオンさせるため、アームスイッチＭＨ２での損失を最小にすることができる。つまり、この期間に共振動作によるＺＶＳが実現できるために損失が最小になることがわかる。
次に、図２の期間＃６では、図１１に示すように、一次側のフルブリッジ回路１０（詳細な対応は図１参照）のアームスイッチＭＨ２とアームスイッチＭＨ３がオン、アームスイッチＭＨ１とアームスイッチＭＨ４がオフ状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０（詳細な対応は図１参照）では同期整流スイッチＭＬ１がオン、同期整流スイッチＭＬ２がオフ状態にされる。これにより、トランスＴＲの一次側コイルＬｐと二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｐ、Ｉｓの向きがそれぞれ反転するので、トランスＴＲの一次側コイルＬｐの端子間電圧（Ｖ１１−Ｖ１２）に直流電圧（−ＶＤＣ）が印加される。これにより、一次側コイルＬｐに図６と逆向きの電流が流され、一次側から二次側へ電力が伝達される。そして、二次側の整流平滑回路２０では、同期整流スイッチＭＬ１がオン、同期整流スイッチＭＬ２がオフ状態であるため、チョークコイルＬ２から出力コンデンサＣｏと並列に接続される負荷（図示せず）、さらに同期整流スイッチＭＬ１へ向って電流が流され、チョークコイルＬ２にエネルギーが蓄積される。
その後、図２の期間♯７〜♯９では図７〜図９を用いて説明した手順と同様の手順で制御が行われる。即ち、図示は省略するが、期間＃７では、一次側のフルブリッジ回路１０のアームスイッチＭＨ２がオン、アームスイッチ（ＭＨ３、ＭＨ１、ＭＨ４）がオフ状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０では、期間＃６と同様に同期整流スイッチＭＬ１がオン、同期整流スイッチＭＬ２がオフ状態のままにされる。これにより、一次側ではアームスイッチＭＨ３がオフされてもトランスＴＲの一次側コイルＬｐには電流Ｉｐが流れ続けようとする。このため、一次側コイルＬｐの電流ＩｐがアームスイッチＭＨ３の寄生静電容量Ｃｒ３に向って流れこれを充電させ、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１２が低下する。また、二次側の整流平滑回路２０では、チョークコイルＬ２に蓄積されていたエネルギーが同期整流スイッチＭＬ２の寄生静電容量Ｃｓ２に向かって流れ充電させる。このため寄生静電容量Ｃｓ２の両端電圧がボディーダイオードＤＬ２の順方向降下電圧Ｖｄになる。即ち、二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２２が順方向降下電圧Ｖｄだけ低くなる。
このとき、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１２が低下して直流電圧（−ＶＤＣ）に達すると、一次側コイルＬｐの端子間電圧（Ｖ１１−Ｖ１２）が（−ＶＤＣ）から０Ｖに変化する。したがって、期間＃７の後にアームスイッチＭＨ４をオンさせれば、アームスイッチＭＨ４はドレイン・ソース間電圧が０Ｖになったタイミングでオンさせることができる。これにより、アームスイッチＭＨ４のスイッチング損失を最小にすることができる。期間＃７において、一次側コイルＬｐの端子間電圧（Ｖ１１−Ｖ１２）が直流電圧（−ＶＤＣ）から０Ｖに変化するまでに要する時間、即ち一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１２が直流電圧（−ＶＤＣ）に低下するまでに要する時間は、直流電圧ＶＤＣとアームスイッチＭＨ３の寄生静電容量Ｃｒ３と負荷依存の電流とが関係する。これにより、直流電圧ＶＤＣの値が大きいため、常に一定の時間となり、やはり負荷依存の電流には影響を受けない。
次に、図２の期間＃８では、一次側のフルブリッジ回路１０のアームスイッチＭＨ２とアームスイッチＭＨ４がオン、アームスイッチＭＨ３とアームスイッチＭＨ１がオフ状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０では、期間＃７と同様に同期整流スイッチＭＬ１がオン、同期整流スイッチＭＬ２がオフ状態のままにされる。これにより、トランスＴＲの一次側コイルＬｐが短絡状態にされ、電流が流れ続けるアイドル状態になるとともに、二次側の整流平滑回路２０では二次側コイルＬｓ、チョークコイル（Ｌ１、Ｌ２）に蓄積されていたエネルギーが吐き出される。さして出力コンデンサＣｏと並列に接続される負荷（図示せず）で消費される。
図２の次の期間＃９では、一次側のフルブリッジ回路１０のアームスイッチ（ＭＨ２、ＭＨ３、ＭＨ１）がオフ、アームスイッチＭＨ４がオン状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０では、期間＃８と同様に同期整流スイッチＭＬ１がオン、同期整流スイッチＭＬ２がオフ状態のままにされる。すると、一次側のフルブリッジ回路１０では、一次側コイルＬｐのエネルギーは、アームスイッチＭＨ２の寄生静電容量Ｃｒ２を直流電圧ＶＤＣまで充電させる経路と、アームスイッチＭＨ１の寄生静電容量Ｃｒ１に蓄積されていたエネルギーが放電される経路とに流れる。この結果、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１１が急速に上昇する（波形Ｗ２２）。
このとき、アームスイッチＭＨ１の寄生静電容量Ｃｒ１と一次側コイルＬｐの寄生インダクタＬｒとが直列共振回路を構成するので、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１１は正弦波状に上昇する。そして、上記式＜１＞と同様の条件を満たすようにアームスイッチＭＨ２をオフさせた後、アームスイッチＭＨ１のドレイン・ソース間電圧が直流電圧ＶＤＣから０Ｖになったタイミング以降でアームスイッチＭＨ１をオンさせる。これにより、アームスイッチＭＨ１での損失を最小にすることができる。つまり、この期間に共振動作によるＺＶＳが実現できるために損失が最小になる。そして、期間♯１に戻りこの動作を繰り返すのである。
以上、図２のタイミングを保つことにより、アームスイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４）のそれぞれのドレイン−ソース間の電圧がほぼ０の状態でオンさせることができるため、これらのすべてのアームスイッチについて、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）が実現できている。
（軽負荷状態の動作）
次は、軽負荷状態の動作である。前記の図２の期間＃４において、共振動作によるＺＶＳが実現でき、アームスイッチＭＨ２の損失を最小にできることを述べた。しかし、これは定格負荷（付近）であって、式＜２＞からわかるように共振ピーク電圧Ｖppが直流電圧ＶＤＣに達しているためである。しかしながら、軽負荷になると、負荷電流Ｉｏが減少するので、式＜２＞のＩｏが小さくなり、結果的に共振ピーク電圧Ｖppは直流電圧ＶＤＣに達しない。このため、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１１がピーク値（最小値、例えば０Ｖ）に達しない状態でアームスイッチＭＨ２がオンされると、ドレイン・ソース間電圧が０Ｖになる前にオンされる。この結果、アームスイッチＭＨ２で損失が発生する。さらに、共振ピーク電圧Ｖppの大きさは、軽負荷になる程出力電流Ｉｏが小さくなるので、共振ピーク電圧Ｖppは直流電圧ＶＤＣにより顕著に達しなくなる。よって、このときアームスイッチＭＨ２をオンさせたのではＺＶＳが実現できないので、損失は増大する。
次は、軽負荷状態の動作である。前記の図２の期間＃４において、共振動作によるＺＶＳが実現でき、アームスイッチＭＨ２の損失を最小にできることを述べた。しかし、これは定格負荷（付近）であって、式＜２＞からわかるように共振ピーク電圧Ｖppが直流電圧ＶＤＣに達しているためである。しかしながら、軽負荷になると、負荷電流Ｉｏが減少するので、式＜２＞のＩｏが小さくなり、結果的に共振ピーク電圧Ｖppは直流電圧ＶＤＣに達しない。このため、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１１がピーク値（最小値、例えば０Ｖ）に達しない状態でアームスイッチＭＨ２がオンされると、ドレイン・ソース間電圧が０Ｖになる前にオンされる。この結果、アームスイッチＭＨ２で損失が発生する。さらに、共振ピーク電圧Ｖppの大きさは、軽負荷になる程出力電流Ｉｏが小さくなるので、共振ピーク電圧Ｖppは直流電圧ＶＤＣにより顕著に達しなくなる。よって、このときアームスイッチＭＨ２をオンさせたのではＺＶＳが実現できないので、損失は増大する。
このことを図３のタイミングチャートに示す。着目すべきは、期間＃４において一次側コイルの端子間電圧（Ｖ１１−Ｖ１２）が、共振ピーク電圧Ｖppが直流電圧（−ＶＤＣ）に到達しない場合である（波形Ｗ３１）。このとき、アームスイッチＭＨ２をオンさせるタイミングでは、アームスイッチＭＨ２のドレイン電流Ｉ２にスパイク電流が重畳し、スイッチング損失が発生する。また、二次側コイルの端子間電圧（Ｖ２１−Ｖ２２）には、回路シミュレーションの動作波形であるが、同期整流スイッチＭＬ１をオン、同期整流スイッチＭＬ２をオフさせるタイミングで、二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２２には同期整流スイッチＭＬ２のボディーダイオードＤＬ２の耐圧を超える過大な電圧が誘起される（波形Ｗ３２）。このため、ボディーダイオードＤＬ２がブレークダウンを起こし、損失が発生する。
軽負荷時に、以上のような損失が発生するのは、期間＃４においてＺＶＳが実現できていないためである。ＺＶＳを実現するためには二次側の同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）のタイミングを図４のように変える。即ち、同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の切換えタイミングを、前記フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチ（ＭＨ１、ＭＨ２）のオフ期間の後縁から前縁側に、即ち前記フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチ（ＭＨ１、ＭＨ２）のうちオフからオンに切換る側のスイッチの立上りタイミングからオンからオフに切換る側のスイッチの立下りタイミング側にシフトするようにしたことにある。
なお、この同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の切換えタイミングを可変するのは、制御回路ＣＯＮＴに備えられたタイミング可変手段である。
以上のタイミングのシフトを実現するために図４に示す期間＃５を新たに設ける。
以下では、図４に示す本実施例で新たに設けた期間＃５によりＺＶＳを実現する動作（様子）を、図１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄの等価回路図を用いて説明する。
なお、この同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の切換えタイミングを可変するのは、制御回路ＣＯＮＴに備えられたタイミング可変手段である。
以上のタイミングのシフトを実現するために図４に示す期間＃５を新たに設ける。
以下では、図４に示す本実施例で新たに設けた期間＃５によりＺＶＳを実現する動作（様子）を、図１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄの等価回路図を用いて説明する。
図４の期間＃５は、図３に示した期間＃４を図４に示すように＃４と＃５の２つの期間に分け、そのうちの後半の期間であり、前半の期間はこれまでと同様に期間＃４とする。このため、図４の期間＃４でのスイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）のオンオフ状態は、これまでと同様に動作させる。即ち、一次側のフルブリッジ回路１０のアームスイッチ（ＭＨ１、ＭＨ２、ＭＨ４）がオフ、アームスイッチＭＨ３がオン状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０では、同期整流スイッチＭＬ１がオフ、同期整流スイッチＭＬ２がオン状態にされる。
次の図４の期間＃５は、図１０Ａに代表されるように、期間＃４と同様に一次側のフルブリッジ回路１０（詳細な対応は図１参照）のアームスイッチＭＨ１とアームスイッチＭＨ２とアームスイッチＭＨ４がオフ、アームスイッチＭＨ３がオン状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０（詳細な対応は図１参照）では、同期整流スイッチＭＬ１がオン、同期整流スイッチＭＬ２がオフ状態にされる（波形Ｗ４１）。これにより、期間＃５では、スイッチのオンオフ状態が同じでも、図５に示すようにトランスＴＲの二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓとチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の関係（状態）から４つの動作領域に分けられる。
即ち、以下のように分ける。なお、図５における＃５区間のａの区間を「期間＃５‐ａ」と表記する。また、他のｂ〜ｄの区間も同様に表記するものとする。
１）期間＃５‐ａは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓが正の領域にある場合。
２）期間＃５‐ｂは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓの方向が正から負に変わり、かつ二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓがチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２と等しくなるまでの領域にある場合。
３）期間＃５‐ｃは二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓがチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２を超えて、チョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２に戻るまでの領域にある場合。
４）期間＃５‐ｄは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓが最終的にチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２に収束し、等しくなる領域にある場合。
ここで、チョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２は、微小期間では一定と見做せるので、図５では一定電流値として用いている。
以下、期間＃５‐（ａ〜ｄ）を順に説明する。
１）期間＃５‐ａは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓが正の領域にある場合。
２）期間＃５‐ｂは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓの方向が正から負に変わり、かつ二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓがチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２と等しくなるまでの領域にある場合。
３）期間＃５‐ｃは二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓがチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２を超えて、チョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２に戻るまでの領域にある場合。
４）期間＃５‐ｄは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓが最終的にチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２に収束し、等しくなる領域にある場合。
ここで、チョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２は、微小期間では一定と見做せるので、図５では一定電流値として用いている。
以下、期間＃５‐（ａ〜ｄ）を順に説明する。
１）期間＃５‐ａ
図５の期間＃５‐ａでは、図１０Ａに示すように、期間＃４でボディーダイオードＤＬ１に流れていた電流が同期整流スイッチＭＬ１に、同期整流スイッチＭＬ２に流れていた電流がボディーダイオードＤＬ２に切換えられる。ここで、ボディーダイオードＤＬ２には、二次側コイルＬｓの電流ＩｓとチョークコイルＬ２の電流ＩＬ２の和の電流が流される。これにより、二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２２がボディーダイオードＤＬ２の順方向降下電圧Ｖｄだけ低下する。
図５の期間＃５‐ａでは、図１０Ａに示すように、期間＃４でボディーダイオードＤＬ１に流れていた電流が同期整流スイッチＭＬ１に、同期整流スイッチＭＬ２に流れていた電流がボディーダイオードＤＬ２に切換えられる。ここで、ボディーダイオードＤＬ２には、二次側コイルＬｓの電流ＩｓとチョークコイルＬ２の電流ＩＬ２の和の電流が流される。これにより、二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２２がボディーダイオードＤＬ２の順方向降下電圧Ｖｄだけ低下する。
２）期間＃５‐ｂ
次の図５の期間＃５‐ｂでは、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓは、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓの方向が正から負に変わる。この結果、期間＃５‐ａとは電流Ｉｓの方向が反転（波形Ｗ５１）して、図１０Ｂに示すように、チョークコイルＬ２から出力コンデンサＣｏと並列に接続された負荷（図示せず）、さらに同期整流スイッチＭＬ１を経由して流される。これにより、期間＃５‐ａでチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値が流れていたボディーダイオードＤＬ２には、チョークコイルＬ２に二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが加わると、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが増加した分、ボディーダイオードＤＬ２に流れる電流が減少する。さらに、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが負に増加して、チョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値と等しくなると、ボディーダイオードＤＬ２には電流が流れなくなる。このため、ボディーダイオードＤＬ２は不導通となり、カットオフになり、次の期間＃５‐ｃに入る。
次の図５の期間＃５‐ｂでは、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓは、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓの方向が正から負に変わる。この結果、期間＃５‐ａとは電流Ｉｓの方向が反転（波形Ｗ５１）して、図１０Ｂに示すように、チョークコイルＬ２から出力コンデンサＣｏと並列に接続された負荷（図示せず）、さらに同期整流スイッチＭＬ１を経由して流される。これにより、期間＃５‐ａでチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値が流れていたボディーダイオードＤＬ２には、チョークコイルＬ２に二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが加わると、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが増加した分、ボディーダイオードＤＬ２に流れる電流が減少する。さらに、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが負に増加して、チョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値と等しくなると、ボディーダイオードＤＬ２には電流が流れなくなる。このため、ボディーダイオードＤＬ２は不導通となり、カットオフになり、次の期間＃５‐ｃに入る。
３）期間＃５‐ｃ
図５の期間＃５‐ｃでは、更に二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが負に増加すると、チョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値を超える。このため、二次側コイルＬｓを流れる電流ＩｓのうちチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値を超えた分の電流は、余剰電流として、図１０Ｃに示すように、同期整流スイッチＭＬ２の寄生静電容量Ｃｓ２を充電して流れるようになる。すると、同期整流スイッチＭＬ２の端子電圧、即ち二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２２を、急速に出力電圧ＶｏとチョークコイルＬ２の両端電圧の和の電圧近くまで上昇させる。この急速な電圧上昇の発生により、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが抑制されるので、同期整流スイッチＭＬ２の寄生静電容量Ｃｓ２に流れていた余剰電流は減少していく。そして、二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓは徐々にチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値に戻させる（波形Ｗ５２）。
図５の期間＃５‐ｃでは、更に二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが負に増加すると、チョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値を超える。このため、二次側コイルＬｓを流れる電流ＩｓのうちチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値を超えた分の電流は、余剰電流として、図１０Ｃに示すように、同期整流スイッチＭＬ２の寄生静電容量Ｃｓ２を充電して流れるようになる。すると、同期整流スイッチＭＬ２の端子電圧、即ち二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２２を、急速に出力電圧ＶｏとチョークコイルＬ２の両端電圧の和の電圧近くまで上昇させる。この急速な電圧上昇の発生により、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが抑制されるので、同期整流スイッチＭＬ２の寄生静電容量Ｃｓ２に流れていた余剰電流は減少していく。そして、二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓは徐々にチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値に戻させる（波形Ｗ５２）。
４）期間＃５‐ｄ
最後の図５の期間＃５‐ｄでは、期間＃５‐ｃの同期整流スイッチＭＬ２の寄生静電容量Ｃｓ２に流れていた余剰電流は、最終的にゼロとなる。このため、図１０Ｄに示すように、二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓはチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値に収束され、等しくなる。このような一連の動作により、二次側の整流平滑回路２０（詳細な対応は図１参照）のエネルギー、即ちチョークコイルＬ２に蓄えられたエネルギーが、トランスＴＲの二次側コイルＬｓに流れるようになる。このエネルギーは一次側コイルＬｐに伝達され、一次側コイルＬｐに流れる電流Ｉｐの減少を抑制して、一次側コイルＬｐに流れる電流Ｉｐを正の一定値に保持させる作用をする。一次側コイル電流Ｉｐが正の一定値にあると云うことは、アームスイッチＭＨ１の寄生静電容量Ｃｒ１の充電（または、アームスイッチＭＨ２の寄生静電容量Ｃｒ２の放電）を促進する方向に作用する。このため、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１１を０Ｖに正弦波状に下降させる（波形Ｗ５３）。即ち、一次側コイルＬｐに伝達されるこのエネルギーは、式＜２＞のＩｏ／ｎに相当する一次側回路の電流を増加させる作用をするので、軽負荷時に共振ピーク電圧Ｖppを直流電圧ＶＤＣまで到達させ、ＺＶＳを実現できるようにしている。
最後の図５の期間＃５‐ｄでは、期間＃５‐ｃの同期整流スイッチＭＬ２の寄生静電容量Ｃｓ２に流れていた余剰電流は、最終的にゼロとなる。このため、図１０Ｄに示すように、二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓはチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の一定値に収束され、等しくなる。このような一連の動作により、二次側の整流平滑回路２０（詳細な対応は図１参照）のエネルギー、即ちチョークコイルＬ２に蓄えられたエネルギーが、トランスＴＲの二次側コイルＬｓに流れるようになる。このエネルギーは一次側コイルＬｐに伝達され、一次側コイルＬｐに流れる電流Ｉｐの減少を抑制して、一次側コイルＬｐに流れる電流Ｉｐを正の一定値に保持させる作用をする。一次側コイル電流Ｉｐが正の一定値にあると云うことは、アームスイッチＭＨ１の寄生静電容量Ｃｒ１の充電（または、アームスイッチＭＨ２の寄生静電容量Ｃｒ２の放電）を促進する方向に作用する。このため、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１１を０Ｖに正弦波状に下降させる（波形Ｗ５３）。即ち、一次側コイルＬｐに伝達されるこのエネルギーは、式＜２＞のＩｏ／ｎに相当する一次側回路の電流を増加させる作用をするので、軽負荷時に共振ピーク電圧Ｖppを直流電圧ＶＤＣまで到達させ、ＺＶＳを実現できるようにしている。
また、以上のようにした結果、期間＃５‐（ａ〜ｄ）を概観した図４の＃５における波形Ｗ４２は、図３の期間＃６の最初の（Ｖ２１−Ｖ２２）の電圧波形である波形Ｗ３２と比較して、電圧変化が小さくになっている。
また、図３に示す期間♯９を図４に示すように期間♯９と期間♯１０に分ける。図４の期間＃９では、図３の期間＃９と同様に一次側のフルブリッジ回路１０のアームスイッチＭＨ２とアームスイッチＭＨ３とアームスイッチＭＨ１がオフ、アームスイッチＭＨ４がオン状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路２０では、同期整流スイッチＭＬ１がオン、同期整流スイッチＭＬ２がオフ状態にされる。
次の図４の期間＃１０は、図３及び図４の期間＃９と同様に一次側のフルブリッジ回路１０のアームスイッチ（ＭＨ２、ＭＨ３、ＭＨ１）がオフ、アームスイッチＭＨ４がオン状態にされる。ただし、図３、図４の期間＃９と異なるのは二次側の整流平滑回路２０では、同期整流スイッチＭＬ１がオフ、同期整流スイッチＭＬ２がオン状態にされることである。これにより、スイッチのオンオフ状態が同じでも、図５の期間＃５と同様にトランスＴＲの二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓとチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の関係（状態）から４つの動作領域に分けられる。
図５の期間＃５と同様な表現で図４の期間＃１０の区間を分けて表記すると、以下のようになる。
１）期間＃１０‐ａは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓが負の領域にある場合。
２）期間＃１０‐ｂは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓの方向が負から正に変わり、かつ二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓがチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１と等しくなるまでの領域にある場合。
３）期間＃１０‐ｃは二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓがチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１を超えて、チョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１に戻るまでの領域にある場合。
４）期間＃１０‐ｄは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓが最終的にチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１に収束し、等しくなる領域にある場合。
ここで、チョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、微小期間では一定と見做せるので、一定電流値として用いている。以下、期間＃１０‐（ａ〜ｄ）を順に説明する。
１）期間＃１０‐ａは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓが負の領域にある場合。
２）期間＃１０‐ｂは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓの方向が負から正に変わり、かつ二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓがチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１と等しくなるまでの領域にある場合。
３）期間＃１０‐ｃは二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓがチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１を超えて、チョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１に戻るまでの領域にある場合。
４）期間＃１０‐ｄは二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓが最終的にチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１に収束し、等しくなる領域にある場合。
ここで、チョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、微小期間では一定と見做せるので、一定電流値として用いている。以下、期間＃１０‐（ａ〜ｄ）を順に説明する。
１）期間＃１０‐ａ
期間＃１０‐ａでは、期間＃９でボディーダイオードＤＬ２に流れていた電流が同期整流スイッチＭＬ２に、同期整流スイッチＭＬ１に流れていた電流がボディーダイオードＤＬ１に切換えられる。ここで、ボディーダイオードＤＬ１には、二次側コイルＬｓの電流ＩｓとチョークコイルＬ１の電流ＩＬ１の和の電流が流される。これにより、二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２１がボディーダイオードＤＬ１の順方向降下電圧Ｖｄだけ低下する。
期間＃１０‐ａでは、期間＃９でボディーダイオードＤＬ２に流れていた電流が同期整流スイッチＭＬ２に、同期整流スイッチＭＬ１に流れていた電流がボディーダイオードＤＬ１に切換えられる。ここで、ボディーダイオードＤＬ１には、二次側コイルＬｓの電流ＩｓとチョークコイルＬ１の電流ＩＬ１の和の電流が流される。これにより、二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２１がボディーダイオードＤＬ１の順方向降下電圧Ｖｄだけ低下する。
２）期間＃１０‐ｂ
次の期間＃１０‐ｂでは、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓは、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓの方向が負から正に変わる。このため、期間＃１０‐ａとは電流Ｉｓの方向が反転して、チョークコイルＬ１から出力コンデンサＣｏと並列に接続された負荷（図示せず）、さらに同期整流スイッチＭＬ２を経由して流される。これにより、期間＃１０‐ａでチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値が流れていたボディーダイオードＤＬ１には、チョークコイルＬ１に二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが加わると、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが増加した分ボディーダイオードＤＬ１に流れる電流が減少する。さらに、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが負に増加して、チョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値と等しくなると、ボディーダイオードＤＬ１には電流が流れなくなる。このため、ボディーダイオードＤＬ１は不導通となり、カットオフになり、次の期間＃１０‐ｃに入る。
次の期間＃１０‐ｂでは、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓは、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓの方向が負から正に変わる。このため、期間＃１０‐ａとは電流Ｉｓの方向が反転して、チョークコイルＬ１から出力コンデンサＣｏと並列に接続された負荷（図示せず）、さらに同期整流スイッチＭＬ２を経由して流される。これにより、期間＃１０‐ａでチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値が流れていたボディーダイオードＤＬ１には、チョークコイルＬ１に二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが加わると、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが増加した分ボディーダイオードＤＬ１に流れる電流が減少する。さらに、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが負に増加して、チョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値と等しくなると、ボディーダイオードＤＬ１には電流が流れなくなる。このため、ボディーダイオードＤＬ１は不導通となり、カットオフになり、次の期間＃１０‐ｃに入る。
３）期間＃１０‐ｃ
期間＃１０‐ｃでは、更に二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが正に増加すると、チョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値を超える。この結果、二次側コイルＬｓを流れる電流ＩｓのうちチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値を超えた分の電流は、余剰電流として、同期整流スイッチＭＬ１の寄生静電容量Ｃｓ１を充電して流れるようになる。すると、同期整流スイッチＭＬ１の端子電圧、即ち二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２１を、急速に出力電圧ＶｏとチョークコイルＬ１の両端電圧の和の電圧近くまで上昇させる。この急速な電圧上昇の発生により、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが抑制されるので、同期整流スイッチＭＬ１の寄生静電容量Ｃｓ１に流れていた余剰電流は減少していき、二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓは徐々にチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値に戻させる。
期間＃１０‐ｃでは、更に二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが正に増加すると、チョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値を超える。この結果、二次側コイルＬｓを流れる電流ＩｓのうちチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値を超えた分の電流は、余剰電流として、同期整流スイッチＭＬ１の寄生静電容量Ｃｓ１を充電して流れるようになる。すると、同期整流スイッチＭＬ１の端子電圧、即ち二次側コイルＬｓの端子電圧Ｖ２１を、急速に出力電圧ＶｏとチョークコイルＬ１の両端電圧の和の電圧近くまで上昇させる。この急速な電圧上昇の発生により、二次側コイルＬｓを流れる電流Ｉｓが抑制されるので、同期整流スイッチＭＬ１の寄生静電容量Ｃｓ１に流れていた余剰電流は減少していき、二次側コイルＬｓに流れる電流Ｉｓは徐々にチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値に戻させる。
４）期間＃１０‐ｄ
最後の期間＃１０‐ｄでは、期間＃１０‐ｃの同期整流スイッチＭＬ１の寄生静電容量Ｃｓ１に流れる余剰電流は最終的にゼロとなる。このため、二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓはチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値に収束され、等しくなる。このような一連の動作により、二次側の整流平滑回路２０のエネルギー、即ちチョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギーが、トランスＴＲの二次側コイルＬｓに流れるようになる。このエネルギーは一次側コイルＬｐに伝達され、一次側コイルＬｐに流れる電流Ｉｐの減少を抑制して、一次側コイルＬｐに流れる電流Ｉｐを負の一定値に保持させる作用をする。一次側コイル電流Ｉｐが負の一定値にあると云うことは、スイッチＭＨ２の寄生静電容量Ｃｒ２の充電（または、スイッチＭＨ１の寄生静電容量Ｃｒ１の放電）を促進する方向に作用するので、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１１を直流電圧ＶＤＣに正弦波状に上昇させ、ＺＶＳを実現できるようにしている。
最後の期間＃１０‐ｄでは、期間＃１０‐ｃの同期整流スイッチＭＬ１の寄生静電容量Ｃｓ１に流れる余剰電流は最終的にゼロとなる。このため、二次側コイルＬｓに流れる電流ＩｓはチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の一定値に収束され、等しくなる。このような一連の動作により、二次側の整流平滑回路２０のエネルギー、即ちチョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギーが、トランスＴＲの二次側コイルＬｓに流れるようになる。このエネルギーは一次側コイルＬｐに伝達され、一次側コイルＬｐに流れる電流Ｉｐの減少を抑制して、一次側コイルＬｐに流れる電流Ｉｐを負の一定値に保持させる作用をする。一次側コイル電流Ｉｐが負の一定値にあると云うことは、スイッチＭＨ２の寄生静電容量Ｃｒ２の充電（または、スイッチＭＨ１の寄生静電容量Ｃｒ１の放電）を促進する方向に作用するので、一次側コイルＬｐの端子電圧Ｖ１１を直流電圧ＶＤＣに正弦波状に上昇させ、ＺＶＳを実現できるようにしている。
以上で述べた期間＃５においては、トランスＴＲの一次側コイルＬｐの電流Ｉｐを正の一定電流値に保持することが重要である。負荷条件においては、以上の説明とは動作が異なる場合もあるが、チョークコイルＬ２に蓄積されていたエネルギーが一次側コイルＬｐに伝達されて一次側コイルＬｐの電流Ｉｐが正の一定電流値になる要件を満足されることには変わりないので、ＺＶＳを実現できる。
なお、期間♯４と期間♯５を合わせた時間は、フルブリッジ回路１０のＺＶＳに共振動作を必要とする上下のアームスイッチのオフ期間(デッドバンド)の時間である。このオフ期間の時間が上述したシフト量を超えるような場合には、このオフ期間の時間としてシフト量を用いるのがよい。一例として、期間♯４と期間♯５を合わせた時間は、１００ｋＨｚのとき、０.５μsec程度である。
この方法は、負荷状態を検出し、軽負荷において、二次側の同期整流スイッチＭＬ１と同期整流スイッチＭＬ２の切換えタイミングを、一次側のフルブリッジ回路１０のアームスイッチＭＨ１とアームスイッチＭＨ２がオフ状態（オフ期間）に設ける。そして、フルブリッジ回路１０の遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間の後縁から前縁側に、即ちフルブリッジ回路１０のＺＶＳに共振動作を必要とする側の上下のアームスイッチのうちオフからオンに切換る側のアームスイッチの立上りタイミングからオンからオフに切換える側のアームスイッチの立下りタイミング側に同期整流スイッチの切換えタイミングをシフトする。これにより、一次側回路の電流の増加が図れるので、ＺＶＳが実現できる。
また、一次側のフルブリッジ回路１０のアームスイッチＭＨ１とアームスイッチＭＨ２がオフ期間に、軽負荷になる程二次側の同期整流スイッチＭＬ１と同期整流スイッチＭＬ２の切換えタイミングを、フルブリッジ回路１０の遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間の後縁から前縁側に、即ちフルブリッジ回路１０の遅れ位相側の上下のアームスイッチのうちオフからオンに切換る側のスイッチの立上りタイミングからオンからオフに切換る側のスイッチの立下りタイミング側へのシフト量を大きくする。これにより、一次側回路の電流の更なる増加が図れるので、広い負荷範囲に亘ってＺＶＳが実現できる。なお、シフト量の最大は、フルブリッジ回路１０の遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間の後縁から前縁までシフトした場合である。
なお、以上の関係の概略を図示したのが図１２の特性図である。図１２において、横軸は定格負荷に対する負荷の割合である負荷率であり、縦軸はフルブリッジ回路１０の遅れ位相側の上下のアームスイッチのうちオフからオンに切換る側のアームスイッチの立上りタイミングを基にしてオンからオフに切換る側のアームスイッチの立下りタイミング側への同期整流スイッチの切換えタイミングのシフト量（時間ｔ）である。なお、図１２の特性は直線的に描かれているが、必ずしも直線的な関係とは限らず、変化の方向性を示した特性線である。また、シフト量は連続的に可変させる場合もあるし、負荷状態を区切って区間毎に段階的に可変させる場合もある。
スイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）の動作タイミングは、カレントトランスＣＴを用いて負荷電流を検出して、制御回路ＣＯＮＴに供給し、制御回路ＣＯＮＴで定格負荷（付近）なら図２、定格負荷（付近）以外の軽負荷なら図４のようなタイミングを発生している。負荷電流に対して設定する二次側の同期整流スイッチＭＬ１と同期整流スイッチＭＬ２の切換えタイミングのシフト量は、演算によりきめ細かに決定する必要はなく、経験則により負荷に対して効率最大になるシフト量を一義的に決定することができる。しかしながら、負荷電流の検出法は、カレントトランスＣＴの代わりにセンス抵抗を用いて負荷電流に比例した電圧として検出してもよい。
なお、以上の同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の切換えタイミングを可変（シフト）するのは制御回路ＣＯＮＴに設けたタイミング可変手段である。
なお、以上の同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の切換えタイミングを可変（シフト）するのは制御回路ＣＯＮＴに設けたタイミング可変手段である。
また、期間＃５に相当する二次側の同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の切換えタイミングを負荷電流の情報のみで設定しているが、直流電圧ＶＤＣの変動によっても一次側回路の電流値は変わるので、直流電圧ＶＤＣの情報も追加して、ＺＶＳを実現するのがよい。このためには、図示していないが直流電圧ＶＤＣを分圧して得た電圧を制御回路ＣＯＮＴに供給するような方策をとってもよい。
更に、制御回路ＣＯＮＴで発生するスイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）の動作タイミングは、負荷状態によって変わるので、きめ細かな動作タイミングの発生に演算が要求される。このため、アナログ制御による演算は勿論、ディジタル制御によって演算を実現するのがよい。
ディジタル制御にＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を使用する場合には、一次側のフルブリッジ回路１０のアームスイッチのようにデッドバンド時間のみを設定するＰＷＭパルスの発生には、例えばコンペア・ユニット１つで上下のアームスイッチを制御できるが、一般に二次側の同期整流スイッチのように異なる２つのタイミングパルスを使用する場合には、コンペア・ユニットが２つ必要になる。しかしながら、本実施例では、二次側の２つの同期整流スイッチの駆動にデューティ５０％の相補的なパルスを用いているので、コンペア・ユニットが１つで済む利点がある。
ディジタル制御にＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を使用する場合には、一次側のフルブリッジ回路１０のアームスイッチのようにデッドバンド時間のみを設定するＰＷＭパルスの発生には、例えばコンペア・ユニット１つで上下のアームスイッチを制御できるが、一般に二次側の同期整流スイッチのように異なる２つのタイミングパルスを使用する場合には、コンペア・ユニットが２つ必要になる。しかしながら、本実施例では、二次側の２つの同期整流スイッチの駆動にデューティ５０％の相補的なパルスを用いているので、コンペア・ユニットが１つで済む利点がある。
（制御信号の他の実施形態）
制御信号のもう一つの実施形態では、軽負荷時に、図４の制御信号（ＭＬ１、ＭＬ２）を用いる代わりに、図１３の制御信号（ＭＬ１、ＭＬ２）を用いる場合である。このとき、図１３の制御信号ＭＬ１、ＭＬ２のうちオンからオフに切換る側の同期整流スイッチの立下りタイミングには、図４と同様のタイミングを用いる。ただし、オフからオンに切換る側の同期整流スイッチの立上りタイミングには、フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間の後縁、即ちこの上下のアームスイッチのうちオフからオンに切換る側のスイッチの立上りタイミングの位置に固定するようにする。即ち、この実施例では、フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間に、制御信号（ＭＬ１、ＭＬ２）に両方オフの期間を設けるようにしたことにある。このようにしても、図１０Ａ〜図１０Ｄの期間＃５においては、同期整流スイッチＭＬ１に流れる電流がボディーダイオード側に流れる以外の動作の変更はなく、同様にＺＶＳが実現できる。
制御信号のもう一つの実施形態では、軽負荷時に、図４の制御信号（ＭＬ１、ＭＬ２）を用いる代わりに、図１３の制御信号（ＭＬ１、ＭＬ２）を用いる場合である。このとき、図１３の制御信号ＭＬ１、ＭＬ２のうちオンからオフに切換る側の同期整流スイッチの立下りタイミングには、図４と同様のタイミングを用いる。ただし、オフからオンに切換る側の同期整流スイッチの立上りタイミングには、フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間の後縁、即ちこの上下のアームスイッチのうちオフからオンに切換る側のスイッチの立上りタイミングの位置に固定するようにする。即ち、この実施例では、フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間に、制御信号（ＭＬ１、ＭＬ２）に両方オフの期間を設けるようにしたことにある。このようにしても、図１０Ａ〜図１０Ｄの期間＃５においては、同期整流スイッチＭＬ１に流れる電流がボディーダイオード側に流れる以外の動作の変更はなく、同様にＺＶＳが実現できる。
本実施形態では、同期整流スイッチのオンオフ動作を、フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間に行うことにより、同期整流スイッチの駆動にほぼ５０％デューティのパルスを用いることができる。このため、フルブリッジ回路が活性化している時（一次側の電力を二次側に伝達している期間）に二次側の同期整流スイッチが動作する不具合や、パルス幅が狭くなりすぎて制御対象のスイッチを正常に動作できない不具合などが発生しない。したがって、トランス二次側回路が短絡して各スイッチ素子を破壊する慮れがない。
また、本実施形態では、スイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）は、ＭＯＳＦＥＴの場合で説明したが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、ＢＪＴ（Bipolar junction transistor、バイポーラ型トランジスタ）、又は、他の適切なトランジスタを用いても良い。
また、スイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴの場合で説明したが、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いてもよいし、またＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴとＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴを混載してもよい。ただし、この場合はＭＯＳＦＥＴを制御する信号の極性が変わる。
また、スイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴの場合で説明したが、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いてもよいし、またＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴとＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴを混載してもよい。ただし、この場合はＭＯＳＦＥＴを制御する信号の極性が変わる。
このように本実施形態では広い負荷範囲に亘ってＺＶＳが実現できるので、軽負荷時、特に定格負荷のおよそ２０％〜５０％の領域での効率向上が図れる利点がある。また、軽負荷時の効率向上は、二次側の２つの同期整流スイッチの動作タイミングの変更のみで対応でき、電源装置のパワー部の回路部品を増加させなくてもよい。更には、パワー部に回路部品を増加させなくてもよいので、軽負荷対策としては、電源装置のコストが増加しないといった効果がある。
（第２の実施形態）
図１４に本発明の電源装置の第２の実施形態を示す。
図１４において、符号ＴＲはトランス、破線で示した符号１０はトランスＴＲの一次側コイルＬｐを交流駆動するフルブリッジ回路である。破線で示した符号２０はトランスＴＲの二次側コイルＬｓに誘起される交流電圧を同期整流して直流電圧に変換するカレントダブラ方式の整流平滑回路である。符号ＣＯＮＴは上記フルブリッジ回路１０を構成するＭＯＳＦＥＴからなるアームスイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４）、及び整流平滑回路２０のＭＯＳＦＥＴからなる同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の動作タイミングを制御する制御回路である。
図１４に本発明の電源装置の第２の実施形態を示す。
図１４において、符号ＴＲはトランス、破線で示した符号１０はトランスＴＲの一次側コイルＬｐを交流駆動するフルブリッジ回路である。破線で示した符号２０はトランスＴＲの二次側コイルＬｓに誘起される交流電圧を同期整流して直流電圧に変換するカレントダブラ方式の整流平滑回路である。符号ＣＯＮＴは上記フルブリッジ回路１０を構成するＭＯＳＦＥＴからなるアームスイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４）、及び整流平滑回路２０のＭＯＳＦＥＴからなる同期整流スイッチ（ＭＬ１、ＭＬ２）の動作タイミングを制御する制御回路である。
ここで、フルブリッジ回路１０と制御回路ＣＯＮＴは、図１と基本的な構成は同一である。異なるのはトランスＴＲと整流平滑回路２０の構成である。
トランスＴＲにおいては、二次側コイルをセンタータップＴＡＰ付きコイルＬｓ１、Ｌｓ２に変更した点である。このため、整流平滑回路２０も変更されている。
整流平滑回路２０は、二次側コイルの両端から直列に同期整流スイッチＭＬ１と同期整流スイッチＭＬ２が接続され、二次側コイルのセンタータップＴＡＰからチョークコイルＬを介して出力コンデンサＣｏの一端が接続される。また、出力コンデンサＣｏの他端には、同期整流スイッチＭＬ１と同期整流スイッチＭＬ２の中点が接続される。
本実施形態においても、負荷状態や一次側の直流電圧状態を検出して、スイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）の動作タイミングを、定格負荷（付近）では図２、定格負荷（付近）以外の軽負荷では図４のように制御回路ＣＯＮＴから発生している。これにより、図１と同様に広い負荷範囲でＺＶＳが実現でき、軽負荷時の効率向上が図れる効果が得られる。
トランスＴＲにおいては、二次側コイルをセンタータップＴＡＰ付きコイルＬｓ１、Ｌｓ２に変更した点である。このため、整流平滑回路２０も変更されている。
整流平滑回路２０は、二次側コイルの両端から直列に同期整流スイッチＭＬ１と同期整流スイッチＭＬ２が接続され、二次側コイルのセンタータップＴＡＰからチョークコイルＬを介して出力コンデンサＣｏの一端が接続される。また、出力コンデンサＣｏの他端には、同期整流スイッチＭＬ１と同期整流スイッチＭＬ２の中点が接続される。
本実施形態においても、負荷状態や一次側の直流電圧状態を検出して、スイッチ（ＭＨ１〜ＭＨ４、ＭＬ１、ＭＬ２）の動作タイミングを、定格負荷（付近）では図２、定格負荷（付近）以外の軽負荷では図４のように制御回路ＣＯＮＴから発生している。これにより、図１と同様に広い負荷範囲でＺＶＳが実現でき、軽負荷時の効率向上が図れる効果が得られる。
以上のことから、本実施例においても広い負荷範囲に亘ってＺＶＳが実現できるので、軽負荷時、特に定格負荷のおよそ２０％〜５０％の領域での効率向上が図れる利点がある。また、軽負荷時の効率向上は、二次側の２つの同期整流スイッチの動作タイミングの変更のみでも対応でき、パワー部の回路部品を増加させなくてもよい。更には、電源装置のパワー部に回路部品を増加させなくてもよいので、軽負荷対策に電源装置のコストが増加しないといった効果がある。
（第３の実施形態）
図１５に本発明のハードディスク装置の実施形態を示す。
図１５は、ＨＤＤ装置（Hard disk Drive、ハードディスク装置、以下ＨＤＤ装置と称する）へ適用した実施例である。ＨＤＤ装置における電源システムは、並列冗長構成の電源システムを構築している。そして、ＡＣ電圧（alternating current電圧、交流電圧）を受電して、ＰＦＣ（Power Factor Correction、力率改善）回路ＰＦＣ１、ＰＦＣ２と第１の実施形態、または第２の実施形態に記載の電源装置である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（（Ｉｓｏ ＤＣ−ＤＣ１）、（Ｉｓｏ ＤＣ−ＤＣ２））を介して出力電圧Ｖｏを出力している。この出力電圧Ｖｏには、電池を搭載したバックアップ電源ＢＵＰＳを接続して停電対策を行っている。
図１５に本発明のハードディスク装置の実施形態を示す。
図１５は、ＨＤＤ装置（Hard disk Drive、ハードディスク装置、以下ＨＤＤ装置と称する）へ適用した実施例である。ＨＤＤ装置における電源システムは、並列冗長構成の電源システムを構築している。そして、ＡＣ電圧（alternating current電圧、交流電圧）を受電して、ＰＦＣ（Power Factor Correction、力率改善）回路ＰＦＣ１、ＰＦＣ２と第１の実施形態、または第２の実施形態に記載の電源装置である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（（Ｉｓｏ ＤＣ−ＤＣ１）、（Ｉｓｏ ＤＣ−ＤＣ２））を介して出力電圧Ｖｏを出力している。この出力電圧Ｖｏには、電池を搭載したバックアップ電源ＢＵＰＳを接続して停電対策を行っている。
また、この出力電圧Ｖｏは、非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（（ＤＣ−ＤＣ１１）〜（ＤＣ−ＤＣ１ｍ））を介してＨＤＤ装置（（ＨＤＤ１）〜（ＨＤＤｍ）に電力を供給する。あるいは、非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＣ−ＤＣ１）〜（ＤＣ−ＤＣｎ））を介してＨＤＤ装置にデータを記憶するための制御を司るプロセッサＣＰＵ（Central Processing Unit）や高速大容量メモリＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory）、ＳＲＡＭ（Static Random Access Memory）などで構成されるボードに対象毎に異なり、かつそれぞれに適した電圧の電力を供給している。
本実施形態のように前述の第１の実施形態、第２の実施形態で説明したような電源装置を用いた電源システムや装置によれば、広い負荷範囲に亘ってＺＶＳが実現できるので、さまざまな負荷に対応して効率の向上が図ることのできる電源システムや装置を得ることができる。
本発明の制御方式は一次側がフルブリッジ回路、二次側が同期整流スイッチを用いた整流平滑回路の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータへの応用であるが、この他共振動作を利用した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの用途にも適用可能である。
第１の実施形態、第２の実施の電源装置はこの他、図示しないが、各種産業応用機器用電源装置や、通信情報機器用電源装置や、汎用の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ、などへ応用展開ができることはいうまでもない。
本発明はＭＯＳＦＥＴ構造の誘導分離型半導体装置であるので、高電圧を駆動する高耐圧デバイス素子でありながら、比較的応答速度の速さが要求される分野において有用である。さらに電流性能と耐圧が向上した本発明は、前記分野で広く利用、採用される可能性がある。
１０ フルブリッジ回路
２０ 整流平滑回路
ＡＣ−１、ＡＣ−２ ＡＣライン
ＢＵＰＳ バックアップ電源
ＣＯＮＴ 制御回路（タイミング可変手段）
Ｃｏ コンデンサ、出力コンデンサ
Ｃｒ１〜Ｃｒ４、Ｃｓ１、Ｃｓ２ コンデンサ、静電容量、寄生静電容量
ＣＴ カレントトランス
ＤＣ−ＤＣ１〜ＤＣ−ＤＣｎ、ＤＣ−ＤＣ１１〜ＤＣ−ＤＣ１ｍ 非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
ＤＨ１〜ＤＨ４、ＤＬ１、ＤＬ２ ダイオード、ボディーダイオード
ＧＮＤ グランド
ＨＤＤ１〜ＨＤＤｍ ＨＤＤ装置
（Ｉｓｏ ＤＣ−ＤＣ１）、（Ｉｓｏ ＤＣ−ＤＣ２） 絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｉ１〜Ｉ６ 電流、（対応する動作波形）
ＩＬ１、ＩＬ２ チョークコイル電流、（対応する動作波形）
Ｉｏ 出力（負荷）電流
Ｉｐ、Ｉｓ トランスの一次側コイル電流と二次側コイル電流、（対応する動作波形）
Ｌ、Ｌ１、Ｌ２ チョークコイル
Ｌｐ 一次側コイル
Ｌｒ インダクタ
Ｌｓ 二次側コイル
ＭＨ１〜ＭＨ４ スイッチ、ＭＯＳＦＥＴ、アームスイッチ、（対応する制御信号）
ＭＬ１、ＭＬ２ スイッチ、ＭＯＳＦＥＴ、同期整流スイッチ、（対応する制御信号）
ＰＦＣ１、ＰＦＣ２ ＰＦＣ回路
ＴＡＰ タップ
ＴＲ トランス
ＶＤＣ 直流電圧
Ｖｉ 入力端子
ＶｏＨ、ＶｏＬ 出力端子
２０ 整流平滑回路
ＡＣ−１、ＡＣ−２ ＡＣライン
ＢＵＰＳ バックアップ電源
ＣＯＮＴ 制御回路（タイミング可変手段）
Ｃｏ コンデンサ、出力コンデンサ
Ｃｒ１〜Ｃｒ４、Ｃｓ１、Ｃｓ２ コンデンサ、静電容量、寄生静電容量
ＣＴ カレントトランス
ＤＣ−ＤＣ１〜ＤＣ−ＤＣｎ、ＤＣ−ＤＣ１１〜ＤＣ−ＤＣ１ｍ 非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
ＤＨ１〜ＤＨ４、ＤＬ１、ＤＬ２ ダイオード、ボディーダイオード
ＧＮＤ グランド
ＨＤＤ１〜ＨＤＤｍ ＨＤＤ装置
（Ｉｓｏ ＤＣ−ＤＣ１）、（Ｉｓｏ ＤＣ−ＤＣ２） 絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｉ１〜Ｉ６ 電流、（対応する動作波形）
ＩＬ１、ＩＬ２ チョークコイル電流、（対応する動作波形）
Ｉｏ 出力（負荷）電流
Ｉｐ、Ｉｓ トランスの一次側コイル電流と二次側コイル電流、（対応する動作波形）
Ｌ、Ｌ１、Ｌ２ チョークコイル
Ｌｐ 一次側コイル
Ｌｒ インダクタ
Ｌｓ 二次側コイル
ＭＨ１〜ＭＨ４ スイッチ、ＭＯＳＦＥＴ、アームスイッチ、（対応する制御信号）
ＭＬ１、ＭＬ２ スイッチ、ＭＯＳＦＥＴ、同期整流スイッチ、（対応する制御信号）
ＰＦＣ１、ＰＦＣ２ ＰＦＣ回路
ＴＡＰ タップ
ＴＲ トランス
ＶＤＣ 直流電圧
Ｖｉ 入力端子
ＶｏＨ、ＶｏＬ 出力端子
Claims (17)
- トランスと、
該トランスの一次側に設けた４つのアームスイッチからなるフルブリッジ回路と、
前記トランスの二次側に設けた２つの同期整流スイッチとチョークコイルとコンデンサとを有する整流平滑回路と、
前記整流平滑回路に設けられた出力端子と、
前記フルブリッジ回路の４つのアームスイッチと前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチとをオンオフ制御する制御回路と、
さらに、
前記トランスの一次側に前記トランスの漏れインダクタ成分と配線の寄生インダクタ成分からなる共振インダクタと、
前記フルブリッジ回路のアームスイッチの寄生静電容量成分からなる共振コンデンサと、を備える電源装置であって、
前記制御回路に、前記整流平滑回路に設けられた出力端子に流れる出力電流に基づいて、前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチの切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を有し、
軽負荷時には、前記出力電流が増加したのと同等に作用するように、二次側の前記整流平滑回路の前記チョークコイルに蓄えられたエネルギーを一次側の前記フルブリッジ回路に戻し、前記フルブリッジ回路に流れる電流を増加させ、前記出力端子に流れる出力電流と前記共振インダクタ、前記共振コンデンサとで決まるゼロボルトスイッチングに必要な共振ピーク電圧を確保して、前記フルブリッジ回路のゼロボルトスイッチングを行う
ことを特徴とする電源装置。 - 請求項１に記載の電源装置において、前記タイミング可変手段は前記出力電流と前記共振インダクタと前記共振コンデンサとで決まるゼロボルトスイッチングに必要な共振ピーク電圧が得られるように、及び前記整流平滑回路のチョークコイルに蓄えられたエネルギーを前記トランスを介して前記フルブリッジ回路に戻し、ゼロボルトスイッチングに必要な前記フルブリッジ回路に流れる電流量が得られるように、前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチの切換えタイミングを可変することを特徴とする電源装置。
- 請求項１または請求項２に記載の電源装置において、前記タイミング可変手段により前記２つの同期整流スイッチの切換えタイミングを、前記フルブリッジ回路の４つのアームスイッチのうちの遅れ位相側の上下のアームスイッチがオフ期間の後縁から前縁側にシフトするようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項３に記載の電源装置において、前記２つの同期整流スイッチは、デューティ５０％の相補的なパルスを用いるようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項１または請求項２に記載の電源装置において、軽負荷になる程、前記フルブリッジ回路に流れる電流の増加量を大きくするように、前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチの切換えタイミングを前記タイミング可変手段を介して前記制御回路がオンオフ制御することを特徴とする電源装置。
- 請求項５に記載の電源装置において、軽負荷になる程、前記２つの同期整流スイッチの切換えタイミングを、前記フルブリッジ回路の４つのアームスイッチうちの遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間の後縁から前縁側へのシフト量を大きくするようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項１または請求項２に記載の電源装置において、前記出力の負荷状態の情報のほかに、さらに一次側の直流入力電圧変動の情報を前記制御回路に入力したことを特徴とする電源装置。
- 請求項１または請求項２に記載の電源装置において、前記フルブリッジ回路の４つのアームスイッチのうちの遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間に、前記タイミング可変手段により前記２つの同期整流スイッチが両方オフとなる期間を設けるようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項８に記載の電源装置において、前記２つの同期整流スイッチが両方オフとなる期間は、前記２つの同期整流スイッチのオン期間を短くして両方オフとなる期間を広くし、かつ前記フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのうちオフからオンに切換る側のスイッチの立上りタイミングと、２つの同期整流スイッチのうちオフからオンに切換る側のスイッチの立上りタイミングとの位置を保つことを特徴とする電源装置。
- 請求項８に記載の電源装置において、軽負荷になる程、前記２つの同期整流スイッチが両方オフとなる期間を広くするようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項３乃至請求項１０のいずれか一項に記載の電源装置において、前記フルブリッジ回路の４つのアームスイッチや前記２つの同期整流スイッチのタイミング発生をディジタル制御で行うようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項１または請求項２に記載の電源装置において、前記整流平滑回路は、カレントダブラ方式の回路構成としたことを特徴とする電源装置。
- 請求項１または請求項２に記載の電源装置において、前記整流平滑回路は、前記トランスの二次側コイルをセンタータップ付きとして構成したことを特徴とする電源装置。
- 請求項１、２、１２、１３のいずれか一項に記載の電源装置において、前記トランスと前記フルブリッジ回路との間に、さらに別の共振インダクタを備えたことを特徴とする電源装置。
- 請求項１または請求項２に記載の電源装置において、軽負荷時に前記フルブリッジ回路に戻されるエネルギーは、前記整流平滑回路の前記フルブリッジ回路の４つのアームスイッチのうちの遅れ位相側の上下のアームスイッチがオフ期間に、前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチのうちオンからオフに切換る側の同期整流スイッチに接続されたチョークコイルから供給されるように、前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチの切換えタイミングを前記タイミング可変手段を介して前記制御回路がオンオフ制御することを特徴とする電源装置。
- 磁気記録ディスクと、磁気ヘッドと、磁気ディスク回転駆動装置と、磁気ヘッド駆動装置と、磁気ヘッド位置制御装置と、入出力信号制御装置と、電力を供給する電源装置とを備えたハードディスク装置であって、
請求項１乃至請求項１５のいずれか一項に記載の電源装置を備えたことを特徴とするハードディスク装置。 - トランスと、
該トランスの一次側に設けた４つのアームスイッチからなるフルブリッジ回路と、
前記トランスの二次側に設けた２つの同期整流スイッチとチョークコイルとコンデンサとを有する整流平滑回路と、
前記フルブリッジ回路の４つのアームスイッチと前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチとをオンオフ制御する制御回路と、
前記整流平滑回路に設けられた出力端子と、
さらに、
前記トランスの一次側に前記トランスの漏れインダクタ成分と配線の寄生インダクタ成分からなる共振インダクタと、
前記フルブリッジ回路のアームスイッチの寄生静電容量成分からなる共振コンデンサと、を備える電源装置のスイッチング方法であって、
前記制御回路に、前記整流平滑回路に設けられた出力端子に流れる出力電流に基づいて、前記整流平滑回路の２つの同期整流スイッチの切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を有し、
軽負荷時には、前記出力電流が増加したのと同等に作用するように、二次側の前記整流平滑回路の前記チョークコイルに蓄えられたエネルギーを一次側の前記フルブリッジ回路に戻し、前記フルブリッジ回路に流れる電流を増加させ、前記出力端子に流れる出力電流と前記共振インダクタ、前記共振コンデンサとで決まるゼロボルトスイッチングに必要な共振ピーク電圧を確保して、前記フルブリッジ回路のゼロボルトスイッチングを行う
ことを特徴とする電源装置のスイッチング方法。
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