JP2011166949A - 電源装置、ハードディスク装置、及び電源装置のスイッチング方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】本発明はフルブリッジ回路10が備えるアームスイッチMH1〜MH4と整流平滑回路20の同期整流スイッチML1、ML2とを、タイミング可変手段を備えた制御回路でオンオフ制御して、軽負荷時には、出力電流Ioが増加したのと同等に作用するように整流平滑回路20に蓄えられたエネルギーをフルブリッジ回路10に戻し、フルブリッジ回路10に流れる電流の増加を図ることによって、出力端子VoH、VoLに流れる出力電流と、共振インダクタLrと、共振コンデンサ容量Cr1、またはCr2とで決まるゼロボルトスイッチングに必要な共振ピーク電圧を確保して、ゼロボルトスイッチングを行う。
【選択図】図1
Description
即ち、トランスと、該トランスの一次側に設けた4つのアームスイッチからなるフルブリッジ回路と、前記トランスの二次側に設けた2つの同期整流スイッチとチョークコイルとコンデンサとを有する整流平滑回路と、前記整流平滑回路に設けられた出力端子と、前記フルブリッジ回路の4つのアームスイッチと前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチとをオンオフ制御する制御回路と、さらに、前記トランスの一次側に前記トランスの漏れインダクタ成分と配線の寄生インダクタ成分からなる共振インダクタと、前記フルブリッジ回路のアームスイッチの寄生静電容量成分からなる共振コンデンサと、を備える電源装置であって、前記制御回路に、前記整流平滑回路に設けられた出力端子に流れる出力電流に基づいて、前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチの切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を有する。
(実施形態の概要)
本発明の電源装置は、絶縁型DC−DCコンバータの電源装置であり、トランスと、トランスの一次側に4つのアームスイッチを備えたフルブリッジ回路、トランスの二次側に2つの同期整流スイッチとチョークコイルとコンデンサを備えた整流平滑回路と、前記4つのアームスイッチと前記2つの同期整流スイッチのオン、オフ(ON、OFF)を制御し、かつ前記同期整流スイッチの切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を有する制御回路と、を備えて構成される。
また、前記トランスの二次側の出力の負荷状態がトランスを介して、トランスの一次側のフルブリッジ回路に影響を与える。フルブリッジ回路はこの影響を受けながら動作をする。この過程において、前記4つのアームスイッチのオンオフは、そのスイッチの両端の電圧がより0に近い状況で行うことが、無駄なエネルギー損失を無くし、電力変換効率の向上の観点から重要である。したがって、前記アームスイッチのゼロボルトスイッチング(ZVS)が訴求される。
以上が実施形態の概要である。次に実施形態を詳しく説明する。
以下、本発明の電源装置の第1の実施形態を図1〜図12を参照して説明する。
また、併せて本発明の電源装置のスイッチング方法の実施形態について説明する。
図1は、本発明を適用した絶縁型DC−DCコンバータの電源装置の第1の実施形態を示す回路図である。
図1において、符号TRはトランス(変圧器)、破線で示した符号10はトランスTRの一次側コイルLpを交流駆動するフルブリッジ回路である。破線で示した符号20はトランスTRの二次側コイルLsに誘起される交流電圧を同期整流して直流電圧に変換するカレントダブラ方式(全波を対象)の整流平滑回路である。符号CONTは上記フルブリッジ回路10を構成するMOSFETからなるアームスイッチ(MH1〜MH4)、及び整流平滑回路20のMOSFETからなる同期整流スイッチ(ML1、ML2)の動作タイミングを制御する制御回路である。なお、MOSFETは電界効果型トランジスタを表し、Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor(金属−酸化物−半導体電界効果型トランジスタ)の略である。また、MOSFETはスイッチの役目をするので、スイッチとして使用する場合にはMOSFETを単にスイッチと表現する場合もある(例えばMOSFET(MH1)をスイッチMH1と表記)。
なお、Nチャネル型のMOSFET(MH1〜MH4)は(実施形態の概要)で表記した上下のアームスイッチに相当している。
なお、出力端子VoLは接地(グランド)されて用いられることもある。
また、同期整流スイッチ(ML1、ML2)とチョークコイル(L1、L2)と出力コンデンサCoからなる整流平滑回路20は全波を対象として整流するので、カレントダブラ方式の整流平滑回路と呼ばれる。
また、制御回路CONTは、負荷電流量に応じて、同期整流スイッチ(ML1、ML2)の切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を備えている。
次に、本実施形態の絶縁型DC−DCコンバータの電源装置の動作を、図2〜図5のタイミングチャート及び図6〜図11(図10は10A、10B、10C、10Dからなる)の等価回路図を参照して説明する。なお、図6〜図11は、図2〜図5に示されている各期間#1〜#6におけるフルブリッジ回路10及び整流平滑回路20の各等価回路の状態をそれぞれ示している。
また、図2〜図5において、(V11−V12)、Ip、I1、I2、I3、I4、(V21−V22)、Is、I5、I6、IL1、IL2は図6〜図11の等価回路における電圧や電流の動作波形を表している。なお、図2〜図5の動作波形においては、以下の説明の都合上、デッドタイムなどのタイミングや回路シミュレーションの動作波形の一部を誇張して示してある。
まず、定格負荷(付近)状態の動作である。図2のタイミングチャートと図6〜図9、図11の等価回路図を用いる。
図2の期間#1では、図6に示すように、一次側のフルブリッジ回路10(詳細な対応は図1参照)のアームスイッチMH1とアームスイッチMH4がオン、アームスイッチMH2とアームスイッチMH3がオフ状態にされる。また、このとき二次側の整流平滑回路20(詳細な対応は図1参照)では同期整流スイッチML1がオフ、同期整流スイッチML2がオン状態にされる。これにより、トランスTRの一次側コイルLpに直流電圧VDCが印加されて、一次側コイルLpに電流Ipが流され、トランスTRの二次側コイルLsには巻数比nに応じた電圧が誘起され、一次側から二次側へ電力が伝達される。そして、二次側の整流平滑回路20では、同期整流スイッチML1がオフ、同期整流スイッチML2がオンである。このため、チョークコイルL1から出力コンデンサCoと並列に接続される負荷(図示せず)、さらに同期整流スイッチML2へ向って電流が流され、チョークコイルL1にエネルギーが蓄積される。
また、二次側の整流平滑回路20(詳細な対応は図1参照)では、チョークコイルL1に蓄積されていたエネルギーが同期整流スイッチML1の寄生静電容量Cs1に向かって流れ、充電させる。このため、寄生静電容量Cs1の両端電圧がボディーダイオードDL1の順方向降下電圧Vdになる。即ち、二次側コイルLsの端子電圧V21が順方向降下電圧Vdだけ低くなる。
tr={2π×(Lr×Cr)1/2}/4 ・・・<1>
で表わされる。
また、共振ピーク電圧Vppは、Ioを出力(負荷)電流、nをトランスTRの巻線比とすると、
Vpp=(Io/2)/n×{(Lr/Cr)1/2} ・・・<2>
で表わされる。
式(1)より、期間#3でアームスイッチMH1をオフさせた後、tr時間後にアームスイッチMH2をオンさせれば、アームスイッチMH2のドレイン・ソース間電圧が0VになったタイミングでアームスイッチMH2をオンさせることができることがわかる。
次は、軽負荷状態の動作である。前記の図2の期間#4において、共振動作によるZVSが実現でき、アームスイッチMH2の損失を最小にできることを述べた。しかし、これは定格負荷(付近)であって、式<2>からわかるように共振ピーク電圧Vppが直流電圧VDCに達しているためである。しかしながら、軽負荷になると、負荷電流Ioが減少するので、式<2>のIoが小さくなり、結果的に共振ピーク電圧Vppは直流電圧VDCに達しない。このため、一次側コイルLpの端子電圧V11がピーク値(最小値、例えば0V)に達しない状態でアームスイッチMH2がオンされると、ドレイン・ソース間電圧が0Vになる前にオンされる。この結果、アームスイッチMH2で損失が発生する。さらに、共振ピーク電圧Vppの大きさは、軽負荷になる程出力電流Ioが小さくなるので、共振ピーク電圧Vppは直流電圧VDCにより顕著に達しなくなる。よって、このときアームスイッチMH2をオンさせたのではZVSが実現できないので、損失は増大する。
なお、この同期整流スイッチ(ML1、ML2)の切換えタイミングを可変するのは、制御回路CONTに備えられたタイミング可変手段である。
以上のタイミングのシフトを実現するために図4に示す期間#5を新たに設ける。
以下では、図4に示す本実施例で新たに設けた期間#5によりZVSを実現する動作(様子)を、図10A、10B、10C、10Dの等価回路図を用いて説明する。
1)期間#5‐aは二次側コイルLsに流れる電流Isが正の領域にある場合。
2)期間#5‐bは二次側コイルLsに流れる電流Isの方向が正から負に変わり、かつ二次側コイルLsに流れる電流IsがチョークコイルL2に流れる電流IL2と等しくなるまでの領域にある場合。
3)期間#5‐cは二次側コイルLsに流れる電流IsがチョークコイルL2に流れる電流IL2を超えて、チョークコイルL2に流れる電流IL2に戻るまでの領域にある場合。
4)期間#5‐dは二次側コイルLsに流れる電流Isが最終的にチョークコイルL2に流れる電流IL2に収束し、等しくなる領域にある場合。
ここで、チョークコイルL2に流れる電流IL2は、微小期間では一定と見做せるので、図5では一定電流値として用いている。
以下、期間#5‐(a〜d)を順に説明する。
図5の期間#5‐aでは、図10Aに示すように、期間#4でボディーダイオードDL1に流れていた電流が同期整流スイッチML1に、同期整流スイッチML2に流れていた電流がボディーダイオードDL2に切換えられる。ここで、ボディーダイオードDL2には、二次側コイルLsの電流IsとチョークコイルL2の電流IL2の和の電流が流される。これにより、二次側コイルLsの端子電圧V22がボディーダイオードDL2の順方向降下電圧Vdだけ低下する。
次の図5の期間#5‐bでは、二次側コイルLsを流れる電流Isは、二次側コイルLsを流れる電流Isの方向が正から負に変わる。この結果、期間#5‐aとは電流Isの方向が反転(波形W51)して、図10Bに示すように、チョークコイルL2から出力コンデンサCoと並列に接続された負荷(図示せず)、さらに同期整流スイッチML1を経由して流される。これにより、期間#5‐aでチョークコイルL2に流れる電流IL2の一定値が流れていたボディーダイオードDL2には、チョークコイルL2に二次側コイルLsを流れる電流Isが加わると、二次側コイルLsを流れる電流Isが増加した分、ボディーダイオードDL2に流れる電流が減少する。さらに、二次側コイルLsを流れる電流Isが負に増加して、チョークコイルL2に流れる電流IL2の一定値と等しくなると、ボディーダイオードDL2には電流が流れなくなる。このため、ボディーダイオードDL2は不導通となり、カットオフになり、次の期間#5‐cに入る。
図5の期間#5‐cでは、更に二次側コイルLsを流れる電流Isが負に増加すると、チョークコイルL2に流れる電流IL2の一定値を超える。このため、二次側コイルLsを流れる電流IsのうちチョークコイルL2に流れる電流IL2の一定値を超えた分の電流は、余剰電流として、図10Cに示すように、同期整流スイッチML2の寄生静電容量Cs2を充電して流れるようになる。すると、同期整流スイッチML2の端子電圧、即ち二次側コイルLsの端子電圧V22を、急速に出力電圧VoとチョークコイルL2の両端電圧の和の電圧近くまで上昇させる。この急速な電圧上昇の発生により、二次側コイルLsを流れる電流Isが抑制されるので、同期整流スイッチML2の寄生静電容量Cs2に流れていた余剰電流は減少していく。そして、二次側コイルLsに流れる電流Isは徐々にチョークコイルL2に流れる電流IL2の一定値に戻させる(波形W52)。
最後の図5の期間#5‐dでは、期間#5‐cの同期整流スイッチML2の寄生静電容量Cs2に流れていた余剰電流は、最終的にゼロとなる。このため、図10Dに示すように、二次側コイルLsに流れる電流IsはチョークコイルL2に流れる電流IL2の一定値に収束され、等しくなる。このような一連の動作により、二次側の整流平滑回路20(詳細な対応は図1参照)のエネルギー、即ちチョークコイルL2に蓄えられたエネルギーが、トランスTRの二次側コイルLsに流れるようになる。このエネルギーは一次側コイルLpに伝達され、一次側コイルLpに流れる電流Ipの減少を抑制して、一次側コイルLpに流れる電流Ipを正の一定値に保持させる作用をする。一次側コイル電流Ipが正の一定値にあると云うことは、アームスイッチMH1の寄生静電容量Cr1の充電(または、アームスイッチMH2の寄生静電容量Cr2の放電)を促進する方向に作用する。このため、一次側コイルLpの端子電圧V11を0Vに正弦波状に下降させる(波形W53)。即ち、一次側コイルLpに伝達されるこのエネルギーは、式<2>のIo/nに相当する一次側回路の電流を増加させる作用をするので、軽負荷時に共振ピーク電圧Vppを直流電圧VDCまで到達させ、ZVSを実現できるようにしている。
1)期間#10‐aは二次側コイルLsに流れる電流Isが負の領域にある場合。
2)期間#10‐bは二次側コイルLsに流れる電流Isの方向が負から正に変わり、かつ二次側コイルLsに流れる電流IsがチョークコイルL1に流れる電流IL1と等しくなるまでの領域にある場合。
3)期間#10‐cは二次側コイルLsに流れる電流IsがチョークコイルL1に流れる電流IL1を超えて、チョークコイルL1に流れる電流IL1に戻るまでの領域にある場合。
4)期間#10‐dは二次側コイルLsに流れる電流Isが最終的にチョークコイルL1に流れる電流IL1に収束し、等しくなる領域にある場合。
ここで、チョークコイルL1に流れる電流IL1は、微小期間では一定と見做せるので、一定電流値として用いている。以下、期間#10‐(a〜d)を順に説明する。
期間#10‐aでは、期間#9でボディーダイオードDL2に流れていた電流が同期整流スイッチML2に、同期整流スイッチML1に流れていた電流がボディーダイオードDL1に切換えられる。ここで、ボディーダイオードDL1には、二次側コイルLsの電流IsとチョークコイルL1の電流IL1の和の電流が流される。これにより、二次側コイルLsの端子電圧V21がボディーダイオードDL1の順方向降下電圧Vdだけ低下する。
次の期間#10‐bでは、二次側コイルLsを流れる電流Isは、二次側コイルLsを流れる電流Isの方向が負から正に変わる。このため、期間#10‐aとは電流Isの方向が反転して、チョークコイルL1から出力コンデンサCoと並列に接続された負荷(図示せず)、さらに同期整流スイッチML2を経由して流される。これにより、期間#10‐aでチョークコイルL1に流れる電流IL1の一定値が流れていたボディーダイオードDL1には、チョークコイルL1に二次側コイルLsを流れる電流Isが加わると、二次側コイルLsを流れる電流Isが増加した分ボディーダイオードDL1に流れる電流が減少する。さらに、二次側コイルLsを流れる電流Isが負に増加して、チョークコイルL1に流れる電流IL1の一定値と等しくなると、ボディーダイオードDL1には電流が流れなくなる。このため、ボディーダイオードDL1は不導通となり、カットオフになり、次の期間#10‐cに入る。
期間#10‐cでは、更に二次側コイルLsを流れる電流Isが正に増加すると、チョークコイルL1に流れる電流IL1の一定値を超える。この結果、二次側コイルLsを流れる電流IsのうちチョークコイルL1に流れる電流IL1の一定値を超えた分の電流は、余剰電流として、同期整流スイッチML1の寄生静電容量Cs1を充電して流れるようになる。すると、同期整流スイッチML1の端子電圧、即ち二次側コイルLsの端子電圧V21を、急速に出力電圧VoとチョークコイルL1の両端電圧の和の電圧近くまで上昇させる。この急速な電圧上昇の発生により、二次側コイルLsを流れる電流Isが抑制されるので、同期整流スイッチML1の寄生静電容量Cs1に流れていた余剰電流は減少していき、二次側コイルLsに流れる電流Isは徐々にチョークコイルL1に流れる電流IL1の一定値に戻させる。
最後の期間#10‐dでは、期間#10‐cの同期整流スイッチML1の寄生静電容量Cs1に流れる余剰電流は最終的にゼロとなる。このため、二次側コイルLsに流れる電流IsはチョークコイルL1に流れる電流IL1の一定値に収束され、等しくなる。このような一連の動作により、二次側の整流平滑回路20のエネルギー、即ちチョークコイルL1に蓄えられたエネルギーが、トランスTRの二次側コイルLsに流れるようになる。このエネルギーは一次側コイルLpに伝達され、一次側コイルLpに流れる電流Ipの減少を抑制して、一次側コイルLpに流れる電流Ipを負の一定値に保持させる作用をする。一次側コイル電流Ipが負の一定値にあると云うことは、スイッチMH2の寄生静電容量Cr2の充電(または、スイッチMH1の寄生静電容量Cr1の放電)を促進する方向に作用するので、一次側コイルLpの端子電圧V11を直流電圧VDCに正弦波状に上昇させ、ZVSを実現できるようにしている。
なお、以上の同期整流スイッチ(ML1、ML2)の切換えタイミングを可変(シフト)するのは制御回路CONTに設けたタイミング可変手段である。
ディジタル制御にDSP(Digital Signal Processor)等を使用する場合には、一次側のフルブリッジ回路10のアームスイッチのようにデッドバンド時間のみを設定するPWMパルスの発生には、例えばコンペア・ユニット1つで上下のアームスイッチを制御できるが、一般に二次側の同期整流スイッチのように異なる2つのタイミングパルスを使用する場合には、コンペア・ユニットが2つ必要になる。しかしながら、本実施例では、二次側の2つの同期整流スイッチの駆動にデューティ50%の相補的なパルスを用いているので、コンペア・ユニットが1つで済む利点がある。
制御信号のもう一つの実施形態では、軽負荷時に、図4の制御信号(ML1、ML2)を用いる代わりに、図13の制御信号(ML1、ML2)を用いる場合である。このとき、図13の制御信号ML1、ML2のうちオンからオフに切換る側の同期整流スイッチの立下りタイミングには、図4と同様のタイミングを用いる。ただし、オフからオンに切換る側の同期整流スイッチの立上りタイミングには、フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間の後縁、即ちこの上下のアームスイッチのうちオフからオンに切換る側のスイッチの立上りタイミングの位置に固定するようにする。即ち、この実施例では、フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間に、制御信号(ML1、ML2)に両方オフの期間を設けるようにしたことにある。このようにしても、図10A〜図10Dの期間#5においては、同期整流スイッチML1に流れる電流がボディーダイオード側に流れる以外の動作の変更はなく、同様にZVSが実現できる。
また、スイッチ(MH1〜MH4、ML1、ML2)はNチャネル型のMOSFETの場合で説明したが、Pチャネル型のMOSFETを用いてもよいし、またPチャネル型のMOSFETとNチャネル型のMOSFETを混載してもよい。ただし、この場合はMOSFETを制御する信号の極性が変わる。
図14に本発明の電源装置の第2の実施形態を示す。
図14において、符号TRはトランス、破線で示した符号10はトランスTRの一次側コイルLpを交流駆動するフルブリッジ回路である。破線で示した符号20はトランスTRの二次側コイルLsに誘起される交流電圧を同期整流して直流電圧に変換するカレントダブラ方式の整流平滑回路である。符号CONTは上記フルブリッジ回路10を構成するMOSFETからなるアームスイッチ(MH1〜MH4)、及び整流平滑回路20のMOSFETからなる同期整流スイッチ(ML1、ML2)の動作タイミングを制御する制御回路である。
トランスTRにおいては、二次側コイルをセンタータップTAP付きコイルLs1、Ls2に変更した点である。このため、整流平滑回路20も変更されている。
整流平滑回路20は、二次側コイルの両端から直列に同期整流スイッチML1と同期整流スイッチML2が接続され、二次側コイルのセンタータップTAPからチョークコイルLを介して出力コンデンサCoの一端が接続される。また、出力コンデンサCoの他端には、同期整流スイッチML1と同期整流スイッチML2の中点が接続される。
本実施形態においても、負荷状態や一次側の直流電圧状態を検出して、スイッチ(MH1〜MH4、ML1、ML2)の動作タイミングを、定格負荷(付近)では図2、定格負荷(付近)以外の軽負荷では図4のように制御回路CONTから発生している。これにより、図1と同様に広い負荷範囲でZVSが実現でき、軽負荷時の効率向上が図れる効果が得られる。
図15に本発明のハードディスク装置の実施形態を示す。
図15は、HDD装置(Hard disk Drive、ハードディスク装置、以下HDD装置と称する)へ適用した実施例である。HDD装置における電源システムは、並列冗長構成の電源システムを構築している。そして、AC電圧(alternating current電圧、交流電圧)を受電して、PFC(Power Factor Correction、力率改善)回路PFC1、PFC2と第1の実施形態、または第2の実施形態に記載の電源装置である絶縁型DC−DCコンバータ((Iso DC−DC1)、(Iso DC−DC2))を介して出力電圧Voを出力している。この出力電圧Voには、電池を搭載したバックアップ電源BUPSを接続して停電対策を行っている。
20 整流平滑回路
AC−1、AC−2 ACライン
BUPS バックアップ電源
CONT 制御回路(タイミング可変手段)
Co コンデンサ、出力コンデンサ
Cr1〜Cr4、Cs1、Cs2 コンデンサ、静電容量、寄生静電容量
CT カレントトランス
DC−DC1〜DC−DCn、DC−DC11〜DC−DC1m 非絶縁型DC−DCコンバータ
DH1〜DH4、DL1、DL2 ダイオード、ボディーダイオード
GND グランド
HDD1〜HDDm HDD装置
(Iso DC−DC1)、(Iso DC−DC2) 絶縁型DC−DCコンバータ
I1〜I6 電流、(対応する動作波形)
IL1、IL2 チョークコイル電流、(対応する動作波形)
Io 出力(負荷)電流
Ip、Is トランスの一次側コイル電流と二次側コイル電流、(対応する動作波形)
L、L1、L2 チョークコイル
Lp 一次側コイル
Lr インダクタ
Ls 二次側コイル
MH1〜MH4 スイッチ、MOSFET、アームスイッチ、(対応する制御信号)
ML1、ML2 スイッチ、MOSFET、同期整流スイッチ、(対応する制御信号)
PFC1、PFC2 PFC回路
TAP タップ
TR トランス
VDC 直流電圧
Vi 入力端子
VoH、VoL 出力端子
Claims (17)
- トランスと、
該トランスの一次側に設けた4つのアームスイッチからなるフルブリッジ回路と、
前記トランスの二次側に設けた2つの同期整流スイッチとチョークコイルとコンデンサとを有する整流平滑回路と、
前記整流平滑回路に設けられた出力端子と、
前記フルブリッジ回路の4つのアームスイッチと前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチとをオンオフ制御する制御回路と、
さらに、
前記トランスの一次側に前記トランスの漏れインダクタ成分と配線の寄生インダクタ成分からなる共振インダクタと、
前記フルブリッジ回路のアームスイッチの寄生静電容量成分からなる共振コンデンサと、を備える電源装置であって、
前記制御回路に、前記整流平滑回路に設けられた出力端子に流れる出力電流に基づいて、前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチの切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を有することを特徴とする電源装置。 - 請求項1に記載の電源装置において、前記タイミング可変手段は前記出力電流と前記共振インダクタと前記共振コンデンサとで決まるゼロボルトスイッチングに必要な共振ピーク電圧が得られるように、及び前記整流平滑回路のチョークコイルに蓄えられたエネルギーを前記トランスを介して前記フルブリッジ回路に戻し、ゼロボルトスイッチングに必要な前記フルブリッジ回路に流れる電流量が得られるように、前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチの切換えタイミングを可変することを特徴とする電源装置。
- 請求項1または請求項2に記載の電源装置において、前記タイミング可変手段により前記2つの同期整流スイッチの切換えタイミングを、前記フルブリッジ回路の4つのアームスイッチのうちの遅れ位相側の上下のアームスイッチがオフ期間の後縁から前縁側にシフトするようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項3に記載の電源装置において、前記2つの同期整流スイッチは、デューティ50%の相補的なパルスを用いるようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項1または請求項2に記載の電源装置において、軽負荷になる程、前記フルブリッジ回路に流れる電流の増加量を大きくするように、前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチの切換えタイミングを前記タイミング可変手段を介して前記制御回路がオンオフ制御することを特徴とする電源装置。
- 請求項5に記載の電源装置において、軽負荷になる程、前記2つの同期整流スイッチの切換えタイミングを、前記フルブリッジ回路の4つのアームスイッチうちの遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間の後縁から前縁側へのシフト量を大きくするようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項1または請求項2に記載の電源装置において、前記出力の負荷状態の情報のほかに、さらに一次側の直流入力電圧変動の情報を前記制御回路に入力したことを特徴とする電源装置。
- 請求項1または請求項2に記載の電源装置において、前記フルブリッジ回路の4つのアームスイッチのうちの遅れ位相側の上下のアームスイッチのオフ期間に、前記タイミング可変手段により前記2つの同期整流スイッチが両方オフとなる期間を設けるようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項8に記載の電源装置において、前記2つの同期整流スイッチが両方オフとなる期間は、前記2つの同期整流スイッチのオン期間を短くして両方オフとなる期間を広くし、かつ前記フルブリッジ回路の遅れ位相側の上下のアームスイッチのうちオフからオンに切換る側のスイッチの立上りタイミングと、2つの同期整流スイッチのうちオフからオンに切換る側のスイッチの立上りタイミングとの位置を保つことを特徴とする電源装置。
- 請求項8に記載の電源装置において、軽負荷になる程、前記2つの同期整流スイッチが両方オフとなる期間を広くするようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項3〜10に記載の電源装置において、前記フルブリッジ回路の4つのアームスイッチや前記2つの同期整流スイッチのタイミング発生をディジタル制御で行うようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項1または請求項2に記載の電源装置において、前記整流平滑回路は、カレントダブラ方式の回路構成としたことを特徴とする電源装置。
- 請求項1または請求項2に記載の電源装置において、前記整流平滑回路は、前記トランスの二次側コイルをセンタータップ付きとして構成したことを特徴とする電源装置。
- 請求項1、2、12、13のいずれか一項に記載の電源装置において、前記トランスと前記フルブリッジ回路との間に、さらに別の共振インダクタを備えたことを特徴とする電源装置。
- 請求項1または請求項2に記載の電源装置において、軽負荷時に前記フルブリッジ回路に戻されるエネルギーは、前記整流平滑回路の前記フルブリッジ回路の4つのアームスイッチのうちの遅れ位相側の上下のアームスイッチがオフ期間に、前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチのうちオンからオフに切換る側の同期整流スイッチに接続されたチョークコイルから供給されるように、前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチの切換えタイミングを前記タイミング可変手段を介して前記制御回路がオンオフ制御することを特徴とする電源装置。
- 磁気記録ディスクと、磁気ヘッドと、磁気ディスク回転駆動装置と、磁気ヘッド駆動装置と、磁気ヘッド位置制御装置と、入出力信号制御装置と、電力を供給する電源装置を備えたハードディスク装置において、
AC電圧から直流電圧を出力するAC−DCコンバータのうち、PFC回路の出力電圧を受けて直流電圧を出力する絶縁型DC−DCコンバータが、
トランスと、該トランスの一次側に設けた4つのアームスイッチからなるフルブリッジ回路と、前記トランスの二次側に設けた2つの同期整流スイッチとチョークコイルとコンデンサとを有する整流平滑回路と、前記整流平滑回路に設けられた出力端子と、前記フルブリッジ回路の4つのアームスイッチと前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチとをオンオフ制御する制御回路と、前記トランスの一次側に前記トランスの漏れインダクタ成分と配線の寄生インダクタ成分からなる共振インダクタと、前記フルブリッジ回路のアームスイッチの寄生静電容量成分からなる共振コンデンサと、を備え、前記制御回路に、前記整流平滑回路に設けられた出力端子に流れる出力電流に基づいて、前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチの切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を有する電源装置であり、該電源装置を備えたことを特徴とするハードディスク装置。 - トランスと、
該トランスの一次側に設けた4つのアームスイッチからなるフルブリッジ回路と、
前記トランスの二次側に設けた2つの同期整流スイッチとチョークコイルとコンデンサとを有する整流平滑回路と、
前記フルブリッジ回路の4つのアームスイッチと前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチとをオンオフ制御する制御回路と、
前記整流平滑回路に設けられた出力端子と
さらに、
前記トランスの一次側に前記トランスの漏れインダクタ成分と配線の寄生インダクタ成分からなる共振インダクタと、
前記フルブリッジ回路のアームスイッチの寄生静電容量成分からなる共振コンデンサと、を備える電源装置であって、
前記制御回路に、前記整流平滑回路に設けられた出力端子に流れる出力電流に基づいて、前記整流平滑回路の2つの同期整流スイッチの切換えタイミングを可変するタイミング可変手段を有することを特徴とする電源装置のスイッチング方法。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010027352A JP5530212B2 (ja) | 2010-02-10 | 2010-02-10 | 電源装置、ハードディスク装置、及び電源装置のスイッチング方法 |
US12/869,176 US8724348B2 (en) | 2010-02-10 | 2010-08-26 | Power-supply unit, hard-disk drive, and switching method of the power-supply unit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010027352A JP5530212B2 (ja) | 2010-02-10 | 2010-02-10 | 電源装置、ハードディスク装置、及び電源装置のスイッチング方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2011166949A true JP2011166949A (ja) | 2011-08-25 |
JP5530212B2 JP5530212B2 (ja) | 2014-06-25 |
Family
ID=44353536
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010027352A Expired - Fee Related JP5530212B2 (ja) | 2010-02-10 | 2010-02-10 | 電源装置、ハードディスク装置、及び電源装置のスイッチング方法 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8724348B2 (ja) |
JP (1) | JP5530212B2 (ja) |
Cited By (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013132112A (ja) * | 2011-12-21 | 2013-07-04 | Hitachi Computer Peripherals Co Ltd | スイッチング電源装置及びその制御方法 |
JP2013243852A (ja) * | 2012-05-21 | 2013-12-05 | Origin Electric Co Ltd | 直列共振型コンバータシステム |
JP2014176226A (ja) * | 2013-03-11 | 2014-09-22 | Sumitomo Electric Ind Ltd | Dc/dc変換装置及び分散電源システム |
JP2014180167A (ja) * | 2013-03-15 | 2014-09-25 | Origin Electric Co Ltd | Dc−dcコンバータ |
JP2014236596A (ja) * | 2013-06-03 | 2014-12-15 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
KR20150070590A (ko) * | 2013-12-17 | 2015-06-25 | 삼성전기주식회사 | 동기 정류기 구동 회로 및 이를 포함하는 전원 공급 장치 |
JP2015520602A (ja) * | 2012-06-19 | 2015-07-16 | コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェ | 共振型dc−dcコンバータのための制御モード |
JP2015211581A (ja) * | 2014-04-28 | 2015-11-24 | 三菱電機株式会社 | フルブリッジdc/dcコンバータ |
CN106558995A (zh) * | 2015-09-30 | 2017-04-05 | 株式会社村田制作所 | Dc/dc转换装置 |
JP2017070196A (ja) * | 2015-09-30 | 2017-04-06 | 株式会社村田製作所 | Dc/dc変換装置 |
JP2017070194A (ja) * | 2015-09-30 | 2017-04-06 | 株式会社村田製作所 | Dc/dc変換装置 |
JP2019180128A (ja) * | 2018-03-30 | 2019-10-17 | 株式会社オリジン | コンバータ及び双方向コンバータ |
WO2020027290A1 (ja) * | 2018-08-03 | 2020-02-06 | Ntn株式会社 | ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源 |
JP2020025431A (ja) * | 2018-08-03 | 2020-02-13 | Ntn株式会社 | ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源 |
US10778109B2 (en) | 2017-02-23 | 2020-09-15 | Sharp Kabushiki Kaisha | Power supply and power supply unit |
US10938318B2 (en) | 2017-07-07 | 2021-03-02 | Mitsubishi Electric Corporation | AC-DC converting apparatus, motor drive control apparatus, blower, compressor, and air conditioner |
WO2021079625A1 (ja) * | 2019-10-21 | 2021-04-29 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 絶縁型dcdcコンバータ |
KR20220010536A (ko) * | 2019-06-10 | 2022-01-25 | 가부시끼가이샤교산세이사꾸쇼 | 전력 변환 장치 |
Families Citing this family (46)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2652866A2 (en) * | 2010-12-15 | 2013-10-23 | Eaton Industries Company | An improved resonant converter and methods of operating |
US8976543B1 (en) * | 2011-03-15 | 2015-03-10 | Lockheed Martin Corporation | Full bridge power supply with digital feedback |
WO2013023343A1 (en) * | 2011-08-12 | 2013-02-21 | Intersil Americas Inc. | Clamp circuits for power converters |
US9088222B2 (en) * | 2011-11-17 | 2015-07-21 | Qualcomm Incorporated | Systems, methods, and apparatus for a high power factor single phase rectifier |
DE102011087283A1 (de) * | 2011-11-29 | 2013-05-29 | Siemens Ag | Taktverfahren eines Serienresonanz-DC/DC-Stromrichters eines Mehrpunkt-Mittelfrequenz-Einspeisestromrichters eines Traktionsstromrichters |
KR20130073611A (ko) * | 2011-12-23 | 2013-07-03 | 삼성전기주식회사 | 전원 공급 장치 |
TW201340580A (zh) * | 2012-03-23 | 2013-10-01 | Lite On Clean Energy Technology Corp | 電源轉換器及其充放電系統 |
US9083255B2 (en) * | 2012-11-19 | 2015-07-14 | Analog Devices, Inc. | Adaptive dead time control scheme for switch mode power converter with synchronous rectifiers topology |
US9166481B1 (en) * | 2013-03-14 | 2015-10-20 | Vlt, Inc. | Digital control of resonant power converters |
US20140334186A1 (en) * | 2013-05-08 | 2014-11-13 | Chicony Power Technology Co., Ltd. | Energy-saving power converter |
US9559684B1 (en) * | 2013-06-19 | 2017-01-31 | Cree Fayetteville, Inc. | Non linear resonant switch cell |
US9263961B2 (en) * | 2013-07-23 | 2016-02-16 | Raytheon Company | Wide input DC/DC resonant converter to control reactive power |
US20150070940A1 (en) * | 2013-09-09 | 2015-03-12 | Renesas Electronics America Inc. | Multi-phase transformer type dc-dc converter |
US9252672B2 (en) * | 2013-10-04 | 2016-02-02 | Chicony Power Technology Co., Ltd. | Method of controlling phase-shift full-bridge converter in light load operation |
US9735691B2 (en) * | 2013-11-29 | 2017-08-15 | Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. | Power supply device |
AT515242B1 (de) * | 2013-12-20 | 2020-04-15 | Fronius Int Gmbh | Verfahren zum Steuern eines Vollbrücken DC/DC-Wandlers |
EP2903146B1 (en) * | 2014-02-03 | 2019-03-20 | STMicroelectronics Srl | Monophase or polyphase resonant converter with feedback control |
US9634514B2 (en) | 2014-05-30 | 2017-04-25 | Infineon Technologies Austria Ag | Single stage rectification and regulation for wireless charging systems |
US9680386B2 (en) * | 2014-09-23 | 2017-06-13 | Analog Devices Global | Minimum duty cycle control for active snubber |
JP6340299B2 (ja) * | 2014-10-17 | 2018-06-06 | ローム株式会社 | スイッチ駆動回路及びこれを用いたスイッチング電源装置 |
US9762135B2 (en) | 2014-11-05 | 2017-09-12 | Infineon Technologies Austria Ag | Secondary side control of resonant DC/DC converters |
FR3033102B1 (fr) * | 2015-02-20 | 2018-05-11 | Devialet | Alimentation a decoupage a branches commandees |
CN106160479A (zh) * | 2015-03-31 | 2016-11-23 | 南车株洲电力机车研究所有限公司 | 两级功率变换电路及方法 |
US10951123B2 (en) * | 2015-04-23 | 2021-03-16 | Chicony Power Technology Co.. Ltd. | Power conversion system |
TWI578676B (zh) * | 2015-10-12 | 2017-04-11 | 群光電能科技股份有限公司 | 電能轉換系統 |
US9559609B2 (en) | 2015-04-23 | 2017-01-31 | Chicony Power Technology Co., Ltd. | Integrated power-converting module |
US9871456B2 (en) * | 2015-07-03 | 2018-01-16 | Texas Instruments Incorporated | Voltage conversion device and method of operation |
US20170025969A1 (en) * | 2015-07-22 | 2017-01-26 | Texas Instruments Incorporated | Synchronous rectifier phase control to improve load efficiency |
US10673339B2 (en) * | 2015-07-23 | 2020-06-02 | Texas Instruments Incorporated | Hysteretic control for transformer based power converters |
ITUB20154179A1 (it) | 2015-10-01 | 2017-04-01 | St Microelectronics Srl | Procedimento per il pilotaggio di un convertitore risonante, relativo convertitore e prodotto informatico |
ITUB20154121A1 (it) * | 2015-10-01 | 2017-04-01 | St Microelectronics Srl | Procedimento per il pilotaggio di un convertitore risonante, relativo dispositivo e prodotto informatico |
US9325247B1 (en) * | 2015-10-02 | 2016-04-26 | Vlt, Inc. | Clamped capacitor resonant power converter |
US10554138B2 (en) | 2016-10-25 | 2020-02-04 | Infineon Technologies Austria Ag | Flux limited fast transient response in isolated DC-DC converters |
US10763755B2 (en) | 2016-12-16 | 2020-09-01 | Toyota Motor Engineering & Manufacturing North America, Inc. | Symmetrical isolated DC-DC power conversion circuit |
US10439500B2 (en) * | 2017-02-01 | 2019-10-08 | Infineon Technologies Austria Ag | Control of isolated power converters during transient load conditions |
US9960706B1 (en) * | 2017-05-24 | 2018-05-01 | Mean Well (Guangzhou) Electronics Co., Ltd. | Synchronization rectification device |
US10476398B1 (en) * | 2018-05-01 | 2019-11-12 | Postech Academy-Industry Foundation | Power conversion circuit for photovoltaic power generation with high efficiency over wide input voltage range |
CN110620512B (zh) * | 2018-06-20 | 2020-09-15 | 台达电子工业股份有限公司 | 谐振变换器及控制方法 |
CN110868071B (zh) | 2018-08-28 | 2021-01-26 | 台达电子工业股份有限公司 | 变换装置 |
CN109672343B (zh) * | 2018-12-17 | 2020-12-18 | 华为技术有限公司 | 一种接收端的相位校准电路、方法及接收端 |
DE102019101748A1 (de) * | 2019-01-24 | 2020-07-30 | Brusa Elektronik Ag | Brückenschaltkreis und Verfahren zum Betreiben eines Brückenschaltkreises |
CN111525803B (zh) * | 2019-02-01 | 2021-10-26 | 台达电子工业股份有限公司 | 变换装置 |
CN111525802B (zh) | 2019-02-01 | 2021-08-06 | 台达电子工业股份有限公司 | 变换装置 |
DE102019122659A1 (de) * | 2019-08-22 | 2021-02-25 | Jungheinrich Aktiengesellschaft | Flurförderzeug mit einem Einbauladegerät |
US11418125B2 (en) | 2019-10-25 | 2022-08-16 | The Research Foundation For The State University Of New York | Three phase bidirectional AC-DC converter with bipolar voltage fed resonant stages |
CN111464039B (zh) * | 2020-05-20 | 2022-03-25 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 谐振变换器、控制电路和控制方法 |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002066739A (ja) * | 2000-08-24 | 2002-03-05 | Daihen Corp | アーク加工用電源制御方法及び電源装置 |
JP2004215469A (ja) * | 2003-01-09 | 2004-07-29 | Renesas Technology Corp | スイッチング電源装置および電源制御用半導体集積回路 |
JP2004260928A (ja) * | 2003-02-26 | 2004-09-16 | Omron Corp | スイッチング電源装置 |
JP2005318757A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | スイッチング電源装置 |
JP2010213430A (ja) * | 2009-03-10 | 2010-09-24 | Hitachi Ltd | 電源装置,ハードディスク装置,並びに電源装置のスイッチング方法 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5255174A (en) * | 1991-10-18 | 1993-10-19 | Allied-Signal Inc. | Regulated bi-directional DC-to-DC voltage converter which maintains a continuous input current during step-up conversion |
US6370050B1 (en) * | 1999-09-20 | 2002-04-09 | Ut-Batelle, Llc | Isolated and soft-switched power converter |
US6304461B1 (en) * | 2000-06-15 | 2001-10-16 | Supertex, Inc. | DC power converter having bipolar output and bi-directional reactive current transfer |
JP4274353B2 (ja) * | 2003-03-13 | 2009-06-03 | 本田技研工業株式会社 | 双方向dc−dcコンバータ |
JP4719567B2 (ja) * | 2005-12-21 | 2011-07-06 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 双方向dc−dcコンバータおよびその制御方法 |
US8232674B2 (en) * | 2008-07-31 | 2012-07-31 | Astec International Limited | Multiple output isolated DC/DC power converters |
US8014173B2 (en) * | 2008-10-16 | 2011-09-06 | Fsp Technology Inc. | Resonant converter for synchronous rectification control |
US8541997B2 (en) * | 2009-10-30 | 2013-09-24 | Delta Electronics, Inc. | Current sensing signal comparing device, and current sensing signal comparing method |
-
2010
- 2010-02-10 JP JP2010027352A patent/JP5530212B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2010-08-26 US US12/869,176 patent/US8724348B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002066739A (ja) * | 2000-08-24 | 2002-03-05 | Daihen Corp | アーク加工用電源制御方法及び電源装置 |
JP2004215469A (ja) * | 2003-01-09 | 2004-07-29 | Renesas Technology Corp | スイッチング電源装置および電源制御用半導体集積回路 |
JP2004260928A (ja) * | 2003-02-26 | 2004-09-16 | Omron Corp | スイッチング電源装置 |
JP2005318757A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | スイッチング電源装置 |
JP2010213430A (ja) * | 2009-03-10 | 2010-09-24 | Hitachi Ltd | 電源装置,ハードディスク装置,並びに電源装置のスイッチング方法 |
Cited By (22)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013132112A (ja) * | 2011-12-21 | 2013-07-04 | Hitachi Computer Peripherals Co Ltd | スイッチング電源装置及びその制御方法 |
JP2013243852A (ja) * | 2012-05-21 | 2013-12-05 | Origin Electric Co Ltd | 直列共振型コンバータシステム |
JP2015520602A (ja) * | 2012-06-19 | 2015-07-16 | コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェ | 共振型dc−dcコンバータのための制御モード |
JP2014176226A (ja) * | 2013-03-11 | 2014-09-22 | Sumitomo Electric Ind Ltd | Dc/dc変換装置及び分散電源システム |
JP2014180167A (ja) * | 2013-03-15 | 2014-09-25 | Origin Electric Co Ltd | Dc−dcコンバータ |
JP2014236596A (ja) * | 2013-06-03 | 2014-12-15 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
KR20150070590A (ko) * | 2013-12-17 | 2015-06-25 | 삼성전기주식회사 | 동기 정류기 구동 회로 및 이를 포함하는 전원 공급 장치 |
KR102197271B1 (ko) | 2013-12-17 | 2020-12-31 | 솔루엠 (허페이) 세미컨덕터 씨오., 엘티디. | 동기 정류기 구동 회로 및 이를 포함하는 전원 공급 장치 |
JP2015211581A (ja) * | 2014-04-28 | 2015-11-24 | 三菱電機株式会社 | フルブリッジdc/dcコンバータ |
JP2017070194A (ja) * | 2015-09-30 | 2017-04-06 | 株式会社村田製作所 | Dc/dc変換装置 |
JP2017070196A (ja) * | 2015-09-30 | 2017-04-06 | 株式会社村田製作所 | Dc/dc変換装置 |
US10193465B2 (en) | 2015-09-30 | 2019-01-29 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC/DC conversion apparatus |
CN106558995A (zh) * | 2015-09-30 | 2017-04-05 | 株式会社村田制作所 | Dc/dc转换装置 |
US10778109B2 (en) | 2017-02-23 | 2020-09-15 | Sharp Kabushiki Kaisha | Power supply and power supply unit |
US10938318B2 (en) | 2017-07-07 | 2021-03-02 | Mitsubishi Electric Corporation | AC-DC converting apparatus, motor drive control apparatus, blower, compressor, and air conditioner |
JP2019180128A (ja) * | 2018-03-30 | 2019-10-17 | 株式会社オリジン | コンバータ及び双方向コンバータ |
WO2020027290A1 (ja) * | 2018-08-03 | 2020-02-06 | Ntn株式会社 | ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源 |
JP2020025431A (ja) * | 2018-08-03 | 2020-02-13 | Ntn株式会社 | ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源 |
JP7160719B2 (ja) | 2018-08-03 | 2022-10-25 | Ntn株式会社 | ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源 |
KR20220010536A (ko) * | 2019-06-10 | 2022-01-25 | 가부시끼가이샤교산세이사꾸쇼 | 전력 변환 장치 |
KR102664039B1 (ko) | 2019-06-10 | 2024-05-14 | 가부시끼가이샤교산세이사꾸쇼 | 전력 변환 장치 |
WO2021079625A1 (ja) * | 2019-10-21 | 2021-04-29 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 絶縁型dcdcコンバータ |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US8724348B2 (en) | 2014-05-13 |
US20110194206A1 (en) | 2011-08-11 |
JP5530212B2 (ja) | 2014-06-25 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
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|
A977 | Report on retrieval |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A521 | Written amendment |
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|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |