CN106558995A - Dc/dc转换装置 - Google Patents
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Abstract
本文描述了一种DC/DC转换装置，包括：直流电压源，输出直流电源电压；振荡电路，与所述直流电压源电连接；多个开关元件；开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流；以及检测部，用于检测所述变换部上的输出功率，其中当所述检测部检测到的输出功率大于第一阈值时，所述控制部将所述多个开关元件控制成以第一模式进行操作，其中当所述检测部检测到的输出功率小于第一阈值但大于第二阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作，其中当所述检测部检测到的输出功率小于第二阈值但大于第三阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第三模式进行操作，并且其中当所述检测部检测到的输出功率小于第三阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第四模式进行操作。
Description
技术领域
本发明涉及一种采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置
背景技术
在现有技术中，开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关闭合和断开的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，其中，DC/DC转换装置即直流-直流转换电路是一种将直流输入电压有效地转换成固定的直流输出电压的电压变换器。一般而言，DC/DC转换装置分为三类：升压型DC/DC变换器、降压型DC/DC变换器以及升降压型DC/DC变换器，根据需求可采用三类控制。具体而言，利用电容器、电感器的储能的特性，通过可控开关(MOSFET等)进行高频开关的动作，将输入的电能储存在电容器或电感器里，当开关断开时，将电能再释放给负载来提供能量。其输出的功率或电压的能力与占空比、即开关导通时间与整个开关的周期的比值有关。
然而，随着电力电子技术的高速发展，对开关电源提出了更加高频化、高转换效率、高功率密度以及低噪声等要求。
图5示出了现有的一种采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置100。如图5所示，DC/DC转换装置100具有：直流电压源V10，4个开关元件Q1～Q4，由电感器Lr和电容器Cr构成的振荡电路20，以及由变压器30和整流电路构成的变换部40。在该DC/DC转换装置100，通过控制各个开关元件Q1～Q4的导通和断开，从而控制从变压器30的原边Tr1向副边Tr2所传输的能量。
图7显示的是开关频率(fsw、横轴)与增益(纵轴)的关系。当输出电压恒定而负载变小，其输出电流就要变小，因此增益就要减小。当高于谐振频率时，控制开关频率增加才能将增益降低。
发明内容
发明所要解决的问题
为了应对负载变化的情况，通过开关控制电源电压来使得总的输出能量减小，以得到减小输出电流的目的，从而避免损毁装置。
对于图5所示的DC/DC转换装置100中的各个开关元件Q1～Q4，图6示出了对它们的控制时序。
如图6所示，每个开关元件Q1～Q4的占空比均为50％。在t0时刻，闭合开关元件Q1和Q4、且断开开关元件Q2和Q3。然后，在t1时刻，闭合开关元件Q2和Q3、且断开开关元件Q1和Q4。同样地，在t2时刻，闭合开关元件Q1和Q4、且断开开关元件Q2和Q3。
在如图5所示的现有的DC/DC转换装置100中，若如图6所示那样，以占空比50％来控制各个开关元件Q1～Q4的闭合和断开。
然而，图5-6中所示的现有技术仅仅以单一的方式应对所有情形的轻负载，而忽视轻负载变化可以细分为不同级别的事实。例如，对于输出电流大于15A的情形，与输出电流在15A至10A之间的情形，如果采取同样的应对方式，将无法得到最优结果。
因此，需要一种能够有益地应对不同级别的轻负载的方案。
用于解决技术问题的技术手段
本发明是为了解决上述问题而设计的，其第一个目的在于提供一种DC/DC转换装置，能够以细粒度的方式实现最优增益控制。
本发明的第一方面涉及1.一种DC/DC转换装置，包括：直流电压源，输出直流电源电压；振荡电路，与所述直流电压源电连接；多个开关元件；开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流；以及检测部，用于检测所述变换部上的输出参数值，其中当所述检测部检测到的输出参数值大于阈值时，所述控制部将所述多个开关元件控制成以第一模式进行操作，而当所述检测部检测到的输出参数值小于阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作。
本发明的第二方面涉及一种DC/DC转换装置，包括：直流电压源，输出直流电源电压；振荡电路，与所述直流电压源电连接；多个开关元件；开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流；以及检测部，用于检测所述直流电压源的输入电压、输入电流、所述变换部上的输出电压、输出电流、输出功率中的一种或多种参数值，其中当所述检测部检测到的输出功率大于第一阈值时，所述控制部将所述多个开关元件控制成以第一模式进行操作，其中当所述检测部检测到的输出功率小于第一阈值但大于第二阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作，并且其中当所述检测部检测到的输出功率小于第二阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第三模式进行操作。
本发明的第三方面涉及一种DC/DC转换装置，包括：直流电压源，输出直流电源电压；振荡电路，与所述直流电压源电连接；多个开关元件；开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流；以及检测部，用于检测所述直流电压源的输入电压、输入电流、所述变换部上的输出电压、输出电流、输出功率中的一种或多种参数值，其中当所述检测部检测到的输出功率大于第一阈值时，所述控制部将所述多个开关元件控制成以第一模式进行操作，其中当所述检测部检测到的输出功率小于第一阈值但大于第二阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作，其中当所述检测部检测到的输出功率小于第二阈值但大于第三阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第三模式进行操作，并且其中当所述检测部检测到的输出功率小于第三阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第四模式进行操作。
本发明的第四方面涉及一种根据负载级别来控制多个开关的方法，包括：检测负载端的输出功率；当检测到的输出功率大于第一阈值时将所述多个开关元件控制成以第一模式进行操作，其中当检测到的输出功率小于第一阈值但大于第二阈值时，将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作，其中当检测到的输出功率小于第二阈值但大于第三阈值时将所述多个开关元件切换成以第三模式进行操作，并且其中当检测到的输出功率小于第三阈值时，将所述多个开关元件切换成以第四模式进行操作。
发明的效果
本发明可通过基于对输出功率的判断，根据不同级别的轻负载，采取不同的模式，从而实现改进的增益控制。
附图说明
图1例示了本发明实施方式的DC/DC转换装置的电路结构的框图。
图2例示了对称-断续模式下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经振荡电路2的电流ILLC、振荡电路2的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压、以及施加于电容器Cr上的电压Vcr之间的关系图。
图3例示了不对称模式下，在增加振荡电路与直流电压源断开电连接的时间的情况下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时序图。
图4例示了全断开模式下的各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经电感器Lr的电流ILr、振荡电路2的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压、以及施加于电容器Cr上的电压Vcr之间的关系图。
图5是表示现有技术中的采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置100的电路结构的框图。
图6是表示现有技术中的各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经振荡电路20的电流ILLC、振荡电路20的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压、以及施加于电容器Cr上的电压Vcr之间的关系图。
图7是表示采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置开关频率与增益的关系图。
具体实施方式
如以上所述，随着电力电子技术的高速发展，在电源开关的实际应用中，可能由于负载变轻，而由此需要减小输出电流。然而，当前把“退出重负载”统统归类为“轻负载”已经变得不再适用。事实上，轻负载也可按等级划分为第一级轻负载——“较轻负载”、第二级轻负载——“更轻负载”、第三级轻负载——“极轻负载”等等。应当理解，对轻负载的划分也可按其他方式来划分；例如，可将最大负载的60％划分为“较轻负载”，最大负载的40％划分为“更轻负载”，最大负载的20％划分为“极轻负载”。这里，百分数“60％”、“40％”、“20％”仅仅是示例，而非限制。应当理解，本领域技术人员可根据需要按任何百分数来划定不同等级的负载。
此外，用来对“轻负载”进行细分的阈值可根据电源电压和测量到的输出参数值来进行调整。输出参数值可以包括但不限于以下各项中的一个：输出电压、输出电流、输出功率，等等。
既然“轻负载”可被细划分成各种不同等级的“轻负载”，那么单纯采用图6中所采用的“其中每个开关元件Q1～Q4的占空比均为50％”的方式显然变得不再适用。
为此，本申请方案针对不同等级的“轻负载”，采取不同的模式。
图1例示了本发明实施方式的DC/DC转换装置的电路结构的框图。
如图1所示，DC/DC转换装置10具有：输出直流电源电压Vin的直流电压源V1；与直流电压源V1电连接的振荡电路2；多个开关元件Q1～Q4；开关控制部6，通过切换多个开关元件Q1～Q4的闭合和断开，可使直流电压源V1与振荡电路2的电连接导通或断开，且可使施加于振荡电路2上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；变换部4，将振荡电路2中产生的电流输出并转换成直流电流；以及检测部9，用于检测变换部4上的输出功率、输出电压和/或输出电流。
具体而言，直流电压源V1的正极侧连接至开关元件Q1和开关元件Q3的漏极侧，直流电压源V1的负极侧连接至开关元件Q2和开关元件Q4的源极侧。在本发明中，直流电压源V1是能为负载提供稳定直流电源电压Vin的电子装置，例如可以采用干电池、蓄电池、直流发电机等。
变换部4中设置有变压器3，整流二极管D1、D2，以及输出电容器Co。变压器3中包括原边Tr1和副边Tr2，其中，原边Tr1具有线圈n1，副边Tr2具有线圈n2和线圈n3。整流二极管D1的阳极连接在副边Tr2的线圈n3的一端，且整流二极管D1的阴极经由输出电容Co连接至副边Tr2的线圈n3的另一端。另外，整流二极管D2的阳极连接至变副边Tr2的线圈n2一端，且整流二极管D2的阴极连接至整流二极管D1的阴极。
振荡电路2中设置有电感器Lr和电容器Cr，且设置有高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-。而且，上述变压器3的原边Tr1与振荡电路2串联连接。高电位侧端子Vc+与开关元件Q1和开关元件Q2的连接点相连接，且低电位侧端子Vc-与开关元件Q3和开关元件Q4的连接点相连接。而且，电感器Lr和电容器Cr经由变压器3的原边Tr1，串联连接在高电位侧端子Vc+与低电位侧端子Vc-之间。
多个开关元件Q1～Q4的连接关系如图1所示。第一开关元件Q1设置于直流电压源V1的正极侧与振荡电路2的高电位侧端子Vc+之间的第一开关元件Q1，第三开关元件Q3设置于直流电压源V1的正极侧与振荡电路2的低电位侧端子Vc-之间，第二开关元件Q2设置于直流电压源V1的负极侧与振荡电路2的高电位侧端子Vc+之间，以及第四开关元件Q4设置于直流电压源V1的负极侧与振荡电路2的低电位侧端子Vc-之间。
另外，上述多个开关元件Q1～Q4可以采用被广泛使用于模拟电路与数字电路的场效晶体管(field-effect transistor)，例如是金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)。其中，MOSFET依照其工作载流子的极性不同，可分为“N型”与“P型”的两种类型，通常又称为NMOSFET与PMOSFET。在本发明中，对于多个开关元件Q1～Q4没有具体的限制，既可以采用“N型”MOSFET，也可以采用“P型”MOSFET。
开关控制部6根据如上所述被输入的电流ILLC，来切换多个开关元件Q1～Q4的闭合和断开。具体而言，当利用开关控制部6的控制来使开关元件Q1和开关元件Q4闭合、且开关元件Q2和开关元件Q3断开时，在振荡电路2的两端所施加的电压Vc+-与直流电源电压Vin同向，即会施加正向的电压。当利用开关控制部6的控制来使开关元件Q2和开关元件Q3闭合、且开关元件Q1和开关元件Q4断开时，在振荡电路2的两端所施加的电压Vc+-与直流电源电压Vin反向，即会施加负向的电压。另外，当开关元件Q1和开关元件Q3均断开时，或者当开关元件Q2和开关元件Q3均断开时，振荡电路2不与直流电压源V1电连接，即不会有电压施加在振荡电路2的两端。
为了更好地例示本发明，在此假定图1中的电路系统的期望最大输出电流为30A。为了实现最佳的性能，当检测到输出电流大于15A时，采用开关Q1～Q4的占空比均为50％的工作模式。在其中四个开关的占空比皆为50％的模式中，开关Q2和Q4闭合时，开关Q1和Q3断开，而在开关Q2和Q4断开时，开关Q1和Q3闭合。并且，开关Q2和Q4闭合与开关Q1和Q3闭合的持续时间是相等的，因此是对称的。而且，在这种模式中，整个电路系统并不断开与电压源的连接，因此是连续的。
当检测到的输出电流小于15A并且大于10A(在此称为“第一级轻负载或较轻负载”)时，采用对称-断续模式。在对称-断续模式中，开关Q2和Q4以及开关Q1和Q3的闭合和断开也是对称的，但是由于在一段时间内电路系统与电压源断开连接，因此是断续的。
当检测到的输出电流小于10A(在此称为“第二级轻负载或更轻负载”)时，采用不对称模式。在不对称模式中，开关Q2和Q4以及开关Q1和Q3的闭合和断开是不对称的。
当检测到的输出电流例如小于预期最大输出电流的％10，即3A(在此称为“第三级轻负载或极轻负载”)时，采用全断开模式。全断开模式涉及四个开关Q1、Q2、Q3、Q4可被全部断开的Coss振荡方式。
虽然以上在进行负载类型的判断时，是基于输出电流的大小来进行的，但是本领域技术人员应当理解，该判断也可基于对其他参数的测量来进行，这些参数包括但不限于：输出功率、输出电压、输入能量等等。
另外，虽然在以上的描述中，按量级将负载类型分类为轻负载、更轻负载、极轻负载，但是应当理解，可以根据需要来对负载类型进行其他方式的划分。
例如，如以上所讨论的，判断是否为“极轻负载”的阈值为预期最大输出电流的10％，但是应当理解，10％仅仅是个示例而非限制，而采用预期最大输出电流的其他百分数来作为判断是否为“极轻负载”的阈值也是可行的。
另外，还可以根据电源电压和所测量的输出参数值来调整阈值，以实现负载类型的动态划分。
也可通过检测输入能量来决定将采用哪种模式。在通过检测输入能量进行判断的情形中，涉及参数“输入能量时间下限T_upon_t”和“自由振荡时间上限T_down_t”。
“输入能量时间”指的是开关Q1、Q4或者开关Q2、Q3同时导通的脉冲宽度。“自由振荡时间”指的是开关Q2、Q4或者开关Q1、Q3同时导通的脉冲宽度。
如以上所述的，当负载变轻时，期望降低输出电流，以避免装置的损坏。降低输出电流也就意味着降低增益。通过减小“输入能量时间”能够降低增益。还可在减小“输入能量时间”的同时，通过增大“自由振荡时间”来进一步减小增益。将减小“输入能量时间”的方式与增大“自由振荡时间”的方式相组合，显然能实现对增益的更灵活的控制。
减小“输入能量时间”意味着开关频率变大，而当开关频率大到一定水平时，可能不期望再进一步增大开关频率。由此，较佳地，设定了“输入能量时间下限T_upon_t”。
类似地，也不能无限制地增加“自由振荡时间”。由此，较佳地，设定了“自由振荡时间上限T_down_t”。
通过组合减小“输入能量时间”与增加“自由振荡时间”的方式，能够应对“第一级轻负载或较轻负载”的情形。
然而，如果面临更小级别的“第二级轻负载或更轻负载”时，为了进一步减小增益，可以采用不对称模式。
此外，当检测到“第三级轻负载或极轻负载”时，为了适应这种情形，可以采取全断开模式。
以下将对各种模式进行详细描述。
I.对称-断续模式(适于第一级轻负载或较轻负载)
图2描述了对称-断续模式中各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经振荡电路2的电流ILLC、振荡电路2的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压、以及施加于电容器Cr上的电压Vcr之间的关系图。
在t0时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+-，因此，流经振荡电路2的电流ILLC变为正值，且逐渐变大。
在t1时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间变为零，但流经振荡电路2的电流ILLC仍为正值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了一个谐振回路，上述电流ILLC在该谐振回路中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经振荡电路2的电流ILLC变为零为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t2时刻，流经振荡电路2的电流ILLC变为零，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间变为负值。此时，由于在振荡电路2上施加了负向的电压Vc+-，因此，振荡电路2上流过的电流ILLC从零起负向减小，即变为负值。
如上所述，在t2时刻，由于流经振荡电路2的电流ILLC变为零，所以此时已无能量将要从振荡电路2经由变压器3的原边Tr1输出至副边Tr2。因此，在t2时刻不会有能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1。
在t3时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间变为零，但流经振荡电路2的电流ILLC仍为负值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了一个谐振回路，上述电流ILLC在该谐振回路中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经振荡电路2的电流ILLC变为零为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t4时刻，流经振荡电路2的电流ILLC变为零，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间再次变为正值。此时，与上述的t0时刻一样，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+-，因此，流经振荡电路2的电流ILLC从零起逐渐正向变大，即变为正值。
如上所述，在t4时刻，由于流经振荡电路2的电流ILLC变为零，所以此时已无能量将要从振荡电路2经由变压器3的原边Tr1输出至副边Tr2。因此，在t4时刻也不会有能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1。
II.不对称模式(适于第二级轻负载或更轻负载)
现在仍将参照图1来描述不对称模式。
在DC/DC转换装置中，当负载变轻时，可通过以下操作来降低转换装置的增益：通过开关控制部6使开关元件Q1和开关元件Q4闭合、且使开关元件Q2和开关元件Q3断开，此时施加于所述振荡电路上的电压为正向电压；断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接一定时间；使开关元件Q2和开关元件Q3闭合、且使开关元件Q1和开关元件Q4断开，施加于振荡电路上的电压为反向电压。一方面，由于在一定时间内断开谐振电路与电源的连接，使得总的输出能量减少，进而达到既不提高开关频率也能降低增益的目的。或者说，由于输出电压是固定的，降低增益就使得输出电流可以降低，从而适应于轻负载的情形。
然而，在谐振电路的输入电压从一个方向转换到另一个方向之间只能断开相对比较短的时间段，并不能无限制延长，当负载继续变化时，这种开关控制方式可能无法进一步进行调整，因此，具有一定的局限性。
另一方面，在这种开关控制方式中，由于一定时间内断开谐振电路与电源的连接，谐振电容器Cr内的能量由于没有反向电压的影响，其充电时间会增加，导致在一些情况下，增益反而上升了。
简而言之，仅通过在谐振电路的输入电压从一个方向转换到另一个方向之间增加一个断开时间段，来调整增益，可能无法获得预期的效果。
因此，为了能够在更大的范围内调整DC/DC转换装置的增益，同时获得更稳定的DC/DC转换装置输出，本发明给出一种通过调整振荡电路与直流电压源断开电连接的时间长度和向振荡电路施加正向电压或反向电压的时间长度来获得宽范围的稳定调节。
在本实施方式中，当检测装置检测到DC/DC转换装置输入电压、输入电流、输出电压或输出电流变化时，通过开关控制部6，使振荡电路2上施加正向的电压的时间与在振荡电路2上施加负向的电压的时间不同(称为不对称工作方式)，来调整增益。下面对DC/DC转换装置的工作原理和工作方式进行详细描述。
将开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合且开关元件Q2和开关元件Q3同时断开时所形成的开关连接称为第一桥臂。同理将开关元件Q1和开关元件Q4同时断开且开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合时所形成的开关连接称为第二桥臂。
在本是实施方式中，在对DC/DC转换装置的增益进行调整时，假设使第一桥臂的开通时间比第二桥臂的开通时间长，因此将第一桥臂称为长时桥臂，第二桥臂称为短时桥臂。当然将第二桥臂设置为长时桥臂并且将第一桥臂设置为短时桥臂的原理的相同的，因此将不再详细描述。
下面对两个桥臂的独立的分析。由于不对称工作，必然会在谐振电容器Cr上出现直流电压Vcr_dc，在长时桥臂上，电压Vcr_dc和输入电压Vin相反。与两个桥臂导通时间相等的对称工作状态相比，DC/DC转换装置的输入电压相当于Vin-Vcr_dc，也就是说输入电压降低了。对于短时桥臂。DC/DC转换装置的输入电压为Vin+Vcr_dc，这相当于输入电压升高了。
一方面，当短时桥臂开通时，加在谐振网络Lr-Cr上的电压为Vin+Vcr_dc-n*Vout，Lr的电流上升。接下来开通开关Q2和Q4并断开开关Q1和Q3时，加在谐振网络上的电压为-Vcr_dc+n*Vout。随着电压Vcr_dc增加，电流上升的斜率增加，而电流下降的斜率降低。把电流由0到最大值，再由最大值到0作为一个周期的话，意味着输入电流对输出电流的占空比减少。也就是说，如果电流的峰值不变，增益就会降低。同时如果短时桥臂开通的脉宽不变，由于电压Vcr_dc的增加，输入的能量会增加，起到提高增益的目的。
另一方面，首先开通长时桥臂，然后开通开关Q2和Q4并断开开关Q1和Q3，使流经振荡电路2的电流ILLC变为零后，再开通短时桥臂，使两个桥臂不对称。与短时桥臂相反，长时桥臂电流回零的时间减少，起到提高增益的目的，脉宽不变的情况下，输入能量减少，起到降低增益的目的。因此，当采取不对称方式工作的时候，采用不同的不对称的控制方法，会得到不同的增益变化。如果同时对两个桥臂的开通时间进行调整，所需考虑的参数很多，导致调整过程多于复杂，且增益变化波动过大，造成输出纹波较大。
在本实施例中，将第二桥臂的开通时间设置为一固定时段，仅调整第一桥臂的开通时间以及振荡电路与直流电压源断开电连接的时间，从而实现快速响应负载变化并且输出稳定的效果。
当检测装置检测到输入电压或输入电流发生变化时，通过改变第一桥臂的开通时间，同时第二桥臂的开通时间为一固定时段，使增益的变化适应输入电压或输入电流变化。
同理，当检测装置检测到负载发生变化时，通过改变第一桥臂的开通时间，同时第二桥臂的开通时间为一固定时段，使增益的变化适应负载变化。
例如，图1中的输入电压Vin＝54V，输出电压Vout为12V，谐振电感Lr＝10uH，变压器的原边Tr1上的寄生电感Lm＝100uH，谐振电容Cr＝100nH，谐振频率为159kHz，变压器的变比n＝3。当输出电流Iout由10A跳转到5A，如果10A时是DCDC转换装置处于对称工作状态，周期时间为3us，Q1和Q4共同开通的时间为1us，当Iout跳转到5A的时候，输出电压会上升，根据负反馈采样系统得到的Vout变化的信号，可直接将Q2和Q3共同开通的时间(第二桥臂或短时桥臂的开通时间)置为200ns，Q1和Q4共同开通的时间(第一桥臂或长时桥臂的开通时间)仍为1us，根据Vout变化的幅度，增加Q2和Q4共同开通的时间。这样由于增加没有能量通过变压器传到负载的时间，增益降低，同时在谐振电容器上由于电压不对称，出现直流电压，在Q1和Q4共同开通时刻，输入能量减少，增益降低，Q2和Q3共同开通时刻，输入能量减少，增益降低。这样起到了快速响应的目的。当输出电压稳定之后，将Q1和Q4共同开通的时间小幅度增加，由于Q1和Q4共同开通对增益的影响是双向的，增益不会出现剧烈的变化，输出电压不会发生剧烈的变化，输出纹波控制在允许的范围内。当发现增益增加，适当增加等待时间，使增益降低。通过这样的方法，使工作频率降低。
图3示出在增加振荡电路与直流电压源断开电连接的时间的情况下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时序图。当流经振荡电路2的电流ILLC变为零之后，又经过了一个等待时间Δt，然后再利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合、且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，从而使施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间变为负值。
也就是说，当流经振荡电路2的电流ILLC归零之后，又增加了一个等待时间Δt，在其他条件均不变的情况下，由于总的输出能量保持不变，所以在增加了等待时间Δt的情况下，使得DC/DC转换装置的增益降低。
如图1-3所示，当负载为轻载时，由于需要减小输出电流来防止该负载被损坏，在现有技术中一般通过提高工作频率以降低增益的方法，来减小输出电流。然而，随着开关元件的工作频率的提高，各种与频率相关的损耗，比如每次MOSFET开关的关断损耗，由于积肤效应和临近效应等带来的导通损耗，磁芯的磁损等迅速上升。
然而，当流经振荡电路2的电流ILLC归零之后，通过再增加一个等待时间Δt。在等待时间Δt内，虽然开关元件Q2、Q4继续导通，但此时没有能量从振荡电路2经由变压器3的原边Tr1传递至副边Tr2。因此，此时不仅没有能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1，从而能够防止能量损耗，而且由于使一个周期内总的输出能量保持不变，通过增加一个等待时间Δt来增加一个周期的总时间，所以能够使增益连续地变化以调整输出电流，从而应对负载的变化。
(短时桥臂时间长度的确定)
在以上的实施例中，当DCDC转换装置处于不对称工作状态时，第一桥臂的时间长度大于第二桥臂的时间长度。
在DCDC转换装置的开关频率不发生较大变化的情况下，第二桥臂的导通时间长度越短，第一桥臂的导通时间就长度越长，从而第一桥臂的可调范围越大。因此，期望使第二桥臂的导通时间尽可能短。
然而，如果直接将第二桥臂的导通时间设置为零，对开关Q1和开关Q3而言，在开关被导通时会产生较大的开关损耗，即无法实现零电压开关ZVS。
因此，第二桥臂的导通时间长度通常不低于一个特定值，使得在这段时间内，经由第二桥臂输入到谐振回路的能量大于在第一桥臂上实现零电压开关ZVS的能量。
可通过以下公式[1]判断短时桥臂的开通时间：
1/2CossVin2＜＝1/2Lr*ILr2+1/2Lm*ILm2 [1]
其中Coss是谐振回路总电容容值。Vin是电源电压，Lr是谐振电感的感量，ILr是谐振电感电流，Ilm是流经变压器的原边Tr1上的寄生电感Lm的电流。公式[1]的左侧为经由第二桥臂输入到谐振回路的能量，右侧为实现零电压开关ZVS所需的能量。可通过检测或预测谐振电感电流ILR和寄生电感电流ILm，来确定是否满足上述条件。
当谐振电感电流ILR和寄生电感电流ILm满足公式[1]时，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+-，因此，振荡电路2上流过的电流ILLC从零起正向增大，即变为正值。振荡电流3上的电流ILLC会以与闭合开关元件Q1时施加在开关元件Q1上的电压方向相反的方向，对开关元件Q1的寄生电容Cm1进行充电，因此，当t3时刻闭合开关元件Q1时施加在开关元件Q1两端的总电压会减小，从而能够降低开关元件Q1闭合时的开关损耗。更进一步地，甚至能使闭合开关元件Q1时施加在开关元件Q1两端的总电压为零，此时能够使开关元件Q1闭合时的开关损耗为零，即使开关元件Q1实现零电压开关ZVS。
第二实施方式
在第二实施方式中，当输出电压Vout的变化比较剧烈的时候，可以去除开关Q2和Q3共同开通的过程。
例如，假设DCDC转换装置在对称工作状态下的稳定的输出电压Vout为12v，当输出电压Vout突然升高至15v时，DCDC转换装置可从全桥工作状态直接切换为半桥工作状态，即开关控制部使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，使所述振荡电路的电压首先处于第一方向，然后断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，接下来使施加于所述振荡电路上的电压的方向返回第一方向去除开关Q2和Q3共同开通的过程。当DCDC转换装置从全桥工作状态直接切换为半桥工作状态时，其输出增益降低，从而使输出电压Vout降低至12v附近，然后再通过调整开关元件Q1和开关元件Q4同时开通的频率或时间等方式来进一步调整输出电压Vout使其稳定在12v。
因此，当检测装置检测到输出电压或输出电流的变化率超过阀值时，直接去除Q2和Q3共同开通的过程，可以省掉这两个开关导通和断开所造成的损耗。
在另一种情况下，当输出稳定之后，逐渐减小Q2和Q3共同开通的时间，直到去掉Q2和Q3共同开通过程，从而可以避免Q2和Q3的开关损耗。
III.全断开模式(适于第三级轻负载或极轻负载)
图4示出了图1的电路系统在全断开模式下的各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经电感器Lr的电流ILr、振荡电路2的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压、以及施加于电容器Cr上的电压Vcr之间的关系图。
在t0时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+-，因此，流经电感器Lr的电流ILr变为正值，且逐渐变大。而且，变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm也变为正值，且逐渐变大。
在t1时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间变为零，但流经电感器Lr的电流ILr仍为正值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了第一谐振回路LLC1，且使上述电流ILr在该第一谐振回路LLC1中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经电感器Lr的电流ILr等于变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t2时刻，流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1～Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+-继续为零，且流经电感器Lr的电流ILr、即寄生电感Lm上的励磁电流ILm仍为正值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4两端分别存在着寄生电容Cm2和Cm4，所以由寄生电容Cm2、寄生电容Cm4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第二谐振回路LLC2，上述电流ILr、即电流ILm在该第二谐振回路LLC2中进行自由振荡。
在t3时刻，上述电流ILr、即电流ILm在该第二谐振回路LLC2中自由振荡了一个完整的谐振周期。此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间变为负值。此时，由于在振荡电路2上施加了负向的电压Vc+-，因此，流经电感器Lr的电流ILr从ILr＝ILm这一电流值起负向减小，即变为负值。
如上所述，假设第二谐振回路LLC2的谐振频率为F2，则t2-t3这个时间段的时长为1/F2，即一个完整的谐振周期。在t2-t3期间，由于流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm、即ILr＝ILm，所以没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且，虽然ILr、即ILm会对电容器Cr进行充电，但是由于t2-t3的时长为1/F2，所以在t2-t3期间内对电容器Cr的正向充电与反向充电正好相互抵消，所以在t3时刻，电容器Cr上的能量为零，从而不仅在t2-t3期间内没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且在t3时刻也没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，即确实地实现了能量的断续输出。
在t4时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间变为零，但流经电感器Lr的电流ILr仍为负值。此时，再次由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了上述第一谐振回路LLC1，且使上述电流ILr在该第一谐振回路LLC1中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经电感器Lr的电流ILr等于变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t5时刻，流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1～Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+-继续为零，且流经电感器Lr的电流ILr、即寄生电感Lm上的励磁电流ILm仍为负值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4两端分别存在着寄生电容Cm2和Cm4，所以由寄生电容Cm2、寄生电容Cm4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第三谐振回路LLC3，上述电流ILr、即电流ILm在该第三谐振回路LLC3中进行自由振荡。
在t6时刻，上述电流ILr、即电流ILm在该第三谐振回路LLC3中自由振荡了一个完整的谐振周期。此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+-瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+-，因此，流经电感器Lr的电流ILr从ILr＝ILm这一电流值起正向增大，即变为正值。
如上所述，假设第三谐振回路LLC3的谐振频率为F3，则t5-t6期间的时长为1/F3，即一个完整的谐振周期。在t5-t6期间，由于流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm、即ILr＝ILm，所以没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且，虽然ILr、即ILm会对电容器Cr进行充电，但是由于t5-t6的时长为1/F3，所以在t5-t6期间内对电容器Cr的反向充电与正向充电正好相互抵消，所以在t6时刻，电容器Cr上的能量为零，从而不仅在t5-t6期间内没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且在t6时刻也没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，即确实地实现了能量的断续输出。
另外，在本发明的实施例中，若将图4的t2-t3期间的时长设为第一期间T1，将图4的t5-t6期间的时长设为第二期间T2，且第二谐振回路LLC2的谐振频率为F2，第三谐振回路LLC3的谐振频率为F3，则第一期间T1满足如下公式1，第二期间T2满足如下公式2。
公式1：
T1＝M/F2，(M≥1，且M为整数)；
公式2：
T2＝M/F3，(M≥1，且M为整数)。
以上分别描述了针对不同级别的轻负载所采取的不同模式。应当理解，根据实际需要，可在实现中将以上所描述的各种模式进行各种组合，以便实现全范围优化的效果。
另外，当在不同的模式之间进行切换时，可设定一个回差，以避免模式之间的切换过于频繁而不稳定。例如，在采取占空比均为50％的工作模式的情形中，可采用16A作为判断是否进入该工作模式的阈值。换言之，如果检测到的输出电流大于16A时，进入占空比均为50％的模式。
同时，可采用15A作为判断是否退出占空比均为50％的模式而进入对称-断续模式的阈值。换言之，如果检测到的输出电流小于15A时，则进入对称-断续模式。
这样，在进入和退出之间存在1A的回差，由此保证在切换点附近工作状态的稳定。
虽然在此将回差例示为“1A”，但是应当理解本发明并不限于此。相反，回差可被设定为任何适当的值，并且进入与退出各个模式之间的回差也可根据需要而各不相同。
另外，当负载在极轻状态下进一步下降至趋近于0，这时还可采用工作几个周期，然后停止几个周期的工作方式，以便维持输出电压的稳定。在这种情况下，在工作的几个周期内，可采用本文所描述的任意的模式。
在本发明的实施例中，“控制器”或“控制逻辑”可通过硬件或软件来实现。例如，“控制器”或“控制逻辑”可采用以下各种中的一种或多种来实现：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列信号(FPGA)或其他可编程逻辑器件、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件组件、或其设计成执行本文中描述的功能的任何组合。通用处理器可以是微处理器，但在替代方案中，该处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可以被实现为计算设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协作的一个或多个微处理器、或任何其他此类配置。
当通过软件实现时，“控制器”或“控制逻辑”可采用固件、中间件或微代码来实现。执行必要任务的程序代码或代码段可被存储在诸如存储介质或其它存储之类的计算机可读或处理器可读介质中。处理器可以执行这些必要的任务。代码段可表示规程、函数、子程序、程序、例程、子例程、模块、软件包、类，或是指令、数据结构、或程序语句的任何组合。通过传递和/或接收信息、数据、自变量、参数、或存储器内容，一代码段可被耦合到另一代码段或硬件电路。信息、自变量、参数、数据等可以经由包括存储器共享、消息传递、令牌传递、网络传输等任何合适的手段被传递、转发、或传输。
尽管上文描述了本发明的各实施例，但是，应该理解，它们只是作为示例来呈现的，而不作为限制。对于相关领域的技术人员显而易见的是，可以对其做出各种改变而不背离本发明的精神和范围。因此，此处所公开的本发明的宽度和范围不应被上述所公开的示例性实施例所限制，而应当仅根据所附权利要求书及其等同替换来定义。
Claims (19)
1.一种DC/DC转换装置，包括：
直流电压源，输出直流电源电压；
振荡电路，与所述直流电压源电连接；
多个开关元件；
开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；
变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流；以及
检测部，用于检测所述变换部上的输出参数值，
其中当所述检测部检测到的输出参数值大于阈值时，所述控制部将所述多个开关元件控制成以第一模式进行操作，而当所述检测部检测到的输出参数值小于阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作。
2.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第一模式进行操作包括：
所述开关控制部使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向与第二方向之间交替地进行，并且使施加于所述振荡电路上的电压处于每个方向上的时间相等。
3.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作包括：
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从第一方向切换至第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向；以及
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第二方向切换至所述第一方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第一方向。
4.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述输出参数值是以下各项中的一个：输出电压、输出电流、以及输出功率。
5.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述检测部测量直流电源电压，并且所述阈值基于所测得的直流电源电压和所测得的输出参数值来调整。
6.一种DC/DC转换装置，包括：
直流电压源，输出直流电源电压；
振荡电路，与所述直流电压源电连接；
多个开关元件；
开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；
变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流；以及
检测部，用于检测所述直流电压源的输入电压、输入电流、所述变换部上的输出电压、输出电流、输出功率中的一种或多种参数值，
其中当所述检测部检测到的输出功率大于第一阈值时，所述控制部将所述多个开关元件控制成以第一模式进行操作，其中当所述检测部检测到的输出功率小于第一阈值但大于第二阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作，并且其中当所述检测部检测到的输出功率小于第二阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第三模式进行操作。
7.如权利要求6所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第一模式进行操作包括：
所述开关控制部使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向与第二方向之间交替地进行，并且使施加于所述振荡电路上的电压处于每个方向上的时间相等。
8.如权利要求6所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作包括：
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从第一方向切换至第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向；以及
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第二方向切换至所述第一方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第一方向。
9.如权利要求6所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第三模式进行操作包括：
当所述参数值变化时，所述开关控制部调整施加于所述振荡电路上的电压处于所述第一方向和所述第二方向中的一个方向上的时间长度，从而使所述输出电压和/或输出电流返回初始值，
并且所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，然后导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向，
当所述变换部上的输出电压和/或输出电流变化时，所述开关控制部调整所述振荡电路与所述直流电压源断开的时间长度，从而使所述输出电压和/或输出电流返回初始值。
10.如权利要求6所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述检测部测量直流电源电压，并且所述第一阈值和所述第二阈值基于所测得的直流电源电压和所测得的输出参数值来调整。
11.如权利要求6所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述第一阈值与第二阈值之间存在回差。
12.一种DC/DC转换装置，包括：
直流电压源，输出直流电源电压；
振荡电路，与所述直流电压源电连接；
多个开关元件；
开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；
变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流；以及
检测部，用于检测所述直流电压源的输入电压、输入电流、所述变换部上的输出电压、输出电流、输出功率中的一种或多种参数值，
其中当所述检测部检测到的输出功率大于第一阈值时，所述控制部将所述多个开关元件控制成以第一模式进行操作，其中当所述检测部检测到的输出功率小于第一阈值但大于第二阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作，其中当所述检测部检测到的输出功率小于第二阈值但大于第三阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第三模式进行操作，并且其中当所述检测部检测到的输出功率小于第三阈值时，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第四模式进行操作。
13.如权利要求12所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第一模式进行操作包括：
所述开关控制部使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向与第二方向之间交替地进行，并且使施加于所述振荡电路上的电压处于每个方向上的时间相等。
14.如权利要求12所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作包括：
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向；以及
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第二方向切换至所述第一方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第一方向。
15.如权利要求12所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第三模式进行操作包括：
当所述参数值变化时，所述开关控制部调整施加于所述振荡电路上的电压处于所述第一方向和所述第二方向中的一个方向上的时间长度，从而使所述输出电压和/或输出电流返回初始值，
并且所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，然后导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向，
当所述变换部上的输出电压和/或输出电流变化时，所述开关控制部调整所述振荡电路与所述直流电压源断开的时间长度，从而使所述输出电压和/或输出电流返回初始值。
16.如权利要求12所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述控制部将所述多个开关元件切换成以第四模式进行操作包括：
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且由所述多个开关元件中的一部分与所述振荡电路来形成第一谐振回路，在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流时，将所述第一谐振回路中的至少一个开关元件断开，由此形成第二谐振回路，在所述第二谐振回路中的电流振荡经过第一期间之后，再导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向；
并且所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第二方向切换至所述第一方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且由所述多个开关元件中的一部分与所述振荡电路来形成所述第一谐振回路，在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流时，将所述第一谐振回路中的至少一个开关元件断开，由此形成第三谐振回路，在所述第三谐振回路中的电流振荡经过第二期间之后，再导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向。
17.如权利要求16所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
其中将所述第二谐振回路的谐振频率设为F2，将所述第一期间设为T1，则满足如下公式，
T1＝M/F2，其中，M为大于等于1的整数，
并且其中将所述第三谐振回路的谐振频率设为F3，将所述第二期间设为T2，则满足如下公式，
T2＝M/F3，其中，M为大于等于1的整数。
18.如权利要求12所述的DC/DC转换装置，其特征在于，所述第一阈值、第二阈值、第三阈值之间存在回差。
19.一种根据负载级别来控制多个开关的方法，包括：
检测负载端的输出功率；
当检测到的输出功率大于第一阈值时将所述多个开关元件控制成以第一模式进行操作，其中当检测到的输出功率小于第一阈值但大于第二阈值时，将所述多个开关元件切换成以第二模式进行操作，其中当检测到的输出功率小于第二阈值但大于第三阈值时将所述多个开关元件切换成以第三模式进行操作，并且其中当检测到的输出功率小于第三阈值时，将所述多个开关元件切换成以第四模式进行操作。
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