KR102159570B1 - 컨버터 장치 및 이를 동작시키는 방법 - Google Patents

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Abstract

컨버터 장치(1)는 컨버터(2) 및 컨버터(2)를 동작시키기 위한 컨트롤러(3)를 포함한다. 컨버터(2)는 플라잉 커패시터(Cfly)를 포함하는 반응 구성요소를 포함한다. 적어도 두 개의 동작 모드를 수행하기 위해서, 컨버터(2)는 7개의 스위치(SW1 내지 SW7)를 추가로 포함한다. 컨트롤러(3)의 모드 선택 로직(8)은 원하는 동작 조건에 따라 동작 모드 중 하나를 선택한다. 컨버터 장치(1)는 매우 유연하며 적절한 동작 모드를 올바로 선택함으로써 전체 동작 범위에 걸쳐 높은 전력 처리 효율을 가능하게 한다.

Description

컨버터 장치 및 이를 동작시키는 방법
유럽 특허 출원 EP 16 161 038.1의 내용이 참조로서 포함되었다.
본 발명은 제 1 항의 서두에 따라 입력 전압을 출력 전압으로 변환하기 위한 컨버터 장치에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 컨버터 장치를 동작시키는 방법에 관한 것이다.
전자 장치에서 시스템 내의 다양한 기능 블록에 규칙적인 DC 전압을 제공하기 위해 포인트-오브-로드(PoL) DC-DC 컨버터가 필요하다. 일반적으로, 이들 기능 블록은 상이한 전압 및 전력 레벨을 요구하며, 따라서 전용 PoL 컨버터가 각 블록에 대해 사용된다. 이러한 시스템에 있어서, 벅 컨버터(buck converter)의 커스텀 설계가 선택하는 PoL 컨버터로서 사용된다. 커스텀 벅 컨버터의 사용은 설계자가 효율을 최대화하고 각각의 벅 컨버터에 대한 부피를 최소화하며 전체 시스템 성능을 최적화할 수 있게 한다. 그러나 커스텀 벅 컨버터는 시스템-레벨 설계 복잡도 및 제조 비용을 증가시키고 신뢰성에 영향을 미친다. US 2008/0019158 A1은 예로서 통상적인 2-상 인터리브형 벅 컨버터를 개시한다.
본 발명의 목적은 넓은 범위의 전압, 높은 전력 처리 효율을 갖는 변환비 및 전력 레벨, 작은 부피 및 우수한 동적 성능을 제공할 수 있는 매우 유연한 컨버터 장치를 제공하는 것이다.
이러한 목적은 청구범위 제 1 항의 특징을 포함하는 입력 전압을 출력 전압으로 변환하기 위한 컨버터 장치에 의해 달성된다. 본 발명의 컨버터 장치는 동작 조건에 기초하여 자신의 동작 모드를 선택하는 능력을 지칭하는 변형가능성(transformability)의 원리상에서 동작한다. 이러한 모드 변경 특징은 7개의 스위치, 플라잉 커패시터 및 컨트롤러에 의해 가능해진다. 컨트롤러는 특히 디지털 컨트롤러이다. 컨버터는 특히 한 편으로는 서로 다른 동작 모드를 가능하게 하고 다른 한 편으로는 불필요한 손실을 방지하도록 정확히 7개의 스위치를 포함한다. 7개의 스위치 및 플라잉 커패시터로 인해서, 본 발명의 컨버터 장치는 아래에서 7-스위치 플라잉 커패시터 컨버터 장치 또는 7SFC 컨버터 장치로도 지칭된다. 상응하게, 본 발명의 컨버터는 또한 7-스위치 플라잉 커패시터 컨버터 또는 7SFC 컨버터로 지칭된다. 동작 조건에 따라서, 컨버터 장치는 다양한 동작 모드에서 동작할 수 있으며, 이는 전체 동작 범위에 걸쳐 효율을 최대화한다. 동작 조건은 입력 전압, 출력 전압, 필요한 출력 전압, 출력 전류, 필요한 출력 전류, 변환율 또는 듀티 비율(duty ratio) 중 적어도 하나에 의해 특징지어진다. 예로서, 다음의 동작 모드: 하이 스텝-다운 모드, 3-레벨 벅 모드, 2-상 인터리브형 벅 모드, 단상 3-레벨 벅 모드 및 단상 인터리브형 벅 모드 중 적어도 두 개가 제공될 수 있다. 최고 효율을 가진 동작 모드는 모드 선택 로직에 의해 선택된다. 예를 들어, 모드 선택 로직은 사전정의된 전압 문턱값 및 전류 문턱값을 가진 룩업 테이블을 포함한다. 컨버터 장치는 스텝-업 컨버터 장치 또는 스텝-다운 컨버터 장치 중 적어도 하나이다.
컨버터 장치가 스텝-다운 컨버터 장치로서 동작하는 경우에, 변환율 M = Vout/Vin:1/24≤M≤1, 바람직하게는 1/48≤M≤1, 바람직하게는 1/80≤M≤1에 적용된다.
또한, 컨버터 장치가 스텝-업 컨버터 장치로서 동작되는 경우에, 변환율 M: 1≤M≤24, 바람직하게는 1≤M≤48, 바람직하게는 1≤M≤80에 적용된다.
컨버터 장치는 스위칭 주파수(fs)에서 동작된다. 예를 들어, 스위칭 주파수: 200kHz≤fs≤1600kHz, 바람직하게는 400kHz≤fs≤1400kHz, 바람직하게는 600kHz≤fs≤1200kHz에 적용된다.
또한, 예를 들어 부하 전류 Iload: 0,1A≤Iload≤10A, 바람직하게는 0,5≤Iload≤8A 그리고 바람직하게는 1A≤Iload≤6A에 적용된다.
컨버터 장치의 전력 처리 효율은 출력 전력 및 입력 전류의 비율로서 정의된다. 전력 처리 효율은 변환율(M), 스위칭 주파수(fs) 및/또는 부하 전류(Iload)에 의존한다. 전력 처리 효율은 동작 조건의 전체 범위에 대해 적어도 75%, 바람직하게는 적어도 80%, 바람직하게는 적어도 85%, 그리고 바람직하게는 적어도 90%이다. 컨버터 장치는 동작 조건의 전체 범위에 대해 높고 거의 평평한 효율 곡선을 유지한다.
청구범위 제 2 항에 따른 컨버터 장치는 높은 유연도를 보장한다. 7개의 스위치를 배치하는 것을 본 발명의 2-상 DC-DC 컨버터가 다양한 서로 다른 동작 모드에서 수행하는 것을 가능하게 한다. 또한, 컨버터 장치는 반응 구성요소를 가로지르는 전압 스트레스를 스텝-다운 컨버터 장치의 경우에서 입력 전압의 1/2까지 또는 스텝-업 컨버터 장치의 경우에서 출력 전압의 1/2까지 감소시킨다. 제 2 입력 전압 단자 및 제 2 출력 전압 단자는 특히 기준 노드에 접속된다. 기준 노드는 특히 접지에 접속된다.
청구범위 제 3 항에 따른 컨버터 장치는 스위칭 손실 및 전압 스트레스에서의 감소로 인한 높은 전력 처리 효율을 보장한다. 플라잉 커패시터를 가로지르는 전압은 소정의 동작 모드에 있어서 스텝-다운 컨버터 장치의 경우에서 입력 전압의 1/2과 또는 스텝-업 컨버터 장치의 경우에서 출력 전압의 1/2과 동등하다. 이것은 스위치 및 반응 구성요소의 전압 스트레스의 감소 및 반응 구성요소의 부피 감소를 가능하게 한다. 또한, 스위치의 스위칭 손실이 감소된다.
청구범위 제 4 항에 따른 컨버터 장치는 높은 유연도를 보장한다. 두 인덕터 모두 동시에 동작될 수 있다. 이것은 부하 전류가 두 인덕터 사이에서 분할되게 하며, 이는 인덕터의 부피 요건 및 손실을 감소시킨다.
청구범위 제 5 항에 따른 컨버터 장치는 높은 유연도를 보장한다. 스텝-다운 컨버터 장치의 경우에서, 출력 커패시터는 출력 전압 리플(ripple) 및 출력 전압의 편차를 원하는 값으로 적응시키는 것을 가능하게 한다. 커패시터는 특히 기준 노드에 접속된다.
청구범위 제 6 항에 따른 컨버터 장치는 높은 유연도를 보장한다. 스위치 동작 수단은 선택된 동작 모드, 즉 모드 선택 로직의 모드 신호에 의해 제공된 동작 모드에 따라 스위치를 동작시키도록 스위칭 신호를 제공한다. 스위치 동작 수단은 특히 디지털 펄스 폭 변조기를 포함한다.
청구범위 제 7 항에 따른 컨버터 장치는 규칙적인 출력 전압을 제공하도록 보장한다. 전압 컨트롤러는 스위치를 듀티 비율에 따라 동작시키도록 듀티 비율을 갖는 스위치 동작 수단을 제공한다. 출력 전압은 전압 센서에 의해 측정되며 바람직하게는 상응하는 아날로그-디지털 컨버터에 의해서 디지털 도메인으로 전달된다. 디지털 전압 보상기에는 원하는 디지털 출력 전압 및 측정된 디지털 출력 전압의 차인 오류 신호가 제공된다. 디지털 전압 보상기의 출력 신호는 듀티 비율(D)이다. 듀티 비율(D)은 펄스 지속시간(T)과 스위칭 주기(Ts)의 비율이다. 듀티 비율에는 다음이 적용되며: 0≤D≤1, 특히 0＜D＜1이다.
청구범위 제 8 항에 따른 컨버터 장치는 높은 유연도 및 높은 전력 처리 효율을 보장한다. 신호, 바람직하게는 입력 전압, 출력 전압 및 출력 전류의 디지털 신호에 기초하여, 모드 선택 로직은 적절한 동작 모드를 결정한다. 예를 들어, 모드 선택 로직은 적절한 동작 모드를 특징화하는 스위치 동작 수단에 모드 신호를 제공하도록 룩업 테이블을 사용한다. 또한, 전압 보상기는 각 동작 모드에 대해 최적화된 동적 수행을 획득하도록 동작 모드에 따라서 서로 다른 파라미터들로 설계될 수 있다.
청구범위 제 9 항에 따른 컨버터 장치는 중간 및 무거운 부하 조건하에서 높은 스텝-다운 비율에 대한 높은 전력 처리 효율을 보장한다. 이러한 동작 모드는 하이 스텝-다운(HSD) 모드로 지칭된다. 이러한 모드는 하이 스텝-다운 케이스에 대해 가장 높은 효율을 제공한다. 정상 상태에서, 플라잉 커패시터를 가로지르는 전압은 컨버터의 입력 전압의 1/2과 동일하다. 이것은 모든 스위치가 전체 입력 전압의 1/2의 비율을 가질 수 있음을 의미한다. 각 스위치에 대해 더 낮은 전압 비율을 갖는 것의 이점은 감소된 부피 및 감소된 스위칭 손실이다.
청구범위 제 10 항에 따른 컨버터 장치는 하이 스텝-다운 변환이 요구되는 경우에 있어서 가벼운 부하 조건하에서 높은 전력 처리 효율을 보장한다. 이러한 모드는 3-레벨 벅(3LB) 모드로 지칭된다. 이 모드는 제 5 스위치 및 제 7 스위치를 모든 스위칭 사이클에 걸쳐 유지함으로써 병렬 접속된 두 인덕터로 동작된다. 이것은 부하 전류가 두 인덕터 사이에서 분할되는 것을 가능하게 하며, 이는 인덕터들의 부피 요건 및 손실을 감소시킨다. 모든 스위치는 입력 전압의 1/2에서 스위칭되며, 이는 스위칭 손실을 감소시킨다.
청구범위 제 11 항에 따른 컨버터 장치는 높은 유연도를 보장한다. 이러한 동작 모드는 0.5에 가깝거나 그보다 큰 변환율에 대해 사용될 수 있다. 이 모드는 제 1 2-상 인터리브형 벅(IB1) 모드로 지칭된다. 이 모드는 듀티 비율 D≥0.5에 대해 사용될 수 있다.
청구범위 제 12 항에 따른 컨버터 장치는 높은 유연도를 보장한다. 이러한 동작 모드는 0.5에 가깝거나 그보다 큰 변환율에 대해 사용될 수 있다. 이 모드는 제 2 2-상 인터리브형 벅(IB2) 모드로 지칭된다. 이 모드는 듀티 비율 D≤0.5에 대해 사용될 수 있다.
청구범위 제 13 항에 따른 컨버터 장치는 높은 유연도를 보장한다. 이러한 동작 모드는 저전력에서의 전력 처리 효율을 추가로 증가시키도록 위상 쉐딩(phase shedding)을 수행하는 것을 가능케 한다. 이러한 동작 모드는 단상 3-레벨 벅(SP3LB) 모드로 지칭된다.
청구범위 제 14 항에 따른 컨버터 장치는 높은 유연도를 보장한다. 이러한 동작 모드는 저전력에서의 전력 처리 효율을 추가로 증가시키도록 위상 쉐딩을 수행하는 것을 가능케 한다. 이러한 동작 모드는 단상 인터리브형 벅(SPIB) 모드로 지칭된다.
또한, 본 발명의 목적은 넓은 범위의 전압, 높은 전력 처리 효율을 갖는 변환비 및 전력 레벨, 작은 부피 및 우수한 동적 성능을 제공할 수 있는 컨버터 장치를 동작시키는 매우 유연한 방법을 제공하는 것이다.
이러한 목적은 청구범위 제 15 항의 단계를 포함하는 컨버터 장치를 동작시키는 방법에 의해 달성된다. 본 발명에 따른 방법의 이점은 이미 설명된 본 발명에 따른 컨버터 장치의 이점과 일치한다.
본 발명의 추가적인 특징, 장점 및 상세한 설명은 첨부된 도면을 참조한 아래의 실시예의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1은 컨버터 및 디지털 컨트롤러를 구비한 컨버터 장치의 개략도,
도 2는 하이 스텝-다운 모드(high step-down mode)에서 컨버터의 제 1 상태를 도시한 도면,
도 3은 하이 스텝-다운 모드에서 컨버터의 제 2 및 제 4 상태를 도시한 도면,
도 4는 하이 스텝-다운 모드에서 컨버터의 제 3 상태를 도시한 도면,
도 5는 하이 스텝-다운 모드에서 컨버터의 전압 및 전류의 시간 다이어그램을 도시한 도면,
도 6은 3-레벨 벅 모드에서 컨버터의 제 1 상태를 도시한 도면,
도 7은 3-레벨 벅 모드에서 컨버터의 제 2 및 제 4 상태를 도시한 도면,
도 8은 3-레벨 벅 모드에서 컨버터의 제 3 상태를 도시한 도면,
도 9는 3-레벨 벅 모드에서 컨버터의 전압 및 전류의 시간 다이어그램을 도시한 도면,
도 10은 제 1 2-상 인터리브형 벅 모드에서 컨버터의 제 1 및 제 3 상태를 도시한 도면,
도 11은 제 1 2-상 인터리브형 벅 모드에서 컨버터의 제 2 상태를 도시한 도면,
도 12는 제 1 2-상 인터리브형 벅 모드에서 컨버터의 제 4 상태를 도시한 도면,
도 13은 제 1 2-상 인터리브형 벅 모드에서 컨버터의 전압 및 전류의 시간 다이어그램을 도시한 도면,
도 14는 제 2 2-상 인터리브형 벅 모드에서 컨버터의 제 1 상태를 도시한 도면,
도 15는 제 2 2-상 인터리브형 벅 모드에서 컨버터의 제 2 상태 및 제 4 상태를 도시한 도면,
도 16은 제 2 2-상 인터리브형 벅 모드에서 컨버터의 제 3 상태를 도시한 도면,
도 17은 제 2 2-상 인터리브형 벅 모드에서 컨버터의 전압 및 전류의 시간 다이어그램을 도시한 도면,
도 18은 단상 3-레벨 벅 모드에서 컨버터의 제 1 상태를 도시한 도면,
도 19는 단상 3-레벨 벅 모드에서 컨버터의 제 2 상태 및 제 4 상태를 도시한 도면,
도 20은 단상 3-레벨 벅 모드에서 컨버터의 제 3 상태를 도시한 도면,
도 21은 단상 3-레벨 벅 모드에서 컨버터의 전압 및 전류의 시간 다이어그램을 도시한 도면,
도 22는 단상 인터리브형 벅 모드에서 컨버터의 제 1 상태를 도시한 도면,
도 23은 단상 인터리브형 벅 모드에서 컨버터의 제 2 상태를 도시한 도면,
도 24는 단상 인터리브형 벅 모드에서 컨버터의 전압 및 전류의 시간 다이어그램을 도시한 도면,
도 25는 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터 및 제 1 동작 포인트에 대한 본 발명의 컨버터의 효율 곡선을 도시한 도면,
도 26은 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터 및 제 2 동작 포인트에 대한 본 발명의 컨버터의 효율 곡선을 도시한 도면, 및
도 27은 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터 및 제 3 동작 포인트에 대한 본 발명의 컨버터의 효율 곡선을 도시한 도면이다.
도 1은 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환하기 위한 컨버터 장치(1)를 도시한다. 컨버터 장치(1)는 컨버터(2) 및 컨버터(2)를 동작시키기 위한 디지털 컨트롤러(3)를 포함한다. 컨버터 장치(1)는 예를 들어 DC-DC 입력 전압(Vin)을 더 작은 DC-DC 출력 전압(Vout)으로 변환하도록 사용된다. 스텝-다운 비율 또는 변환율(M)은 다음과 같이 정의된다: M = Vout/Vin.
컨버터(2)는 입력 전압(Vin)을 인가하기 위해 제 1 입력 전압 단자(in1) 및 제 2 입력 전압 단자(in2)를 포함한다. 또한, 컨버터(2)는 출력 전압(Vout) 및 출력 전류 또는 부하 전류(Iload)를 부하(R)에 제공하기 위해 제 1 출력 전압 단자(out1) 및 제 2 출력 전압 단자(out2)를 포함한다. 컨버터(2)는 추가로 반응 구성요소, 즉 플라잉 커패시터(Cfly), 커패시터(C), 제 1 인덕터(L1) 및 제 2 인덕터(L2)를 포함한다.
컨버터(2)가 스텝-다운 컨버터(2)로서 동작되는 경우에, 제 1 입력 전압 단자(in1)는 제 1 스위치(SW1)를 통해서 제 1 노드(N1)에 접속된다. 제 1 노드(N1)는 플라잉 커패시터(Cfly)를 통해서 제 2 노드(N2)에 접속된다. 제 2 노드(N2)는 제 2 스위치(SW2)를 통해서 기준 노드(N0)에 접속된다. 제 2 노드(N2)는 추가로 제 3 스위치(SW3)를 통해서 제 3 노드(N3)에 접속된다. 제 3 노드(N3)는 인덕터(L1)를 통해서 제 1 출력 전압 단자(out1)에 접속된다. 제 1 노드(N1)는 추가로 제 4 스위치(SW4)를 통해서 제 4 노드(N4)에 접속된다. 또한, 제 4 노드(N4)는 제 5 스위치(SW5)를 통해서 제 5 노드(N5)에 접속된다. 제 5 노드(N5)는 제 2 인덕터(L2)를 통해서 제 1 출력 단자(out1)에 접속된다. 제 5 노드(N5)는 제 6 스위치(SW6)를 통해서 기준 노드(N0)에 접속된다. 제 3 노드(N3)는 추가로 제 7 스위치(SW7)를 통해서 제 4 노드(N4)에 접속된다. 출력 커패시터(C)는 1 출력 전압 단자(out1) 및 제 2 출력 전압 단자(out2)에 병렬 배치된다. 이는 제 1 출력 전압 단자(out1)가 출력 커패시터(C)를 통해서 제 2 출력 전압 단자(out2)에 접속됨을 의미한다. 기준 노드(N0), 제 2 입력 전압 단자(in2) 및 제 2 출력 전압 단자(out2)는 접지에 접속된다.
컨버터(2)가 스텝-업 컨버터(2)로서 동작하는 경우, 입력 전압 단자(in1, in2)와 출력 전압 단자(out1, out2)가 교환된다. 이 경우에 커패시터(C)는 입력 커패시터(C)로 지칭된다.
입력 전압(Vin)은 제 1 전압 센서(4)에 의해 측정되고 아날로그-디지털 변환기(5)로 제공된다. 아날로그-디지털 변환기(5)는 입력 전압(Vin)을 디지털 도메인에 전달하고 디지털 입력 전압 신호(V'in)를 디지털 컨트롤러(3)에 제공한다. 상응하게, 출력 전압(Vout)은 제 2 전압 센서(6)에 의해 측정되며 추가로 아날로그-디지털 변환기(7)에 제공된다. 아날로그-디지털 컨버터(7)는 출력 전압(Vout)을 디지털 도메인에 전달하며 디지털 출력 전압 신호(V'out)를 디지털 컨트롤러(3)에 제공한다.
디지털 컨트롤러(3)는 모드 선택 로직(8), 스위치 동작 수단(9) 및 디지털 전압 컨트롤러(10)를 포함한다. 모드 선택 로직은 입력 전압(V'in), 필요한 출력 전압(Vref) 및 필요한 출력 전류(Iref)를 수신하기 위한 3개의 신호 입력을 가진다. 모드 선택 로직(8)은 입력 전압(V'in), 필요한 출력 전압(Vref) 및/또는 필요한 출력 전류(Iref)에 따라 다른 동작 모드들의 그룹으로부터 적절한 동작 모드를 선택하도록 모드 신호(S)를 생성한다. 예를 들어, 모드 선택 로직(8)은 필요한 출력 전류(Iref)에 의해 특징지어지는 원하는 변환율(M) 및 부하 조건에 의존하여 모드 신호(S)를 생성하는 룩업 테이블을 포함한다. 스위치 동작 수단(9)은 모드 신호(S)를 수신하고 선택된 동작 모드에 따라 스위치(SW1 내지 SW7)를 동작시키도록 모드 선택 로직(8)에 접속된다.
디지털 전압 컨트롤러(10)는 출력 전압 오류 신호(e = Vref - V'out)를 수신하는 전압 보상기(11)를 포함한다. 전압 보상기(11)는 듀티 비율(D)을 산출한다. 스위치 동작 수단(9)은 듀티 비율(D)을 수신하고 이러한 듀티 비율(D)에 따라 스위치(SW1 내지 SW7)를 동작시키기 위해 디지털 전압 컨트롤러(10)에 접속된다. 듀티 비율(D)은 원하는 펄스 지속시간과 스위칭 주기(Ts) 사이의 비율이다.
스위치 동작 수단(9)은 스위치(SW1 내지 SW7)에 접속되어 각 스위치(SW1 내지 SW7)에 대해 상응하는 스위칭 신호(G1 내지 G7)를 생성한다. 스위치(SW1 내지 SW7)는 상응하는 스위칭 신호(G1 내지 G7)의 신호 레벨에 따라 스위치 온 또는 스위치 오프 된다. 스위치(SW1 내지 SW7)는 예를 들어 MOSFET이다.
스위치 동작 수단(9)은 제 1 동작 모드를 수행하기 위한 제 1 스위칭 시퀀스를 포함한다. 이 동작 모드는 하이 스텝-다운 모드 또는 HSD 모드로 지칭된다. HSD 모드의 스위칭 시퀀스는 다음과 같으며:
Figure 112018070926300-pct00001
여기에서 SW1 내지 SW7은 전술된 7개의 스위치를 나타내고, ST1 내지 ST4는 스위칭 사이클의 네 가지 상태를 나타낸다. 또한, 0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미한다.
도 2 내지 4는 스위칭 사이클의 상태 1(ST1) 내지 4(ST4)에 있는 컨버터(2)를 도시한다. 또한, 도 5는 인덕터(L1, L2)를 가로지르는 전압(VL1, VL2) 및 인덕터(L1, L2)를 통과하는 전류(iL1, iL2)의 시간 다이어그램을 도시한다. t는 시간을 나타내며 Ts는 스위칭 사이클의 스위칭 주기를 나타낸다. 상태 1 내지 4의 지속시간은 듀티 비율(D)에 의존한다.
HSD 모드는 중간 및 무거운 부하 조건하에서 하이 스텝-다운 비율(M)에 대한 높은 전력 처리 효율을 가진다. 정상 상태에서, 플라잉 커패시터(Cfly)를 가로지르는 전압(Vcfly)은 입력 전압(Vin)의 절반과 동일하다. 스위칭 시퀀스는 네 가지 상태(ST1 내지 ST4)로 이루어지며, 상태 1에서 플라잉 커패시터(Cfly) 및 인덕터(L1)는 에너지로 충전된다. 상태 2는 동기화 정류 상태이다. 상태 2에서 인덕터 전류(iL1, iL2)가 분할된다. 이러한 전류 분할로 인해 전력 손실이 감소된다. 상태 3 동안 플라잉 커패시터(Cfly)가 방전되고 인덕터(L2)는 충전된다. 상태 4는 상태 2의 반복이다.
플라잉 커패시터 전압(VCfly)은 2개의 인덕터(L1, L2)에 의해 Vin/2로 유지되며 변환비는 M(D) = Vout/Vin = D/2이다. HSD 모드에서 스위칭 노드 전압(VL1, VL2)의 변화는 종래의 2-상 인터리브형 벅 변환기에 비해 절반으로 감소되며, 이는 인덕터(L1, L2)의 인덕턴스 값의 상당한 감소를 가능하게 한다. 커패시터(Cfly, C)가 인덕터(L1, L2)보다 동일한 양의 저장된 에너지에 대해 최대 3배 더 작은 부피를 갖기 때문에, 컨버터(2)의 반응 구성요소의 전체 부피가 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터에 비해 감소된다. HSD 모드에서 모든 스위치(SW1 내지 SW7)는 입력 전압(Vin)의 절반만을 차단한다. 이는 만약 동일한 실리콘 영역이 두 구현에 대해 사용되면 이러한 토폴로지의 반도체 구성요소에 대한 스위칭 및 전도 손실 모두가 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터보다 잠재적으로 더 작을 수 있음을 의미한다.
스위치 동작 수단(9)은 제 2 동작 모드를 수행하도록 제 2 스위칭 시퀀스를 더 포함한다. 이러한 제 2 동작 모드는 3-레벨 벅 모드 또는 3LB 모드로 지칭된다. 3LB 모드의 스위칭 시퀀스는 다음과 같으며:
Figure 112018070926300-pct00002
여기에서 SW1 내지 SW7은 전술된 7개의 스위치를 나타내고 ST1 내지 ST4는 스위칭 사이클의 4가지 상태를 나타낸다. 또한, 0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미한다.
도 6 내지 8은 3LB 모드에서 컨버터(2)의 상태 1(ST1) 내지 상태 4(ST4)를 도시한다. 또한, 도 9는 인덕터(L1, L2)를 가로지르는 전압(VLI, VL2) 및 인덕터(L1, L2)를 통과하는 전류(iL1, iL2)의 시간 다이어그램을 도시한다.
상태 1에서 플라잉 커패시터(Cfly)는 인덕터(L1, L2)를 통해 충전된다. 상태 2는 동기화 정류 상태이다. 상태 2에서 인덕터 전류(iL1, iL2)가 분할된다. 상태 3에서 플라잉 커패시터(Cfly)는 VCfly의 일정한 Vin/2 전압 레벨을 대략 유지하도록 방전된다. 상태 4는 상태 2의 반복이다.
3LB 모드는 예를 들어 M＜0.5와 같이 하이 스텝-다운 변환율(M)이 요구되는 경우에 대해서 가벼운 부하 상태하에서 사용될 수 있다. 3LB 모드에서 스위치(SW5 내지 SW7)는 항상 턴온되며 인덕터(L1, L2)는 병렬상태이다. 이는 출력 전력(Iload)이 두 인덕터(L1, L2) 사이에서 분할되는 것을 가능하게 하여 인덕터(L1, L2)의 부피 요건 및 손실을 감소시킨다. 3LB 모드는 0＜D＜0.5의 듀티 비율(D) 및 M(D) = D의 변환율의 범위로 동작한다. 스위치(SW1 내지 SW7)는 입력 전압(Vin)의 절반에서 스위칭되며, 이는 스위칭 손실을 감소시킨다.
스위치 동작 수단(9)은 제 3 동작 모드를 수행하도록 제 3 스위칭 시퀀스를 더 포함한다. 이러한 동작 모드는 1 2-위상 인터리브형 벅 모드 또는 IB1 모드로 지칭된다. IB1 모드의 스위칭 시퀀스는 다음과 같으며:
Figure 112018070926300-pct00003
여기에서 SW1 내지 SW7은 7개의 스위치를 나타내고 ST1 내지 ST4는 스위칭 사이클의 4가지 상태를 나타낸다. 또한, 0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미한다. IB1 모드는 0.5에 가깝거나 그보다 큰 변환율(M)에 대해 주로 사용될 수 있다. IB1 모드에 대한 변환율(M)은 M(D) = D이며, 여기에서 듀티 비율(D)에 대해서는 다음이 적용된다: D＞0.5.
도 10 내지 12는 IB1 모드에서 컨버터(2)의 상태 1(ST1) 내지 상태 4(ST4)를 도시한다. 또한, 도 13은 인덕터(L1, L2)를 가로지르는 전압(VL1, VL2) 및 인덕터(L1, L2)를 통과하는 전류(iL1, iL2)의 시간 다이어그램을 도시한다.
상태 1에서 두 인덕터(L1, L2)는 모두 노드(N3, N5)에서 입력 전압(Vin)으로 충전된다. 상태 2에서 인덕터(L1)는 인덕터(L2)가 동기화 정류되는 동안 계속 충전된다. 상태 3은 상태 1의 반복이다. 상태 4에서 인덕터(L2)는 인덕터(L1)가 동기화 정류 상태인 동안에 계속 충전된다. 모든 스위치 비율을 Vin, max/2로 유지하기 위해서, 이러한 동작 모드는 Vin ＜ Vin , max/2에 대해 사용되며, 여기에서 Vin, max는 컨버터(2)에 대해 허용 가능한 가장 높은 입력 전압이다. 스위치(SW1, SW2, SW4)가 상태 1 내지 4에서 유지되기 때문에, 커패시터 전압(VCfly)은 입력 전압(Vin)에 유지된다.
스위치 동작 수단(9)은 제 4 동작 모드를 수행하도록 제 4 스위칭 시퀀스를 더 포함한다. 이러한 동작 모드는 제 2 2-위상 인터리브형 벅 모드 또는 IB2 모드로 지칭된다. IB2 모드의 스위칭 시퀀스는 다음과 같으며:
Figure 112018070926300-pct00004
여기에서 SW1 내지 SW7은 7개의 스위치를 나타내고 ST1 내지 ST4는 스위칭 사이클의 4가지 상태를 나타낸다. 또한, 0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미한다. 일반적으로 IB2 모드는 IB1 모드와 일치하는 반면, 듀티 비율(D)에 대해서는 다음이 적용된다: D＜0.5.
도 14 내지 16은 IB2 모드에서 컨버터(2)의 상태 1(ST1) 내지 상태 4(ST4)를 도시한다. 또한 도 17은 인덕터(L1, L2)를 가로지르는 전압(VL1, VL2) 및 인덕터(L1, L2)를 통과하는 전류(iL1, iL2)의 시간 다이어그램을 도시한다. 상태 2 및 4에서 인덕터(L1, L2) 모두가 방전된다. 추가의 세부사항은 IB1 모드의 설명을 참조한다.
스위치 동작 수단(9)은 제 5 동작 모드를 수행하도록 제 5 스위칭 시퀀스를 더 포함한다. 이러한 동작 모드는 단상 3-레벨 벅 모드 또는 SP3LB 모드로 지칭된다. SP3LB 모드의 스위칭 시퀀스는 다음과 같으며:
Figure 112018070926300-pct00005
여기에서 SW1 내지 SW7은 7개의 스위치를 나타내고 ST1 내지 ST4는 스위칭 사이클의 4가지 상태를 나타낸다. 또한, 0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미한다.
도 18 내지 20은 SP3LB 모드에서 컨버터(2)의 상태 1(ST1) 내지 상태 4(ST4)를 도시한다. 또한, 도 21은 인덕터(L1)를 가로지르는 전압(VL1) 및 인덕터(L1)를 통과하는 전류(iL1)의 시간 다이어그램을 도시한다. 일반적으로 SP3LB 모드는 3LB 모드와 일치하지만, SP3LB 모드는 낮은 전력에서의 전력 처리 효율을 추가로 증가시키도록 위상 쉐딩을 사용한다. 추가의 세부사항을 위해서는 3LB 모드의 설명을 참조한다.
스위치 동작 수단(9)은 제 6 동작 모드를 수행하도록 제 6 스위칭 시퀀스를 더 포함한다. 이러한 동작 모드는 단상 인터리브형 벅 모드 또는 SPIB 모드로 지칭된다. SPIB 모드의 스위칭 시퀀스는 다음과 같으며:
Figure 112018070926300-pct00006
여기에서 SW1 내지 SW7은 7개의 스위치를 나타내고 ST1 및 ST2는 스위칭 사이클의 2가지 상태를 나타낸다. 또한, 0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미한다.
도 22 및 23은 SPIB 모드에서 컨버터(2)의 상태 1(ST1) 및 상태 2(ST2)를 도시한다. 또한, 도 24는 인덕터(L1)를 가로지르는 전압(VL1) 및 인덕터(L1)를 통과하는 전류(iL1)의 시간 다이어그램을 도시한다. 일반적으로 SPIB 모드는 IB1 모드의 상태 1 및 상태 4와 일치하지만, SPIB 모드는 낮은 전력에서의 전력 처리 효율을 추가로 증가시키도록 위상 쉐딩을 사용한다. 추가의 세부사항을 위해서는 IB1 모드의 설명을 참조한다.
모드 선택 로직(8)은 입력 전압(V'in), 필요 출력 전압(Vref) 및 필요 출력 전력(Iref)에 따라서 적절한 동작 모드를 결정한다. 이러한 적절한 동작 모드는 위에서 언급된 동작 모드들로부터 선택된다. 예를 들어, 모드 선택 로직(8)은 사전정의된 전압 문턱값 및 전력 문턱값을 갖는 룩업 테이블을 이용하여 적절한 동작 모드를 결정하며 그에 따라 룩업 테이블이 어떤 모드가 특정 동작 조건에 대해 가장 높은 효율을 갖는지를 저장한다. 모드 선택 로직(8)은 각 동작 모드에 대해 전술된 스위칭 시퀀스를 포함하는 스위치 동작 수단(9)에 상응하는 모드 신호(S)를 전송한다. 전압 보상기(11)로부터의 듀티 비율(D) 및 모드 선택 로직(8)으로부터의 모드 신호(S)를 이용하여, 스위치 동작 수단(9)은 그에 상응하게 스위치(SW1 내지 SW7)를 동작시킨다. 또한, 전압 보상기(11)는 각 모드에 대한 최적화된 동적 수행을 획득하기 위해서, 동작 모드에 의존하여 서로 다른 파라미터들로 설계될 수 있다.
컨버터 장치(1)는 US 2008/0019158 A1로부터 알려진 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터에 비교된다. 비교대상에 대해서 사용되는 스위칭 주파수는 800kHz이다.
컨버터(2)의 반응 구성요소의 부피를 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터에 비교하기 위해, 에너지 저장 요건이 비교된다. 인덕터 내의 동일한 전류 리플을 획득하기 위해서, 컨버터(2)의 인덕턴스는 약 33% 감소될 수 있으며, 이는 더 작은 인덕터(L1, L2)를 발생시킨다. 또한, 부하 전이에 응답하여 원하는 출력 전압 편차를 획득하기 위해서, 컨버터(2)에 대해 필요한 출력 커패시터는 동일한 전이 수행을 획득하기 위한 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터보다 약 33% 더 작을 수 있다.
종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터에 대한 컨버터 장치(1)의 효율성 향상을 나타내기 위해, 아래의 3가지 동작 포인트가 언급된 컨버터들 사이에 비교되었다:
동작 포인트 1: Vin = 12V 및 Vout = 1V,
동작 포인트 2: Vin = 12V 및 Vout = 5V,
동작 포인트 3: Vin = 36V 및 Vout = 12V.
도 25는 동작 포인트 1에 대한 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터(좌측) 및 HSD 모드에서 동작하는 컨버터(2)(우측)의 효율 곡선을 도시한다. HSD 모드의 목적은 하이 스텝-다운 비율에 대해 최고의 효율을 획득하는 것이다. 동작 포인트 1에서 HSD 모드는 로드 전류(Iload)의 전체 범위에 대해 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터의 효율을 증가시킨다. HSD 모드는 스위칭 손실에서의 손실 감소를 가능하게 하며 이는 효율을 향상시킨다.
도 26은 동작 포인트 2에 대한 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터(좌측) 및 컨버터(2)의 3LB 모드 및 IB1 모드(우측)의 효율 곡선을 도시한다. 동작 포인트 2에 있어서 컨버터(2)의 최고 효율 모드는 부하 전류(Iload)에 의존한다. 부하 전류의 로우 엔드에서, 3LB 모드는 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터 및 IB1 모드에 비교하여 뚜렷하게 더 높은 효율을 가진다. 부하 전류가 증가함에 따라 IB1 모드는 최고 효율 모드가 된다. 이러한 부하 전류의 세그먼트를 위해서, 컨버터(2)는 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터에 비교하여 거의 동등한 효율을 획득한다. 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터에 비교해 IB1 모드의 더 높은 전도 손실에 의해서 미세한 효율의 감소가 발생한다.
도 27은 동작 포인트 3에 대한 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터 및 컨버터(2)의 3LB 모드의 효율 곡선을 도시한다. 컨버터(2)의 3LB 모드는 높은 입력 전압에 대해 가벼운 부하 및 중간 부하에서 향상된 효율을 가진다. 이는 감소된 스위치 차단 전압 및 전압 스윙으로부터 발생한다.
컨버터(2)의 동작 모드를 적절히 선택함으로써, 전체 동작 범위에 대한 효율성 향상이 획득될 수 있다.
컨버터 장치(1)는 광범위한 부하 인가 포인트에 대해 매우 유연한, 높은 전력 밀도 폭-입력 DC-DC 컨버터 토폴로지를 제공한다. 컨버터(2)는 7-스위치 플라잉 커패시터 컨버터 또는 7SFC 컨버터로 지칭된다. 컨버터(2)는 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터에 비교하여 훨씬 더 작은 인덕터(L1, L2)를 요구하며, 동시에 전력 처리 효율을 향상시킨다. 이러한 장점은 인덕터(L1, L2)를 가로지르는 전압 스윙 및 전체 스위치(SW1 내지 SW7)의 전압 스트레스를 몇몇 동작 모드에 대해 전체 입력 전압의 1/2까지 감소시킴으로써 획득된다. 요약하면 컨버터 장치(1)는 다음의 장점들을 가진다:
- 특히 디지털 컨트롤러(3)에 의해 가능하게 되는 멀티-모드 스위치 동작,
- 동작 포인트 기반 효율 최적화,
- 스위칭 손실을 뚜렷하게 감소시킴으로써 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터에 대해 뚜렷히 향상된 하이 스텝-다운 비율 효율,
- 인덕터 부피 요건의 감소,
- 출력 커패시터 요건의 감소,
- 종래의 2-상 인터리브형 벅 컨버터와 비교하여 감소된 스위치(SW1 내지 SW7)에 대한 실리콘 영역.

Claims (15)

  1. 입력 전압을 출력 전압으로 변환하기 위한 컨버터 장치로서,
    입력 전압(Vin)을 인가하기 위한 제 1 입력 전압 단자(in1) 및 제 2 입력 전압 단자(in2),
    출력 전압(Vout)을 부하(R)에 제공하기 위한 제 1 출력 전압 단자(out1) 및 제 2 출력 전압 단자(out2),
    플라잉 커패시터(Cfly)를 포함하는 반응 구성요소(Cfly, C, L1, L2),
    적어도 두 개의 서로 다른 동작 모드를 수행하도록 7개의 스위치(SW1 내지 SW7)
    를 포함하는 컨버터(2),
    상기 컨버터(2)를 동작시키기 위한 컨트롤러(3)를 포함하되,
    상기 컨트롤러(3)는 원하는 동작 조건에 따라 동작 모드들 중 하나를 선택하기 위한 모드 선택 로직(8), 및
    모드 신호(S)를 수신하고 선택된 동작 모드에 따라 스위치(SW1 내지 SW7)를 동작시키도록 모드 선택 로직(8)에 접속된 스위치 동작 수단(9)을 포함하고,
    제 1 스위치(SW1)는 제 1 전압 단자(in1) 중 하나와 제 1 노드(N1) 사이에 배치되고,
    제 2 스위치(SW2)는 제 2 노드(N2)와 기준 노드(N0) 사이에 배치되고,
    제 3 스위치(SW3)는 제 2 노드(N2)와 제 3 노드(N3) 사이에 배치되고,
    제 4 스위치(SW4)는 제 1 노드(N1)와 제 4 노드(N4) 사이에 배치되고,
    제 5 스위치(SW5)는 제 4 노드(N4)와 제 5 노드(N5) 사이에 배치되고,
    제 6 스위치(SW6)는 제 5 노드(N5)와 기준 노드(N0) 사이에 배치되며,
    제 7 스위치(SW7)는 제 3 노드(N3)와 제 4 노드(N4) 사이에 배치되고,
    상기 플라잉 커패시터(Cfly)는 제 1 노드(N1)와 제 2 노드(N2) 사이에 배치되며,
    상기 반응 구성요소(Cfly, C, L1, L2)는 제 3 노드(N3)와 제 1 전압 단자(out1) 중 하나 사이에 배치된 제 1 인덕터(L1) 및 제 5 노드(N5)와 상기 하나의 제 1 전압 단자(out1) 사이에 배치된 제 2 인덕터(L2)를 포함하는, 컨버터 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 반응 구성요소(Cfly, C, L1, L2)는 제 1 전압 단자(out1) 중 하나 그리고 연관된 제 2 전압 단자(out2)에 병렬 배치된 커패시터(C)를 포함하는, 컨버터 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    디지털 컨트롤러(3)는 듀티 비율(duty ratio)(D)을 제공하고 듀티 비율(D)에 따라 스위치(SW1 내지 SW7)를 동작시키도록 스위치 동작 수단(9)에 접속된 전압 컨트롤러(10)를 포함하는, 컨버터 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 모드 선택 로직(8)은 입력 전압(V'in), 출력 전압(Vref) 및 출력 전류(Iref)를 수신하도록 적어도 세 개의 신호 입력을 포함하는, 컨버터 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 동작 수단(9)은 제 1 동작 모드(HSD)를 수행하기 위한 제 1 스위칭 시퀀스를 다음과 같이 포함하고:
    Figure 112020061187223-pct00046

    SW1 내지 SW7은 7개의 스위치를 나타내고,
    ST1 내지 ST4는 스위칭 사이클의 네 가지 상태를 나타내며,
    0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미하는, 컨버터 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 동작 수단(9)은 제 2 동작 모드(3LB)를 수행하기 위한 제 2 스위칭 시퀀스를 다음과 같이 포함하고:
    Figure 112020061187223-pct00047

    SW1 내지 SW7은 7개의 스위치를 나타내고,
    ST1 내지 ST4는 스위칭 사이클의 4가지 상태를 나타내며,
    0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미하는, 컨버터 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 동작 수단(9)은 제 3 동작 모드(IB1)를 수행하기 위한 제 3 스위칭 시퀀스를 다음과 같이 포함하고:
    Figure 112020061187223-pct00048

    SW1 내지 SW7은 7개의 스위치를 나타내고,
    ST1 내지 ST4는 스위칭 사이클의 4가지 상태를 나타내며,
    0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미하는, 컨버터 장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 동작 수단(9)은 제 4 동작 모드(IB2)를 수행하기 위한 제 4 스위칭 시퀀스를 다음과 같이 포함하고:
    Figure 112020061187223-pct00049

    SW1 내지 SW7은 7개의 스위치를 나타내고,
    ST1 내지 ST4는 스위칭 사이클의 4가지 상태를 나타내며,
    0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미하는, 컨버터 장치.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 동작 수단(9)은 제 5 동작 모드(SP3LB)를 수행하기 위한 제 5 스위칭 시퀀스를 다음과 같이 포함하고:
    Figure 112020061187223-pct00050

    SW1 내지 SW7은 7개의 스위치를 나타내고,
    ST1 내지 ST4는 스위칭 사이클의 4가지 상태를 나타내며,
    0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미하는, 컨버터 장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 동작 수단(9)은 제 6 동작 모드(SPIB)를 수행하기 위한 제 6 스위칭 시퀀스를 다음과 같이 포함하고:
    Figure 112020061187223-pct00051

    SW1 내지 SW7은 7개의 스위치를 나타내고,
    ST1 및 ST2는 스위칭 사이클의 두 가지 상태를 나타내며,
    0은 OFF를 의미하고 1은 ON을 의미하는, 컨버터 장치.
  11. 컨버터 장치를 동작시키는 방법으로서,
    입력 전압을 출력 전압으로 변환하는 컨버터 장치(1)를 제공하는 단계로서,
    입력 전압(Vin)을 인가하기 위한 제 1 입력 전압 단자(in1) 및 제 2 입력 전압 단자(in2),
    출력 전압(Vout)을 부하(R)에 제공하기 위한 제 1 출력 전압 단자(out1) 및 제 2 출력 전압 단자(out2),
    플라잉 커패시터(Cfly)를 포함하는 반응 구성요소(Cfly, C, L, L1, L2),
    적어도 두 개의 서로 다른 동작 모드를 수행하도록 7개의 스위치(SW1 내지 SW7)
    를 포함하는 컨버터(2),
    상기 컨버터(2)를 동작시키기 위한 컨트롤러(3)를 포함하되,
    상기 컨트롤러(3)는 원하는 동작 조건에 따라 동작 모드들 중 하나를 선택하기 위한 모드 선택 로직(8), 및
    모드 신호(S)를 수신하고 선택된 동작 모드에 따라 스위치(SW1 내지 SW7)를 동작시키도록 모드 선택 로직(8)에 접속된 스위치 동작 수단(9)을 포함하는, 컨버터 장치(1)를 제공하는 단계로서,
    제 1 스위치(SW1)는 제 1 전압 단자(in1) 중 하나와 제 1 노드(N1) 사이에 배치되고,
    제 2 스위치(SW2)는 제 2 노드(N2)와 기준 노드(N0) 사이에 배치되고,
    제 3 스위치(SW3)는 제 2 노드(N2)와 제 3 노드(N3) 사이에 배치되고,
    제 4 스위치(SW4)는 제 1 노드(N1)와 제 4 노드(N4) 사이에 배치되고,
    제 5 스위치(SW5)는 제 4 노드(N4)와 제 5 노드(N5) 사이에 배치되고,
    제 6 스위치(SW6)는 제 5 노드(N5)와 기준 노드(N0) 사이에 배치되며,
    제 7 스위치(SW7)는 제 3 노드(N3)와 제 4 노드(N4) 사이에 배치되고,
    상기 플라잉 커패시터(Cfly)는 제 1 노드(N1)와 제 2 노드(N2) 사이에 배치되며,
    상기 반응 구성요소(Cfly, C, L1, L2)는 제 3 노드(N3)와 제 1 전압 단자(out1) 중 하나 사이에 배치된 제 1 인덕터(L1) 및 제 5 노드(N5)와 상기 하나의 제 1 전압 단자(out1) 사이에 배치된 제 2 인덕터(L2)를 포함하는, 컨버터 장치(1)를 제공하는 단계,
    원하는 동작 조건에 따라 모드 선택 로직(8)을 통해 적어도 두 개의 동작 모드 중 하나를 선택하는 단계, 및
    원하는 동작 조건을 수행하도록 컨버터(2)의 스위치(SW1 내지 SW7)를 동작시키는 단계를 포함하는, 방법.
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