JP2010263701A - 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源が低電圧・大電流の直流電力であっても、軽負荷時に高い電力変換効率を実現し、かつ直流電源のリップル電流を低減させて直流電源の長寿命化を実現できる絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路５をバースト発振に移行させるので、スイッチング素子Ｑのスイッチングロスを低減することができるから、軽負荷時にも高い電力変換効率を実現することができ、さらに複数並列に配置したコンバータ部３Ａ、３Ｂごとに、バースト発振の位相を互いにずらす制御を行うので、直流電源８のリップル電流を低減させて直流電源８の長寿命化を実現することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、燃料電池や太陽電池などの直流電源からの直流電力を昇圧した電圧の直流電力に変換する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来から、燃料電池や太陽電池などの直流電源の直流電力をコンバータ部により昇圧した後、インバータ部により商用の交流電力に変換する電力変換装置が知られている。

この例として、直流電源からの直流電力を平滑コンデンサを介してスイッチング素子のスイッチングにより昇圧した電圧の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、この直流電力をスイッチング素子のスイッチングにより交流電力に変換するインバータと、電力変換損失を最小化するようにインバータを制御する直流電圧最適化手段とを有する系統連系インバータが挙げられる（例えば、特許文献１）。

特開２００６−１０１５８１号公報

ところで、直流電源の低コスト化のため、例えば燃料電池は、セル数が少なくできるので、より低電圧・大電流の直流電力の直流電源を使用することが要請されており、この直流電力が低電圧・大電流の場合に、スイッチング素子のターンオフ、ターンオン時の電圧と電流の重なりが大きいとき、スイッチングロスが大きくなり、コンバータ部の電力変換効率の向上が困難となるという問題があった。

一般に、スイッチング素子を用いたコンバータ部では、軽負荷時で使用すると電力変換効率が低下するが（図６の破線）、家庭用などに電力変換装置を用いた場合には、軽負荷時での使用が多くなるため、この軽負荷時における電力変換効率の向上も要請されている。

この場合、スイッチングロスを低減させるための一方法として、軽負荷時にスイッチング素子のスイッチング周波数を所定間隔に間欠させたバースト発振に移行させることが考えられる。

しかし、そうすると、スイッチング素子のバースト発振により、直流電源のリップル電流が増加して、燃料電池など直流電源の寿命などに影響を与えるという問題がある。

その一方、コンバータ部では、電力の過大負担による発熱によってスイッチング素子および周辺部品の寿命が短くなること、並びに電力変換効率の低下という問題もあった。このため、コンバータ部における電力の過大負担による発熱を低減するために、電力負担を各コンバータ部に分担させて軽減するように、コンバータ部を複数並列に配置する場合がある。

本発明は、直流電源が低電圧・大電流の直流電力であっても、軽負荷時に高い電力変換効率を実現し、かつ直流電源のリップル電流を低減させて直流電源の長寿命化を実現できる絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、コンバータ部および制御手段を備え、前記制御手段によるコンバータ制御により、直流電源における低電圧・大電流の直流電力を昇圧した所定電圧の直流電力に変換するものであって、前記コンバータ部が複数並列に配置されており、各コンバータ部は、一次巻線および昇圧出力する二次巻線をもつ昇圧トランスを有し、電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路と、前記昇圧トランスの二次電圧を前記所定電圧に倍圧する倍電圧回路とを備えたものである。
前記フルブリッジ複合共振回路は、フルブリッジに結合されたスイッチング素子にそれぞれ並列に電圧共振コンデンサが接続され、かつ、該回路と前記昇圧トランスの一次巻線との間に直列に電流共振コンデンサが接続されており、前記制御手段は、軽負荷時に前記フルブリッジ複合共振回路のスイッチング周波数を所定間隔に間欠させたバースト発振に移行させる制御を行うとともに、各コンバータ部ごとに、バースト発振の位相を互いにずらす制御を行うものである。

この構成によれば、直流電源が低電圧・大電流の直流電力の場合に、コンバータ部におけるフルブリッジ複合共振回路の電流共振および電圧共振によりスイッチング素子のスイッチングロスを低減し、昇圧トランスの昇圧と倍電圧回路の倍圧との組み合わせによりコンバータ部の電力変換効率を向上させるので、これらが相俟ってコンバータ部の電力変換効率を高くすることができ、軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路をバースト発振に移行させるので、無駄な電力を省いて軽負荷時でのスイッチング素子のスイッチングロスをさらに低減することができるから、軽負荷時にも高い電力変換効率を実現できる。しかも、複数並列に配置したコンバータ部ごとに、バースト発振の位相を互いにずらす制御を行うので、直流電源のリップル電流を低減させて直流電源の長寿命化を実現することができる。

好ましくは、前記コンバータ部は、２台並列に配置されており、前記制御手段は、各コンバータ部ごとに、バースト発振の位相を互いに１８０°ずらす制御を行う。したがって、直流電源のリップル電流をより低減することができる。

本発明の一実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた電力変換装置を示す回路構成図である。 図１の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのコンバータ部に倍電圧回路を用いた場合の電力変換効率を示す特性図である。 図１のコンバータ部のバースト発振動作を示す特性図である。 （Ａ）〜（Ｃ）は各バースト発振タイミングにおけるリップル電流を示すタイムチャートを示す図である。 （Ａ）〜（Ｃ）はバースト発振の位相を１８０°ずらした場合にＡ〜Ｃ点の入力リップル電流を示すタイムチャートである。 図１のコンバータ部の電力変換効率を示す特性図である。

図１は本発明の一実施形態である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた電力変換装置の回路構成図である。この電力変換装置は、例えば燃料電池の直流電源８が低電圧・大電流である直流電力を交流電力に変換して交流電力系統１へ連系するもので、この交流電力系統１および直流電源８のほかに、前記低電圧・大電流の直流電力を昇圧した所定電圧の直流電力に変換するコンバータ部３、コンバータ３からの昇圧した直流電力を所定の交流電力に変換するインバータ部２、および装置全体を制御する制御手段１０を備えている。前記インバータ部２は例えば４つのトランジスタのようなスイッチング素子およびダイオードのフルブリッジの構成（図示せず）を有する。

前記コンバータ部３は、一次巻線Ｎｐおよび昇圧出力する二次巻線Ｎｓをもつ昇圧トランス６を有し、電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路５と、前記昇圧トランス６の二次電圧を前記所定電圧に倍圧する倍電圧回路７とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータからなる。つまり、コンバータ部３は、昇圧トランス６の一次側にフルブリッジ複合共振回路５を、二次側に倍電圧回路７を配置した構成を有している。

このコンバータ部３は複数、この例ではＡブロック３ＡとＢブロック３Ｂの２台並列に配置されている。以下、各コンバータ部３Ａ、３Ｂを総称して、単に「コンバータ３」という場合がある。コンバータ部３を複数並列に配置し、電力負担を各コンバータ部３Ａ、３Ｂに分担させて軽減することによりフルブリッジ複合共振回路５の発熱を低減することができ、この発熱の低減によってスイッチング素子Ｑおよび周辺部品の寿命を長くすることができる。また、電力変換効率を改善することができる。

前記フルブリッジ複合共振回路５は、４つのスイッチング部にそれぞれスイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ４）を有し、直流電源１の両端に並列に接続された電解コンデンサのような平滑コンデンサＣｓを介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の直列回路とが並列に接続されており、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の接続点と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の接続点とが昇圧トランス６の一次巻線Ｎｐに接続されて、フルブリッジが構成されている。そして、フルブリッジに結合された４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ並列に電圧共振コンデンサＣｖ１〜Ｃｖ４が接続され、かつ、該回路５と昇圧トランス６の一次巻線Ｎｐとの間に直列に電流共振コンデンサＣｉが接続されている。スイッチング素子Ｑには、例えばＭＯＳ−ＦＥＴやＮＰＮ型トランジスタなどが使用される。

フルブリッジ複合共振回路５の電流共振は、スイッチング素子Ｑがオンのとき、電流共振コンデンサＣｉと、昇圧トランス６の漏れインダクタンスＬｌと、後述する倍電圧用コンデンサＣｄとによる所定の共振周波数ｆｏにより行われる。この共振周波数ｆｏは、漏れインダクタンス値Ｌｌ、一次、二次自己インダクタンス値Ｌｐ、Ｌｓ、電流共振コンデンサのキャパシタンス値Ｃｉ、倍電圧用コンデンサのキャパシタンス値Ｃｄとしたとき、次式で表される。
ｆｏ＝（１／２π）√（（１／ＣｉＬｌ）＋（１／ＣｄＬｌ）（Ｌｐ／Ｌｓ））
前記倍電圧用コンデンサＣｄは、その設定容量を変えることにより、この共振周波数の調整用として使用することができ、電流共振の共振周波数を最適に調整することができる。

なお、本回路５は、後述する一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比の調整によりフライバック的な動作を行うとき、前記電流共振は昇圧トランス６の自己インダクタンス（漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンス）と電流共振コンデンサＣｉとで行われる。

フルブリッジ複合共振回路５の電圧共振は、スインチング素子Ｑがオンからオフ、オフからオンに切替時に、電圧共振コンデンサＣｖと昇圧トランスの自己インダクタンス（漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンス）、電流共振コンデンサＣｉとによる所定の共振周波数で行われる。さらに、昇圧トランス６のギャップを所定の長さに設定し、そのインダクタンスを変化させることにより、共振周波数を調整することができる。

このフルブリッジ複合共振回路５は、直流電源８が低電圧・大電流の直流電力であっても、電流共振および電圧共振により、スイッチング素子Ｑのターンオフ、ターンオン時に電圧と電流の重なりをなくすことができ、オフ時に若干のスイッチングロスがあるものの、回路全体でスイッチングロスが低減されて、コンバータ部３の電力変換効率を向上させることができる。この例では、電圧共振よりも電流共振の方がスイッチングロスの低減効果がより大きい。

前記昇圧トランス６は、上記したように、一次巻線Ｎｐがフルブリッジ複合共振回路５と接続され、二次巻線Ｎｓが倍電圧回路７と接続されている。直流電源８の直流電力が低電圧・大電流のため、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧とで、次段のインバータ部２のインバータ効率を高めるのに最も良好な電圧の直流電力を出力させるように、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比を所定の巻数比に設定される。

そして、昇圧トランス６の一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比は、前記電流共振でそのコアロスがより少なくなるように、前記所定の巻数比よりも若干高く設定されている。低電圧・大電流の入力で、巻数比を若干高くしたとき、二次電圧は上昇しようとするが、制御手段１０は出力電圧が一定電圧になるように制御するので、前記電流共振における自己インダクタンスと電流共振コンデンサとの共振区間を狭くすることにより、スイッチング素子Ｑがオンの状態で昇圧トランス６に電力を蓄積する、いわゆるフライバック的な動作区間が短くなる。実験の結果、この動作によって、このコンバータ部３における昇圧トランス６のコアロスをより低減することができる。なお、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比の設定を変えることにより、前記共振周波数を調整することができる。

前記倍電圧回路７は、例えば昇圧トランス６の二次巻線Ｎｓの一端と直列に接続された倍電圧用コンデンサＣｄおよび第２ダイオードＤ２と、この倍電圧用コンデンサＣｄと第２ダイオードＤ２間で二次巻線Ｎｓの両端と並列に接続された第１ダイオードＤ１と、回路出力端に並列に接続された直流出力コンデンサＣｏとを有している。二次巻線Ｎｓに励起される交番電圧の一方の半周期に第１ダイオードＤ１が導通して倍電圧用コンデンサＣｄを充電し、他方の半周期に第２ダイオードＤ２が導通して倍電圧用コンデンサＣｄを放電して、倍電圧用コンデンサＣｄに充電された電圧およびそれと同方向、同電圧レベルの二次巻線Ｎｓに励起される交番電圧を生成する。この例では、倍電圧回路７は昇圧トランス６の二次電圧を２倍に倍圧しているが、３倍以上に倍圧してもよい。なお、倍電圧用コンデンサＣｄは共振周波数の調整用のコンデンサとして使用することができ、前記フルブリッジ複合共振回路５は、この倍電圧用コンデンサＣｄを含む電流共振を行う。

図２は、昇圧トランス６の２次側に倍電圧回路７を接続した場合と、全波整流回路を接続した場合における、コンバータ部３の電力変換効率を比較した特性図で、実験により得られたものである。この図のように、昇圧トランス６の２次側に全波整流回路を接続した場合に比べて倍電圧回路７を接続した場合の方がコンバータ部３の電力変換効率が高い。昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせにより低電圧・大電流の直流電力を最適に昇圧した電圧の直流電力にすることが可能であること、および前記巻数比の若干高い設定によるフライバック的動作区間が短くなり、コアロスをより低減できたことによる。このように、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせにより低電圧・大電流の直流電力を最適に昇圧した電圧の直流電力にすることが可能となり、コンバータ部３の電力変換効率を向上させることができる。直流電源８が燃料電池よりも比較的高い電圧で高入力の例えば太陽電池のような場合であっても、同様の効果を得ることができる。

前記制御手段１０は、コンバータ制御により、低電圧・大電流の直流電源８の直流電力を昇圧した所定電圧の直流電力に変換した後、インバータ制御により、前記昇圧した直流電力を所定の交流電力に変換する。制御手段１０は、インバータ部２の交流出力の検出に基づき、その値が所定の電圧値となるように、フルブリッジ複合共振回路５のスイッチング素子Ｑおよびインバータ部２のスイッチング素子をスイッチング制御する。

制御手段１０は、スイッチングロスを低減させるために、軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路５のスイッチング周波数を任意の所定間隔に間欠させたバースト発振に移行させる制御を行うバースト発振制御部１２を有する。バースト発振制御部１２は、直流電源８の直流電力からの入力電圧および電力範囲に応じてトリガ信号を発生させて任意に間欠させたバースト発振制御を行う。図３はＩＤ（ドレイン電流）について、発振と停止を繰り返すバースト（間欠）発振の波形を示す。この例では、バースト発振は、トリガ信号の入力に基づいて指定の波数の発振を繰り返すが、指定の波数で発振と停止を繰り返すオートバースト発振でもよい。

このバースト発振により、各スイッチング素子Ｑの不必要なターンオフ、ターンオンを減らすことにより、軽負荷時でのスイッチング素子Ｑのスイッチングロス、導通ロスおよびトランスでの鉄損、銅損を低減することができる。また、一般に、コンバータでは直流電源からの入力電圧が低電圧の範囲内で比較的高くかつ軽負荷の場合、コンバータの出力電圧の制御が困難となるが、このコンバータ部３では、バースト発振によりその出力電圧の上昇を抑制して出力電圧を容易に制御することができる。

さらに、制御手段１０は、各コンバータ部３Ａ、３Ｂごとに、バースト発振の位相を互いにずらす制御を行う発振タイミングずれ制御部１４を有する。この例では、コンバータ部３は２台並列に配置され、前記発振タイミングずれ制御部１４は、各コンバータ部３Ａ、３Ｂごとに、バースト発振の位相を互いに１８０°ずらす制御を行う。

図４（Ａ）〜（Ｃ）は、コンバータ部３のＡブロックとＢブロックの各バースト発振タイミングにおける直流電源８のリップル電流を示すタイムチャートである。ＡブロックとＢブロックのバースト発振の位相は、図４（Ａ）ではほぼ重なっており、図４（Ｂ）では若干重なっており、図４（Ｃ）では互いに１８０°ずれている。図５（Ａ）〜（Ｃ）は、図４（Ｃ）のバースト発振の位相を１８０°ずらした場合に、図１の直流電源８と各コンバータ部３Ａ、３Ｂの平滑コンデンサＣｓとの間のＡ〜Ｃ点におけるそれぞれの入力リップル電流を示すタイムチャートである。図５（Ａ）はＡブロックにおける直流電源８の＋側のＡ点、図５（Ｂ）はＢブロックにおける直流電源８の＋側のＢ点、図５（Ｃ）は直流電源８の＋側で電源直近（図１ではＡ、Ｂ点よりも左側）のＣ点における入力リップル電流である。図５（Ａ）、（Ｂ）のように、Ａ点とＢ点における入力リップル電流は、それぞれバースト発振周波数と同一でその位相が互いに１８０°ずれている。

図５（Ｃ）のように、直流電源８側から見て、図５（Ａ）のＡ点のバースト発振周波数の入力リップル電流と、図５（Ｂ）のＢ点のバースト発振周波数の入力リップル電流とが互いに重なり、Ｃ点の入力リップル電流の周波数が見掛け上、バースト発振周波数の２倍となって、バースト発振の間欠性が緩和されており、直流電源８のリップル電流が低減される。図４（Ａ）ではリップル電流率が例えば１１．８％で大きく、図４（Ｂ）でバースト発振の位相をずらした場合にリップル電流率が７．５％と小さくなり、図４（Ｃ）のバースト発振の位相を１８０°ずらした場合に、リップル電流率が４．１％で最も小さくなる。このように、コンバータ部３の２台並列に配置したＡブロックとＢブロックのバースト発振の位相を１８０°ずらすことにより、直流電源８のリップル電流を低減させることができる。このリップル電流の低減により燃料電池のような直流電源８の負担が少なくなり、その長寿命化を図ることができる。

（実施例）
図１の燃料電池の直流電源８の直流電力は例えば電圧１５Ｖ、電流６０Ａの直流電力であり、従前の電圧３５Ｖ、電流３０Ａよりも低電圧・大電流である。２台並列に配置したＤＣ−ＤＣコンバータ（コンバータ部）３の１台当たりの定格負荷は例えば４００Ｗであって２台で８００Ｗであり、フルブリッジ複合共振回路５の電流共振および電圧共振によりスイッチング素子Ｑのスイッチングロスを低減し、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせによりコンバータ部３の電力変換効率を向上させることができる。軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路５をバースト発振に移行させるので、軽負荷時である例えば１００〜２００Ｗでのスイッチング素子Ｑの不必要なスイッチングロス、導通ロスおよびトランスでの鉄損、銅損を低減することができる。しかも、各コンバータ部３Ａ、３Ｂごとに、バースト発振の位相を互いにずらす制御を行うので、直流電源８のリップル電流を低減させて直流電源８の長寿命化を実現することができる。ＤＣ−ＤＣコンバータ３では例えば直流電圧３８０Ｖの直流電力をインバータ部２に与え、インバータ部２で交流電力に変換して商用の交流電力系統１へ連系する。

図６はこのコンバータ部３の１台当たりの電力変換効率を示す。従来のスイッチング素子を用いたコンバータ部の一般的な電力変換効率の特性（破線）に対して、実線で示すように、このコンバータ部３の電力変換効率は、軽負荷時から定格負荷時にかけて全体的に高く、軽負荷時に電力変換効率がさらに上昇する特性、つまり軽負荷時（１００〜２００Ｗ）に電力変換効率がピークを示す特性を有する。

この場合、上述のとおり、フルブリッジ複合共振回路５、これに含まれる昇圧トランス６および倍電圧回路７の組み合わせにより上記特性を得ることができるが、さらに、前記した昇圧トランス６の巻数比、ギャップ長および倍電圧用コンデンサＣｄの調整を加えることにより、よりコアロスなどを低減させて最適な電力変換効率を得ることができる。

こうして、本発明は、直流電源８が低電圧・大電流の直流電力の場合に、コンバータ部３におけるフルブリッジ複合共振回路５の電流共振および電圧共振により、スイッチング素子Ｑのスイッチングロスを低減し、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせによりコンバータ部３の電力変換効率を向上させるので、これらが相俟ってコンバータ部３全体の電力変換効率を高くすることができ、軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路５をバースト発振に移行させるので、無駄な電力を省いて軽負荷時でのスイッチング素子Ｑのスイッチングロス、導通ロス並びにトランスでの鉄損および銅損を低減することができるので、低電圧・大電流の直流電力であっても、コンバータ部３全体の電力変換効率を高く、軽負荷時にも高い電力変換効率を実現することができる。しかも、複数並列に配置したコンバータ部３Ａ、３Ｂごとに、バースト発振の位相を互いにずらす制御を行うので、直流電源８のリップル電流を低減させて直流電源８の長寿命化を実現することができる。

なお、この実施形態では、制御手段１０は、インバータ部２の交流出力の検出に基づきインバータ部２およびコンバータ部３を制御しているが、コンバータ部３の直流出力（倍電圧回路７の直流電圧出力）の検出に基づきコンバータ部３を制御してもよい。

なお、この実施形態では、コンバータ部３は２台並列に配置されているが、３台以上並列に配置してもよい。

なお、この実施形態では、直流電源８を燃料電池としているが、太陽電池や風力発電等に応用してもよい。

１：交流電力系統
２：インバータ部
３（３Ａ、３Ｂ）：コンバータ部（絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ）
５：フルブリッジ複合共振回路
６：昇圧トランス
７：倍電圧回路
８：直流電源
１０：制御手段
１２：バースト発振制御部
１４：発振タイミングずれ制御部
Ｃｉ：電流共振コンデンサ
Ｃｖ1〜Ｃｖ4：電圧共振コンデンサ
Ｃｓ：平滑コンデンサ
Ｃｄ：倍電圧用コンデンサ
Ｑ（Ｑ１〜Ｑ４）：スイッチング素子

Claims (2)

1. コンバータ部および制御手段を備え、前記制御手段によるコンバータ制御により、直流電源における低電圧・大電流の直流電力を昇圧した所定電圧の直流電力に変換する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記コンバータ部が複数並列に配置されており、各コンバータ部は、一次巻線および昇圧出力する二次巻線をもつ昇圧トランスを有し、電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路と、前記昇圧トランスの二次電圧を前記所定電圧に倍圧する倍電圧回路とを備え、
   前記フルブリッジ複合共振回路は、フルブリッジに結合されたスイッチング素子にそれぞれ並列に電圧共振コンデンサが接続され、かつ、該回路と前記昇圧トランスの一次巻線との間に直列に電流共振コンデンサが接続されており、
   前記制御手段は、軽負荷時に前記フルブリッジ複合共振回路のスイッチング周波数を所定間隔に間欠させたバースト発振に移行させる制御を行うとともに、
   各コンバータ部ごとに、バースト発振の位相を互いにずらす制御を行う、
   絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１において、
   前記コンバータ部は、２台並列に配置されてなり、
   前記制御手段は、各コンバータ部ごとに、バースト発振の位相を互いに１８０°ずらす制御を行う、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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