JP2009100631A

JP2009100631A - 直流変換装置

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Publication number: JP2009100631A
Application number: JP2007272557A
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Inventors: Shinji Aso; 真司麻生
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2007-10-19
Filing date: 2007-10-19
Publication date: 2009-05-07
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Abstract

【課題】無負荷時の周波数上昇をなくし、小型で安価な高効率の直流変換装置。
【解決手段】１次巻線P1と２次巻線S1とを有するトランスT1と、電流共振リアクトルLrとトランスの１次巻線と電流共振コンデンサCriとが直列に接続された直列共振回路と、直流電源Vinの直流電圧を矩形波電圧に変換して該矩形波電圧を直列共振回路に出力する変換回路Q1,Q2と、トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流出力電圧を負荷に出力する整流平滑回路D3,D4,Coとを備えた直流変換装置において、トランスの１次巻線間に等価的に現せる浮遊容量Cpに応じた容量成分を有する容量素子Crを電流共振リアクトルに並列に接続した。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率、小型で安価な直流変換装置に関する。

図１０に従来の直流変換装置の回路構成図を示す（特許文献１）。図１０に示す直流変換装置は、ハーフブリッジ回路で構成されており、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレインが直流電源Ｖｉｎの正極に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースが直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１及び電圧共振コンデンサＣｒｖが並列に接続されるとともに、リアクトルＬｒ１とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が接続されている。リアクトルＬｒ１はトランスＴ１の１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐ１には励磁インダクタンスがリアクトルＬｐとして等価的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２が並列に接続されている。

トランスＴ１の巻線の巻き始めは、ドット（●）で示している。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の一端（●側）には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の他端とトランスＴ１の２次巻線Ｓ２の一端（●側）は平滑用のコンデンサＣｏの一端に接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２の他端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードはコンデンサＣｏの他端に接続されている。コンデンサＣｏの両端には負荷Ｒｏが接続されている。

ＰＦＭ制御回路１０は、コンデンサＣｏからの出力電圧Ｖｏに基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを固定させ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の周波数を可変させることによりＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣｏの出力電圧Ｖｏが一定になるように制御する。

次にこのように構成された従来の直流変換装置の動作を、図１１に示す定格負荷時の各部の信号のタイミングチャートを参照しながら説明する。

図１１において、ＶＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、ＶＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、ＶＣｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、ＶＤ３はダイオードＤ３の両端電圧、ＩＤ３はダイオードＤ３の電流、ＶＤ４はダイオードＤ４の両端電圧、ＩＤ４はダイオードＤ４の電流である。

なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方がともにオフ状態のデットタイムを有し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが互いにオン／オフ動作するものとする。

まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ２がオンしている状態では、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れており、トランスＴ１の２次側はＣｏ→Ｒｏ→Ｃｏの経路で電流が流れている。

スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ２から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｃｒｖ→Ｌｒ１→Ｌｐ→Ｃｒｉ→Ｃｒｖの経路で電流が流れる。

従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ２がオンしていた状態ではほぼ直流電源Ｖｉｎの電圧であったが、０Ｖまで放電される（以下、直流電源Ｖｉｎの電圧もＶｉｎで示すことにする）。

従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１は、Ｖｉｎから０Ｖまで減少する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は（Ｖｉｎ−ＶＱ１）であるので、０ＶからＶｉｎに上昇する。

時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間では、時刻ｔ１において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧が０Ｖまで減少すると、ダイオードＤ１が導通して、Ｄ１→Ｌｒ１→Ｌｐ(Ｐ１)→Ｃｒｉ→Ｄ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２の電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣｏ→Ｒｏ→Ｃｏの経路の電流とＳ２→Ｄ４→Ｃｏ→Ｓ２の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間において、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。

時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間では、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がオンしているので、Ｃｒｉ→Ｌｐ(Ｐ１)→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧ＶＣｒｉは減少していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ２→Ｄ４→Ｃｏ→Ｓ２の経路の電流と、Ｃｏ→Ｒｏ→Ｃｏの経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓ２の電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐ１の電圧は、出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側はリアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振電流が流れている。

時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間では、時刻ｔ３において、２次巻線Ｓ２の電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側の電流はなくなり、トランスＴ１の２次側はＣｏ→Ｒｏ→Ｃｏの経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＣｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ１，Ｌｐの和(Ｌｒ１＋Ｌｐ)と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振電流が流れる。

時刻ｔ４〜時刻ｔ５の期間では、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ１から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｌｐ→Ｌｒ１→Ｃｒｖ→Ｃｒｉ→Ｌｐの経路で電流が流れる。

従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ１がオンしていた状態では、略０ＶであったがＶｉｎまで充電される。従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１は０ＶからＶｉｎまで上昇する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は、(Ｖｉｎ−ＶＱ１)であるので、Ｖｉｎから０Ｖに減少する。

時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間では、時刻ｔ５において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧がＶｉｎまで上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、Ｌｐ(Ｐ１)→Ｌｒ１→Ｄ２→Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ(Ｐ１)の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣｏ→Ｒｏ→Ｃｏの経路の電流とＳ１→Ｄ３→Ｃｏ→Ｓ１の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。

時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間では、時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ(Ｐ１)→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧ＶＣｒｉは上昇していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ１→Ｄ３→Ｃｏ→Ｓ１の経路の電流と、Ｃｏ→Ｒｏ→Ｃｏの経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓ１の電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐ１の電圧は出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側は、リアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れている。

時刻ｔ７〜時刻ｔ８の期間では、時刻ｔ７において、２次巻線Ｓ１の電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側はＣｏ→Ｒｏ→Ｃｏの経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ１、Ｌｐの和(Ｌｒ１＋Ｌｐ)と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れる。

このように図１０に示す従来の直流変換装置では、オンデューティを略５０％としたパルス信号を用いて、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を制御することにより、リアクトルＬｒ１、リアクトルＬｐと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流を変化させ、出力電圧Ｖｏを制御している。このため、スイッチング周波数を高くすると、出力電圧Ｖｏは低くなる。

なお、図１２に無負荷時の各部の信号のタイミングチャートを示す。図１２では、負荷Ｒｏは無限大である。ダイオードＤ３，Ｄ４に流れる電流ＩＤ３，ＩＤ４は、出力電圧Ｖｏを検出する電流が流れているだけである。

無負荷時のスイッチング素子の周波数は下記の計算式で計算される。

ここで、ＶｆはダイオードＤ３，Ｄ４の順方向電圧、ＮｐはトランスＴ１の１次巻線Ｐ１の巻数、ＮｓはトランスＴ１の２次巻線Ｓ１の巻数である。

しかしながら、実際の回路ではトランスＴ１の２次巻線側のダイオードの寄生容量やトランスの１次巻線間の寄生容量及び２次巻線間の寄生容量の影響により、実際の周波数は、式（１）で計算される理論値の周波数よりも高い周波数となる。

図１３は寄生容量を考慮した従来の直流変換装置の回路構成図である。図１３において、Ｃｄ１はダイオードＤ３の寄生容量、Ｃｄ２はダイオードＤ４の寄生容量、Ｃｐ１はトランスＴ１の１次巻線Ｐ１間の寄生容量、ＣＳ１は２次巻線Ｓ１間の寄生容量、ＣＳ２は２次巻線Ｓ２間の寄生容量を示している。図１３に示す寄生容量を考慮した従来の直流変換装置の無負荷時の各部の信号のタイミングチャートを図１４に示す。図１４のタイミングチャートの一部期間の詳細を図１５に示す。

なお、図１６には、図１３に示す寄生容量を考慮した従来の直流変換装置の寄生容量Ｃｐ１，Ｃｄ１，Ｃｄ２，ＣＳ１，ＣＳ２をトランスＴ１の１次巻線Ｐ１間に集約して一つの浮遊容量Ｃｐとして表示した等価回路図が示されている。

このように、図１０に示すような電流共振回路では、無負荷時又は軽負荷時に周波数が理論値の周波数以上に上昇する。このため、軽負荷時に間欠モードに移行することで、理論値以上の周波数上昇を回避でき、また、間欠発振により消費電力を軽減できる利点もある。
特開２００３−３１９６５０号公報

しかしながら、直流変換装置をマルチ出力構成とした場合には、１つの出力電流が無負荷時（軽負荷時）で、もう一つの負荷が重負荷であるような組合せの負荷条件では、クロスレギュレーションが悪化する。

本来、電流共振回路ではトランスＴ１の２次巻線間は密結合であり、理論的には無負荷時と重負荷時との組合せの負荷条件でもクロスレギュレーションは良好であるはずである。

クロスレギュレーションを良好に保つためには、無負荷時においても周波数上昇を抑えるとともに間欠発振にしないような共振条件で回路を設計する必要がある。しかし、理論値よりも周波数が上昇するため、現状では定格負荷時の周波数をそれほど高く設定できない。

本発明は、無負荷時の周波数上昇をなくし、小型で安価な高効率の直流変換装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の発明は、１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、電流共振リアクトルと前記トランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが直列に接続された直列共振回路と、直流電源の直流電圧を矩形波電圧に変換して該矩形波電圧を前記直列共振回路に出力する変換回路と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流出力電圧を負荷に出力する整流平滑回路とを備えた直流変換装置において、前記トランスの１次巻線間に等価的に現せる浮遊容量に応じた容量成分を有する容量素子を前記電流共振リアクトルに並列に接続したことを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記変換回路は、一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子とを備え、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を矩形波電圧に変換し、前記第１スイッチング素子の両端または前記第２スイッチング素子の両端との間に接続された前記直列共振回路に矩形波電圧を出力することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記変換回路は、一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、一端が前記直流電源の負極に接続された第３スイッチング素子と、一端が前記第３スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第４スイッチング素子とを備え、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子と、を交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流の矩形波電圧に変換し、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点との間に接続された前記直列共振回路に交流の矩形波電圧を出力することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項２記載の直流変換装置において、交互にオン／オフする一方のスイッチング素子のオン時間を固定させ、交互にオン／オフする他方のスイッチング素子のオン時間を可変させることにより前記直流出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項３記載の直流変換装置において、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子のオン時間を固定させ、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子のオン時間を可変させることにより、又は、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子のオン時間を固定させ、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子のオン時間を可変させることにより、前記直流出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項２又は請求項３記載の直流変換装置において、各スイッチング素子のオンデューティを固定させ、各スイッチング素子の周波数を可変させることにより前記直流出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項２又は請求項３記載の直流変換装置において、各スイッチング素子の周波数を固定させ、各スイッチング素子のオンデューティを可変させることにより前記直流出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記容量素子の値は、前記トランスの１次巻線の励磁インダクタンスの値と前記トランスの１次巻線間に現われる浮遊容量の値と前記電流共振リアクトルの値とに基づいて決定されることを特徴とする。

本発明によれば、電流共振リアクトルに並列に容量素子を接続したので、電流共振リアクトルに電流を流すことなく、容量素子に電流を流してトランスの１次巻線間に等価的に現せる浮遊容量を充放電する。従って、無負荷時の周波数上昇をなくし、小型で安価な高効率の直流変換装置を提供できる。

以下、本発明の直流変換装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

まず、図１６に示す従来回路において、無負荷時の周波数上昇の問題は、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１間に示される浮遊容量Ｃｐのために発生する。この浮遊容量は殆どがトランスＴ１の２次側のダイオードＤ３，Ｄ４の寄生容量である。トランスＴ１の１次側のハーフブリッジで構成されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のｄＶ／ｄｔの変化時に、トランスＴ１の２次側のダイオードＤ３，Ｄ４の寄生容量を充放電するエネルギーが電流共振リアクトルＬｒ１に蓄えられ、このエネルギーがトランスＴ１の２次側に伝達されるために上記問題が発生する。

そこで、図１に示す実施例１は、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１間に等価的に現せる浮遊容量Ｃｐの充放電荷に応じた電荷量をバイパスするためのコンデンサＣｒ（容量素子）を電流共振リアクトルＬｒに並列に接続し、ダイオードＤ３，Ｄ４の寄生容量の充放電エネルギーを電流共振リアクトルＬｒに蓄えないようにした。即ち、電流共振リアクトルＬｒに並列にコンデンサＣｒを接続して、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１間の浮遊容量Ｃｐの充放電荷による電流を電流共振リアクトルＬｒに流れないようにした。

なお、図１に示す実施例１では、電流共振リアクトルＬｒとトランスＴ１の１次巻線Ｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列共振回路がスイッチング素子Ｑ１と並列に接続されているが、例えば、直列共振回路がスイッチング素子Ｑ２と並列に接続されていても良い。

電流共振リアクトルＬｒは、外付け部品であり、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との間のリーケージインダクタンスではない。

なお、図１に示すその他の構成は、図１０に示す回路構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、同一部分の説明は省略する。ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の寄生容量であっても良い。

図２は本発明の実施例１の直流変換装置の無負荷時の各部の信号のタイミングチャートである。図２に示す実施例１の信号の動作波形は、図１２に示す従来回路の信号の動作波形と略同一であり、その動作も略同一であるので、異なる動作のみを説明する。

即ち、スイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２がオンからオフした後に、スイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２の両端電圧が電圧共振によってゼロ電圧から電源電圧Ｖｉｎ又は電源電圧Ｖｉｎからゼロ電圧に変化する場合に（例えば時刻ｔ０〜ｔ１、時刻ｔ４〜ｔ５）、電流共振リアクトルＬｒに電流を流すことなく、コンデンサＣｒに電流を流して、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１間の浮遊容量Ｃｐを充放電する。

従って、浮遊容量Ｃｐがない場合、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１に印加される電圧は、電流共振リアクトルＬｒとリアクトルＬｐのインダクタンス値に比例した電圧が印加されるので、浮遊容量Ｃｐがある場合でもトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に同様な電圧が印加されれば良い。このため、コンデンサＣｒの容量値は、リアクトルＬｐのインダクタンス値と電流共振リアクトルＬｒのインダクタンス値と浮遊容量Ｃｐの容量値から求められる。

即ち、電流共振リアクトルＬｒの両端間のインピーダンスとリアクトルＬｐの両端間のインピーダンスとが等しくなるように設定すればよい。従って、コンデンサＣｒは

となる。

このように、電流共振リアクトルＬｒに並列にコンデンサＣｒを接続し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のｄＶ／ｄｔの変化時に、電流共振リアクトルＬｒに電流を流すことなく、コンデンサＣｒに電流を流して、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１間の浮遊容量Ｃｐを充放電する。このため、ダイオードＤ３，Ｄ４の寄生容量を充放電するエネルギーが電流共振リアクトルＬｒに蓄えられないので、エネルギーがトランスＴ１の２次側に伝達されない。従って、無負荷時の周波数上昇をなくし、トランスの小型化に寄与でき、低ノイズで小型で安価な高効率の直流変換装置を提供できる。

図４は本発明の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。トランスＴ１の１次巻線Ｐ１間の浮遊容量Ｃｐは抵抗成分を直列に含んでいるので、図４に示すように、浮遊容量Ｃｐと抵抗Ｒｐとの直列回路からなる等価回路で表される。

従って、図４に示すように、浮遊容量Ｃｐと抵抗Ｒｐとの直列回路に対応させて、コンデンサＣｒと抵抗Ｒｒとの直列回路を電流共振リアクトルＬｒに並列に接続する回路構成が、実際の回路構成として適している。

図４に示す実施例２においても、実施例１と同様に、コンデンサＣｒと抵抗Ｒｒとを

とすることにより、リアクトルＬｐの影響がキャンセルできる。即ち、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１間の浮遊容量Ｃｐと抵抗Ｒｐとのインピーダンスを、リアクトルＬｐと電流共振リアクトルＬｒとの比と等しいようにコンデンサＣｒ＋抵抗Ｒｒとする。

浮遊容量Ｃｐの大半はダイオードＤ３，Ｄ４の寄生容量である。ダイオードの寄生容量は、印加電圧によって変化する。コンデンサＣｒの定数は、ダイオードＤ３，Ｄ４の寄生容量Ｃｄ１，Ｃｄ２の充放電の電荷量を充放電できる容量とすれば良い。このため、寄生容量Ｃｄ１，Ｃｄ２の充放電の電荷量をＱとすると、印加電圧の範囲で平均化した容量をもとにコンデンサＣｒを設定することができる。

図５は本発明の実施例３の直流変換装置の回路構成図である。図５に示す実施例３は、図４に示す実施例２に対して、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とを有するトランスＴ２を用い、２次巻線Ｓ２とダイオードＤ４とを削除し、ＰＲＣ制御回路１１を用いたものである。

ＰＲＣ制御回路１１は、一方のスイッチング素子Ｑ１（又はＱ２）のオン時間を固定させ、他方のスイッチング素子Ｑ２（又はＱ１）のオン時間を可変させることにより直流出力電圧Ｖｏを制御する。なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方がともにオフ状態のデットタイムを有する。

このような構成によれば、スイッチング素子Ｑ２がオン時にトランスＴ２の２次巻線Ｓ１からダイオードＤ３を介してコンデンサＣｏに電流が流れ、負荷Ｒｏに電力が供給される。一方、スイッチング素子Ｑ１がオン時にはダイオードＤ３はオフとなる。このため、半波整流出力が負荷Ｒｏに供給される。その他の動作は、実施例１の動作と全く同様であり、実施例１の同一の効果が得られる。

図６は本発明の実施例４の直流変換装置の回路構成図である。図６に示す実施例４は、図５に示す実施例３に対して、ＰＲＣ制御回路１１に代えて、ＰＷＭ制御回路１２を用いたものである。

ＰＷＭ制御回路１２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の周波数を固定させ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを可変させることにより直流出力電圧Ｖｏを制御する。なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方がともにオフ状態のデットタイムを有する。

このような実施例４の構成によっても、実施例１の動作と全く同様であり、実施例１の同一の効果が得られる。

図７は本発明の実施例５の直流変換装置の回路構成図である。図７に示す実施例５は、図１に示す実施例１の構成に対して、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を追加するとともに、ＰＦＭ制御回路１０ａを用いたものである。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の寄生容量であっても良い。

直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ４のドレインが直流電源Ｖｉｎの正極に接続され、スイッチング素子Ｑ３のソースが直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。

スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点には、電流共振コンデンサＣｒｉの一端と電圧共振コンデンサＣｒｖの一端とが接続されている。

ＰＦＭ制御回路１０ａは、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３と、を交互にオン／オフし、ＰＦＭ制御を行い、直流出力電圧Ｖｏを制御する。

なお、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３との両方がともにオフ状態のデットタイムを有する。

このような実施例５の構成によっても、実施例１の動作と全く同様であり、実施例１の同一の効果が得られる。

図８は本発明の実施例６の直流変換装置の回路構成図である。図８に示す実施例６は、図５に示す実施例３の構成に対して、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を追加するとともに、ＰＲＣ制御回路１１ａを用いたものである。

ＰＲＣ制御回路１１ａは、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３と、を交互にオン／オフし、一方のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４（又はＱ２，Ｑ３）のオン時間を固定させ、他方のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３（又はＱ１，Ｑ４）のオン時間を可変させることにより直流出力電圧Ｖｏを制御する。

このような実施例６の構成によっても、実施例１の動作と全く同様であり、実施例１の同一の効果が得られる。

図９は本発明の実施例７の直流変換装置の回路構成図である。図９に示す実施例７は、図６に示す実施例４の構成に対して、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を追加するとともに、ＰＷＭ制御回路１２ａを用いたものである。

ＰＷＭ制御回路１２ａは、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３と、を交互にオン／オフし、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の周波数を固定させ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティを可変させることにより直流出力電圧Ｖｏを制御する。

このような実施例７の構成によっても、実施例１の動作と全く同様であり、実施例１の同一の効果が得られる。

本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

本発明の実施例１の直流変換装置の回路構成図である。本発明の実施例１の直流変換装置の無負荷時の各部の信号のタイミングチャートである。図２に示すタイミングチャートの一部期間の詳細を示す図である。本発明の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。本発明の実施例３の直流変換装置の回路構成図である。本発明の実施例４の直流変換装置の回路構成図である。本発明の実施例５の直流変換装置の回路構成図である。本発明の実施例６の直流変換装置の回路構成図である。本発明の実施例７の直流変換装置の回路構成図である。従来の直流変換装置の回路構成図である。図１０に示す従来の直流変換装置の定格負荷時の各部の信号のタイミングチャートである。図１０に示す従来の直流変換装置の無負荷時の各部の信号のタイミングチャートである。寄生容量を考慮した従来の直流変換装置の回路構成図である。図１３に示す寄生容量を考慮した従来の直流変換装置の無負荷時の各部の信号のタイミングチャートである。図１４に示すタイミングチャートの一部期間の詳細を示す図である。寄生容量を考慮した従来の直流変換装置の各部の寄生容量をトランスの１次巻線間に集約して一つの寄生容量として表した等価回路図である。

符号の説明

Ｖｉｎ直流電源
Ｌｒ電流共振リアクトル
Ｒｏ負荷
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ２トランス
Ｐ１１次巻線
Ｓ１，Ｓ２２次巻線
１０，１０ａＰＦＭ制御回路
１１，１１ａＰＲＣ制御回路
１２，１２ａＰＷＭ制御回路
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ダイオード
Ｃｒｉ電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ電圧共振コンデンサ
Ｃｏ，Ｃｒコンデンサ
Ｃｐ浮遊容量
Ｒｒ，Ｒｐ抵抗

Claims

１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、
電流共振リアクトルと前記トランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが直列に接続された直列共振回路と、
直流電源の直流電圧を矩形波電圧に変換して該矩形波電圧を前記直列共振回路に出力する変換回路と、
前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流出力電圧を負荷に出力する整流平滑回路とを備えた直流変換装置において、
前記トランスの１次巻線間に等価的に現せる浮遊容量に応じた容量成分を有する容量素子を前記電流共振リアクトルに並列に接続したことを特徴とする直流変換装置。
前記変換回路は、
一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、
一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子とを備え、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を矩形波電圧に変換し、前記第１スイッチング素子の両端または前記第２スイッチング素子の両端との間に接続された前記直列共振回路に矩形波電圧を出力することを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
前記変換回路は、
一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、
一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、
一端が前記直流電源の負極に接続された第３スイッチング素子と、
一端が前記第３スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第４スイッチング素子とを備え、
前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子と、を交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流の矩形波電圧に変換し、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点との間に接続された前記直列共振回路に交流の矩形波電圧を出力することを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
交互にオン／オフする一方のスイッチング素子のオン時間を固定させ、交互にオン／オフする他方のスイッチング素子のオン時間を可変させることにより前記直流出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子のオン時間を固定させ、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子のオン時間を可変させることにより、又は、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子のオン時間を固定させ、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子のオン時間を可変させることにより、前記直流出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする請求項３記載の直流変換装置。
各スイッチング素子のオンデューティを固定させ、各スイッチング素子の周波数を可変させることにより前記直流出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする請求項２又は請求項３記載の直流変換装置。
各スイッチング素子の周波数を固定させ、各スイッチング素子のオンデューティを可変させることにより前記直流出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする請求項２又は請求項３記載の直流変換装置。
前記容量素子の値は、前記トランスの１次巻線の励磁インダクタンスの値と前記トランスの１次巻線間に現われる浮遊容量の値と前記電流共振リアクトルの値とに基づいて決定されることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の直流変換装置。