JP2011142723A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】過電圧の発生を抑止し、かつ、循環電流を抑制して電力変換効率を低下させることなく負荷電圧の制御を可能にする。
【解決手段】スイッチング素子をブリッジ構成で接続して直流電源電圧を交流に変換する二群の変換回路部１１，１２を設け、その変換回路部１１，１２の出力側に出力トランスおよび直列コンデンサを介して整流回路部２１，２２を設けたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、整流回路部２１，２２の出力段に設けられた電圧クランプ回路部３０は、整流回路部２１，２２の正極側にクランプ用トランスを設け、ダイオードとコンデンサからなる第一の直列回路３１を整流回路部２１，２２の正極側と負極側との間に接続し、ダイオードとコンデンサからなる第二の直列回路３２をダイオードおよびコンデンサの接続点Ｍとクランプ用トランスとの間に接続し、ダイオードを接続点Ｎと整流回路部２１，２２の負極側との間に接続した構成とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば、直流発生源である太陽電池をパワーコンディショナにより商用系統と連系させた太陽光発電システム等の分散電源システムにおいて、前記パワーコンディショナに組み込まれた直流電源回路に使用され、直流の電源電圧を昇圧あるいは降圧により異なった直流の電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

例えば、分散電源システムにおけるパワーコンディショナの直流電源回路に使用されるＤＣ−ＤＣコンバータの一例を図１４に示す。これは、スイッチング損失の低減化を図り、零電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero Current Switching）を実現容易にするため、本出願人が先に提案した高効率のＤＣ−ＤＣコンバータである（特許文献１の図６参照）。

このＤＣ−ＤＣコンバータは、二対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とＱ₃，Ｑ₄および二対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆とＱ₇，Ｑ₈をフルブリッジ構成で接続した二群の変換回路部１１０，１２０を直流電源Ｅに対して並列に接続し、それら各変換回路部１１０，１２０と出力トランスＴ₁，Ｔ₂との間に直列コンデンサＣ₁，Ｃ₂を挿入接続し、その出力トランスＴ₁，Ｔ₂の二次側出力に、二対のダイオードＤ₁，Ｄ₂とＤ₃，Ｄ₄および二対のダイオードＤ₅，Ｄ₆とＤ₇，Ｄ₈からなる整流回路部２１０，２２０をそれぞれ接続し、その整流回路部２１０，２２０の出力段に平滑リアクトルＬおよび平滑コンデンサＣを設けた構成としている。

このＤＣ−ＤＣコンバータでは、変換回路部１１０，１２０のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄とＱ₂，Ｑ₃およびスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₈とＱ₆，Ｑ₇を交互にオンオフさせて交流波形出力を得る。この変換回路部１１０，１２０の交流波形出力を出力トランスＴ₁，Ｔ₂により変成し、その出力トランスＴ₁，Ｔ₂の二次側出力を整流回路部２１０，２２０により整流すると共に平滑リアクトルＬおよび平滑コンデンサＣで平滑することにより、所望の直流電圧を生成する。

各変換回路部１１０，１２０では、二対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とＱ₃，Ｑ₄および二対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆とＱ₇，Ｑ₈のうち、一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂および一対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆に対して一対のスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄および一対のスイッチング素子Ｑ₇，Ｑ₈のスイッチング位相を１／６周期ずらすと共に、各変換回路部１１０，１２０間で対応するスイッチング素子Ｑ₁とＱ₅，Ｑ₂とＱ₆，Ｑ₃とＱ₇，Ｑ₄とＱ₈のスイッチング位相を１／４周期ずらすようにしている。

このように、変換回路部１１０，１２０と出力トランスＴ₁，Ｔ₂との間に直列コンデンサＣ₁，Ｃ₂を挿入接続し、かつ、各変換回路部１１０，１２０で二対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とＱ₃，Ｑ₄および二対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆とＱ₇，Ｑ₈のうち、一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂および一対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆に対して一対のスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄および一対のスイッチング素子Ｑ₇，Ｑ₈のスイッチング位相を１／６周期ずらすと共に、各変換回路部１１０，１２０間で対応するスイッチング素子Ｑ₁とＱ₅，Ｑ₂とＱ₆，Ｑ₃とＱ₇，Ｑ₄とＱ₈のスイッチング位相を１／４周期ずらすことにより、変換回路部１１０，１２０の出力電圧の平坦部にドループ（傾き）をつけ、立ち上がり部分の高い電圧波形とすることで、転流タイミング時の前後で電圧差を大きくして転流動作を確実に行い、その転流によりスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈の電流が制御されるためスイッチング電流が流れながら、電圧が印加されている状態がなくなるのでスイッチング損失が発生することはない。

以上の手段により、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈のスイッチング損失を低減させ、スイッチング電流が零の時にオンやオフを行う零電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero Current Switching）によって高効率変換を実現している。

特許第３４６３８０７号公報

ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に太陽電池などの直流電源Ｅを接続した場合、その太陽電池による入力電圧の変動により負荷電圧Ｖ_Lがそのまま変動することになり、負荷電圧Ｖ_Lの安定化を図ることが困難となるため、その負荷電圧Ｖ_Lを制御する必要がある。

この負荷電圧Ｖ_Lの制御は、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈のオンとオフの時間比率を変えること（パルス幅制御）や、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とＱ₃，Ｑ₄のオンオフタイミング（スイッチング位相）、スイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆とＱ₇，Ｑ₈のオンオフタイミング（スイッチング位相）をずらすこと（位相シフト制御）で、出力トランスＴ₁，Ｔ₂に印加される変換回路部１１０，１２０の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2のパルス幅を可変することで実現できる。

しかしながら、特許文献１に開示された従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷電圧Ｖ_Lを下げるためにパルス幅制御あるいは位相シフト制御により変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2のパルス幅を狭くしていくと、その変換回路部１１０，１２０の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2が共に零となる期間が現れるようになって整流回路部２１０，２２０の出力電圧Ｖ_Aのリップル（変動）が大きくなり、整流回路部２１０，２２０の出力電流Ｉ_Aのリップル（変動）も増加する。このように、変換回路部１１０，１２０の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2が共に零となる期間が現れるようになると、整流回路部２１０，２２０の出力電流Ｉ_Aの変動による過電圧が平滑リアクトルＬの両端に発生する。

このような過電圧が発生すると、その過電圧が負荷電圧Ｖ_Lに加算されて整流回路部２１０，２２０に印加されることになる。この過電圧が整流回路部２１０，２２０のダイオードＤ₁〜Ｄ₄，Ｄ₅〜Ｄ₈の耐圧を超えれば、そのダイオードＤ₁〜Ｄ₄，Ｄ₅〜Ｄ₈が破壊することになるため、ダイオードＤ₁〜Ｄ₄，Ｄ₅〜Ｄ₈に高耐圧のものを選定するか、あるいはスナバ回路などの過電圧吸収・抑制回路を設けなければならない。

しかしながら、高耐圧のダイオードは導通時のオン電圧が高いことから損失が増加し、また、コンデンサおよび抵抗などで構成されるスナバ回路も損失が発生することから、いずれも好ましい手段ではないというのが現状であった。また、サージ状に発生する過電圧はノイズの原因となって周辺機器の誤動作を招くことになる。

さらに、前述したように、負荷電圧Ｖ_Lの制御のため、パルス幅制御や位相シフト制御を行うと、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈の零電流スイッチングを実現することが困難となる。また、出力トランスＴ₁，Ｔ₂の一次側回路と二次側回路間で負荷への電力供給に寄与しない循環電流が発生することになり、この循環電流の発生によりＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が著しく低下する。

ここで、循環電流とは、出力トランスＴ₁，Ｔ₂の漏れインダクタンスの残留エネルギーが変換回路部１１０，１２０、出力トランスＴ₁，Ｔ₂、整流回路部２１０，２２０を通して出力トランスＴ₁，Ｔ₂の一次側回路（変換回路部１１０，１２０）と二次側回路（整流回路部２１０，２２０）との間で還流するものである。

そこで、本発明は本出願人が先に提案した特許文献に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータを改善したもので、その目的とするところは、過電圧の発生を抑止し、かつ、循環電流を抑制して電力変換効率を低下させることなく負荷電圧の制御を可能にし得るＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

前述の目的を達成するための技術的手段として、本発明は、対をなすスイッチング素子により直流電源の電源電圧を交流に変換する変換回路部を直流電源に対してｎ群設け、それらｎ群の各変換回路部の出力側に直列コンデンサおよび出力トランスを介して整流回路部を設け、それらｎ群の各整流回路部を並列に接続したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、整流回路部の出力段に電圧クランプ回路部を設け、電圧クランプ回路部は、整流回路部に接続されたクランプ用トランスを備え、第一のダイオードと第一のコンデンサからなる第一の直列回路を整流回路部に接続し、第二のダイオードと第二のコンデンサからなる第二の直列回路を第一のダイオードおよび第一のコンデンサの接続点とクランプ用トランスとの間に接続し、第三のダイオードを第二のダイオードおよび第二のコンデンサの接続点と整流回路部との間に接続した構成としたことを特徴とする。

本発明では、クランプ用トランスと、第一のダイオードおよび第一のコンデンサからなる第一の直列回路と、第二のダイオードおよび第二のコンデンサからなる第二の直列回路と、第三のダイオードとで構成された電圧クランプ回路部を整流回路部の出力段に設けたことにより、負荷電圧の制御時にパルス幅制御や位相シフト制御を行っても、電圧クランプ回路部は、変換回路部、出力トランス、整流回路部を通して出力トランスの一次側回路（変換回路部）と二次側回路（整流回路部）との間で還流する循環電流を、その出力トランスの一次側回路（変換回路部）と二次側回路（整流回路部）とに分離し、循環電流を急激に減衰させる。

その結果、出力トランスの一次側回路（変換回路部）では循環電流が急激に減衰し、出力トランスの二次側回路（電圧クランプ回路部）のみで循環電流が還流することになる。これにより、循環電流を抑制することができると共に、電圧クランプ回路部で循環電流が還流することにより過電圧の発生も抑止することができるので電力変換効率を低下させることなく負荷電圧の制御が可能となる。

なお、本発明における変換回路部としては、以下の回路構成が適用可能である。
・二対のスイッチング素子をフルブリッジ構成で接続し、前記直列コンデンサを出力トランスの一次側に接続した回路構成。
・二対のスイッチング素子をフルブリッジ構成で接続し、前記直列コンデンサを出力トランスの二次側に接続した回路構成。
・二対のスイッチング素子のうち、一対のスイッチング素子をコンデンサに置き換えることによりハーフブリッジ構成とし、前記直列コンデンサを出力トランスの一次側に接続した回路構成。
・二対のスイッチング素子のうち、一対のスイッチング素子をコンデンサに置き換えることによりハーフブリッジ構成とし、前記直列コンデンサを出力トランスの二次側に接続した回路構成。
・プッシュプルインバータで構成し、前記直列コンデンサを出力トランスの二次側に接続した回路構成。

本発明によれば、クランプ用トランスと、第一のダイオードおよび第一のコンデンサからなる第一の直列回路と、第二のダイオードおよび第二のコンデンサからなる第二の直列回路と、第三のダイオードとで構成された電圧クランプ回路部を整流回路部の出力段に設けたことにより、循環電流を抑制することができる。また、電圧クランプ回路部で循環電流が還流することにより過電圧の発生も抑止することができるので電力変換効率を低下させることなく負荷電圧の制御が可能となる。このようにして、循環電流の抑制により負荷電圧の制御が可能で高効率のＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。

本発明の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータで、電圧クランプ回路部のクランプ用トランスを整流回路部の正極側に設けた場合の回路図である。 １／６周期位相シフト時における各スイッチング素子のゲート信号を示すタイミングチャートである（負荷電圧の最大時でデッドタイムは省略）。 整流回路部の出力電圧、変換回路部の出力電圧、各スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流の波形図である（負荷電圧の最大時でゲート信号は図２参照）。 図３の変換回路部の出力電圧波形の１周期における各スイッチング素子のオンオフ状態を示す表である（負荷電圧の最大時でゲート信号は図２参照）。 １／３周期位相シフト時における各スイッチング素子のゲート信号を示すタイミングチャートである（負荷電圧の制御時でデッドタイムは省略）。 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおける電圧クランプ回路部の各部での電圧および電流を示す波形図である（負荷電圧の制御時で１／３周期位相シフト時）。 （Ａ）は従来および本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるゲート信号を示す波形図（負荷電圧の制御時）、（Ｂ）は従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける変換回路部の出力電圧および出力電流を示す波形図（負荷電圧の制御時）、（Ｃ）は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおける変換回路部の出力電圧および出力電流を示す波形図である（負荷電圧の制御時）。 １／２周期位相シフト時における各スイッチング素子のゲート信号を示すタイミングチャートである（負荷電圧の制御時でデッドタイムは省略）。 本発明の他の実施形態で、電圧クランプ回路部のクランプ用トランスを整流回路部の負極側に設けた場合の回路図である。 本発明の他の実施形態で、変換回路部をフルブリッジ構成とし、直列コンデンサを出力トランス二次側に挿入した構成を示す回路図である。 本発明の他の実施形態で、変換回路部をハーフブリッジ構成とし、直列コンデンサを出力トランス一次側に挿入した構成を示す回路図である。 本発明の他の実施形態で、変換回路部をハーフブリッジ構成とし、直列コンデンサを出力トランス二次側に挿入した構成を示す回路図である。 本発明の他の実施形態で、変換回路部にプッシュプルインバータを使用した構成を示す回路図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態を以下に詳述する。

図１に示す実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、二対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とＱ₃，Ｑ₄および二対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆とＱ₇，Ｑ₈（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ）をフルブリッジ構成で接続したｎ群、例えば二群の変換回路部１１，１２と、その変換回路部１１，１２の出力側に接続された二つの出力トランスＴ₁，Ｔ₂と、その出力トランスＴ₁，Ｔ₂の二次側出力に接続され、二対のダイオードＤ₁，Ｄ₂とＤ₃，Ｄ₄および二対のダイオードＤ₅，Ｄ₆とＤ₇，Ｄ₈からなる二群の整流回路部２１，２２と、その整流回路部２１，２２の出力段に設けられた電圧クランプ回路部３０とで構成されている。なお、電圧クランプ回路部３０の出力段には平滑コンデンサＣが設けられている。このＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、二群の変換回路部１１，１２は直流電源Ｅに対して並列に接続されている。

図２はこの実施形態の負荷電圧の最大時におけるＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₈をオンオフさせるゲート信号のタイミングチャート、図３は整流回路部２１，２２の出力電圧Ｖ₁，Ｖ₂、出力トランスＴ₁，Ｔ₂の一次側に印加される変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2、各スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₈のドレイン−ソース間電圧Ｖ_dsおよびドレイン電流Ｉ_dの波形図である。

このＤＣ−ＤＣコンバータでは、図２のタイミングチャートで示すように変換回路部１１，１２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄とＱ₂，Ｑ₃およびスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₈とＱ₆，Ｑ₇を交互にオンオフさせて交流波形出力を得る。この変換回路部１１，１２の交流波形出力を出力トランスＴ₁，Ｔ₂により変成し、その出力トランスＴ₁，Ｔ₂の二次側出力を整流回路部２１，２２により整流することにより、所望の直流電圧を生成する。

二群の変換回路部１１，１２では、図２のタイミングチャートで示すように一方の変換回路部１１で二対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とＱ₃，Ｑ₄のうち、一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂（スイッチング素子Ｑ₂はスイッチング素子Ｑ₁の反転）に対して一対のスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄（スイッチング素子Ｑ₃はスイッチング素子Ｑ₄の反転）のスイッチング位相を１／３ｎ周期、例えば１／６周期遅らせる。また、変換回路部１１と１２間で対応するスイッチング素子Ｑ₁とＱ₅，Ｑ₂とＱ₆，Ｑ₃とＱ₇，Ｑ₄とＱ₈について、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ₅〜Ｑ₈（スイッチング素子Ｑ₆，Ｑ₈はスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₇の反転）のスイッチング位相をスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄に対して１／２ｎ周期、例えば１／４周期遅らせる。さらに、他方の変換回路部１２で二対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆とＱ₇，Ｑ₈のうち、一対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆（スイッチング素子Ｑ₆はスイッチング素子Ｑ₅の反転）に対して一対のスイッチング素子Ｑ₇，Ｑ₈（スイッチング素子Ｑ₇はスイッチング素子Ｑ₈の反転）のスイッチング位相を１／６周期遅らせる。

変換回路部１１，１２のスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈は、図３に示すようなドレイン−ソース間電圧Ｖ_dsおよびドレイン電流Ｉ_dでもってスイッチング動作する（図４の表参照）。ここで、図４の表は、各スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈の電流値の変化・推移を示す。負荷に一定電力を供給、つまり定電圧出力のもとで一定電流を供給するため、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈からの出力電流の合計は、いずれのタイミングにおいても電流値１ｐｕとなる。すなわち、いずれかのタイミングで一方の変換回路部１１のスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄からの出力電流が０→１ｐｕに変化していれば、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ₅〜Ｑ₈からの出力電流は１→０ｐｕに変化している。また、別のタイミングで一方の変換回路部１１のスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄からの出力電流が１ｐｕであれば、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ₅〜Ｑ₈からの出力電流は０ｐｕである。

なお、区間ｔ₁〜ｔ₈は、０＜ｔ₁≦１／４・Ｔ、０≦ｔ₂＜１／４・Ｔ、０＜ｔ₃≦１／４・Ｔ、０≦ｔ₄＜１／４・Ｔ、０＜ｔ₅≦１／４・Ｔ、０≦ｔ₆＜１／４・Ｔ、０＜ｔ₇≦１／４・Ｔ、０≦ｔ₈＜１／４・Ｔの条件の範囲内で自由に変更可能である。この８つの条件はｏｒ条件であるが、ｔ₁＋ｔ₂＋ｔ₃＋ｔ₄＋ｔ₅＋ｔ₆＋ｔ₇＋ｔ₈＝Ｔを満たすことが必要である。電流が増減する区間ｔ₁，ｔ₃，ｔ₅，ｔ₇は回路定数により波形が異なるので、実際上、スイッチング損失が発生しない範囲に限られる。

各スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈のスイッチング動作により、変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2（図３の最上段から二番目）に出力トランスＴ₁，Ｔ₂の変成比をかけてその絶対値をとったもの、つまり、出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2の波形を零点で折り返したもの（図３の最上段）が、出力トランスＴ₁，Ｔ₂の二次側電圧を整流回路部２１，２２により整流した結果として得られる出力電圧Ｖ₁，Ｖ₂となる。この整流回路部２１，２２の出力電圧Ｖ₁，Ｖ₂を転流により最も電圧値の高いところでトレースすることにより負荷電圧Ｖ_Lが生成される。この転流は、図３の矢印で示すタイミングでもって、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄→スイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₈→スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃→スイッチング素子Ｑ₆，Ｑ₇→スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄の順で繰り返し行われる。

この変換回路部１１，１２では、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂に対してスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄を１／６周期遅らせたタイミングでオンオフさせ、また、スイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆をスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂に対して１／４周期遅らせたタイミングでオンオフさせ、さらに、スイッチング素子Ｑ₇，Ｑ₈をスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆に対して１／６周期遅らせたタイミングでオンオフさせる。

この実施形態では、各変換回路部１１，１２の出力側と出力トランスＴ₁，Ｔ₂の一次側との間に直列コンデンサＣ₁，Ｃ₂が挿入接続されている。これにより、変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2の平坦部にドループ（傾き）をつけ、立ち上がり部分の高い電圧波形とすることで、転流タイミング時の前後で電圧差を大きくして転流動作を確実に行う。また、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈のオンオフタイミングを前述したようにずらすことにより、整流回路部２１，２２の出力電圧Ｖ₁，Ｖ₂に電圧の差異による前述のような転流が生じてスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₈の電流が制御される。そのため、ドレイン電流Ｉ_dが流れながら同時にドレイン−ソース間電圧Ｖ_dsが印加されている状態がなくなるのでスイッチング損失が発生することはなく、理想的な零電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero Current Switching）を実現している。

また、転流のタイミングを決定するのは、転流のトリガとなっているスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄，Ｑ₇，Ｑ₈であるが、これらのスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄，Ｑ₇，Ｑ₈は、ゲート信号Ｇが付与されてターンオンしてもドレイン電流Ｉ_dが出力トランスＴ₁，Ｔ₂の漏れインダクタンスのために転流後瞬時にピーク電流に達するのではなく、電流の立ち上がりが抑制されることから、ターンオンスイッチング損失が発生することはない。

このＤＣ−ＤＣコンバータは、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成回路（図１４参照）に加えて、負荷電圧の制御時に発生し、出力トランスＴ₁，Ｔ₂において負荷への電力供給に寄与しない循環電流を抑制するための電圧クランプ回路部３０を整流回路部２１，２２の出力段に設けている。この電圧クランプ回路部３０は、図１に示すように、クランプ用トランスＴ_Xと、第一のダイオードＤ_X1および第一のコンデンサＣ_X1からなる第一の直列回路３１と、第二のダイオードＤ_X2および第二のコンデンサＣ_X2からなる第二の直列回路３２と、第三のダイオードＤ_X3とで構成されている。

クランプ用トランスＴ_Xは、整流回路部２１，２２の正極側に設けられ、出力トランスＴ₁，Ｔ₂の二次側回路（整流回路部２１，２２）に電圧が発生しても電流が流れなければ、その励磁インダクタンスが平滑リアクトルとして機能する。第一の直列回路３１は、整流回路部２１，２２の正極側と負極側との間に設けられ、第一のダイオードＤ_X1のカソードが整流回路部２１，２２の正極側に接続され、第一のコンデンサＣ_X1が整流回路部２１，２２の負極側に接続されている。第二の直列回路３２は、第一のダイオードＤ_X1および第一のコンデンサＣ_X1の接続点Ｍとクランプ用トランスＴ_Xとの間に設けられ、第二のダイオードＤ_X2のカソードが前述の接続点Ｍに接続され、第二のコンデンサＣ_X2がクランプ用トランスＴ_Xの二次側に接続されている。第三のダイオードＤ_X3は、第二のダイオードＤ_X2および第二のコンデンサＣ_X2の接続点Ｎと整流回路部２１，２２の負極側との間に設けられ、カソードが前述の接続点Ｎに接続されている。

ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に太陽電池などの直流電源Ｅを接続した場合、その太陽電池による入力電圧の変動により負荷電圧Ｖ_Lがそのまま変動することになり、負荷電圧Ｖ_Lの安定化を図ることが困難となるため、その負荷電圧Ｖ_Lを制御する必要がある。そこで、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とＱ₃，Ｑ₄のスイッチング位相、スイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆とＱ₇，Ｑ₈のスイッチング位相をずらすこと（位相シフト制御）により、負荷電圧Ｖ_Lを制御する場合を以下に説明する。

図５は各スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₈をオンオフさせるゲート信号のタイミングチャートで、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈のスイッチング位相を１／６周期（図２参照）から１／３周期にずらした場合（１／３周期位相シフト）を示す。図６では、変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2、整流回路部２１，２２の出力電圧Ｖ_Aおよび出力電流Ｉ_A、負荷電圧Ｖ_L、クランプ用トランスＴ_Xの一次側電圧Ｖ_TX1および二次側電圧Ｖ_TX2、第一のダイオードＤ_X1、第一のコンデンサＣ_X1、第二のコンデンサＣ_X2および第三のダイオードＤ_X3に流れる電流Ｉ_DX1，Ｉ_CX1，Ｉ_CX2，Ｉ_DX3、第一のコンデンサＣ_X1および第二のコンデンサＣ_X2にかかる電圧Ｖ_CX1，Ｖ_CX2の波形図であり、この電圧クランプ回路部３０の動作を図中の区間Ｓ₁〜Ｓ₄ごとに分けて説明する。
［区間Ｓ₁］

負荷電圧Ｖ_Lを下げるために位相シフト制御によりスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈のスイッチング位相を１／３周期にずらして変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2のパルス幅を狭くしていくと、その変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2が共に零となる期間が現れるようになる。区間Ｓ₁では、変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2が共に零となり、整流回路部２１，２２の出力電流Ｉ_Aが減少に転じる。すると、クランプ用トランスＴ_Xの一次側に図１矢印方向と逆極性の一次側電圧Ｖ_TX1が発生し、整流回路部２１，２２の出力電圧Ｖ_Aも低下する。この出力電圧Ｖ_Aが第一のコンデンサＣ_X1の電圧Ｖ_CX1よりも低くなった時点で、第一のダイオードＤ_X1が導通して第一のコンデンサＣ_X1の電荷が第一のダイオードＤ_X1を通じて放電される。この第一のコンデンサＣ_X1の放電電流が出力電流Ｉ_Aに代わってクランプ用トランスＴ_Xの一次側電流となり、第一のコンデンサＣ_X1−第一のダイオードＤ_X1−クランプ用トランスＴ_Xの一次側巻線−平滑コンデンサＣを経る閉ループが形成されて出力電流Ｉ_Aが急速に減衰する。

この電圧クランプ回路部３０で形成された閉ループでの循環電流の還流により、負荷電圧の制御時に、出力トランスＴ₁，Ｔ₂の一次側回路（変換回路部１１，１２）と二次側回路（整流回路部２１，２２）との間で還流する循環電流を急激に減衰させることで、変換回路部１１，１２の循環電流も急激に減衰する。これにより、循環電流を抑制することができる。また、電圧クランプ回路部３０で循環電流が還流することにより過電圧の発生も抑止することができるので電力変換効率を低下させることなく負荷電圧Ｖ_Lの制御が可能となる。

図７は従来のＤＣ−ＤＣコンバータ（電圧クランプ回路部なし）と本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ（電圧クランプ回路部あり）とを比較したもので、（Ａ）は従来および本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄のゲート信号、（Ｂ）は従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける変換回路部１１０の出力電圧Ｖ_T1および整流回路部２１０の出力電流Ｉ_Aを示す（図１３参照）。また、（Ｃ）は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおける変換回路部１１の出力電圧Ｖ_T1および整流回路部２１の出力電流Ｉ_Aを示す。なお、図７（Ａ）に示すゲート信号は、従来の場合と本発明の場合で同じであり、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄のスイッチング位相を１／３周期にずらした場合（１／３周期位相シフト）を例示している。

図７（Ｂ）に示すように、従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、変換回路部１１０の出力電圧Ｖ_T1が零になると、整流回路部２１０の出力電流Ｉ_Aは緩やかにしか減少せず、この時、循環電流（図中斜線部分）が流れる。これに対して、図７（Ｄ）に示すように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、変換回路部１１の出力電圧Ｖ_T1が零になると、整流回路部２１の出力電流Ｉ_Aが急激な減少に転じることで、循環電流が抑制されている〔図７（Ｂ）中の斜線部分なし〕。第一のコンデンサＣ_X1の放電電流の減衰に伴って、第一のコンデンサＣ_X1の電圧Ｖ_CX1が低下してクランプ用トランスＴ_Xの一次側電圧Ｖ_TX1の振幅が増加し（極性は図１矢印方向と逆）、これと同時にクランプ用トランスＴ_Xの二次側電圧Ｖ_TX2の振幅も増加する（極性は図１矢印方向）。
［区間Ｓ₂］

このクランプ用トランスＴ_Xの二次側電圧Ｖ_TX2と第二のコンデンサＣ_X2の電圧Ｖ_CX2の合計電圧が負荷電圧Ｖ_Lを超えた時点で（Ｖ_TX2＋Ｖ_CX2＞Ｖ_L）、第三のダイオードＤ_X3が導通し、第三のダイオードＤ_X3−第二のコンデンサＣ_X2−クランプ用トランスＴ_Xの二次側巻線−平滑コンデンサＣの経路で第二のコンデンサＣ_X2が放電する。この第二のコンデンサＣ_X2の容量を十分に大きく選定すれば、第二のコンデンサＣ_X2の電圧Ｖ_CX2は放電中も略一定になるので、放電中の第二のコンデンサＣ_X2の電圧は負荷電圧Ｖ_Lによって決まる略一定の電圧でクランプされる。
［区間Ｓ₃］

前述した区間Ｓ₁，Ｓ₂では変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2が零であるが、その変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1あるいはＶ_T2（図６ではＶ_T2）が発生すると、クランプ用トランスＴ_Xの一次側に図１矢印方向と同極性の電圧Ｖ_TX1が印加され、その二次側には図１矢印方向と逆極性の電圧Ｖ_TX2が現出する。このクランプ用トランスＴ_Xの二次側電圧Ｖ_TX2と第二のコンデンサＣ_X2の電圧Ｖ_CX2と第一のコンデンサＣ_X1の電圧Ｖ_CX1の合計電圧が負荷電圧Ｖ_Lを下回った時点で（Ｖ_TX2＋Ｖ_CX2＋Ｖ_CX1＜Ｖ_L）、第二のダイオードＤ_X2が導通し、クランプ用トランスＴ_Xの一次側巻線−二次側巻線−第二のコンデンサＣ_X2−第二のダイオードＤ_X2−第一のコンデンサＣ_X1の経路で第一のコンデンサＣ_X1と第二のコンデンサＣ_X2を充電する。つまり、整流回路部２１，２２の出力電流Ｉ_Aは、クランプ用トランスＴ_Xの負荷側で、負荷への電流と、クランプ用トランスＴ_Xの二次側巻線へ回り込んで第一のコンデンサＣ_X1と第二のコンデンサＣ_X2を充電する充電電流とに分流する。

この時、クランプ用トランス_TXの一次側に発生する電圧Ｖ_TX1は負荷電圧Ｖ_Lに加算されて整流回路部２１，２２のダイオードＤ₁〜Ｄ₄，Ｄ₅〜Ｄ₈に印加される電圧となるため、過電圧の発生を抑制する必要がある。この電圧クランプ回路部３０では、クランプ用トランスＴ_Xの一次側に過電圧が発生しようとすると、クランプ用トランスＴ_Xの二次側で第一のコンデンサＣ_X1と第二のコンデンサＣ_X2の充電電流が流れ、クランプ用トランスＴ_Xの二次側電圧Ｖ_TX2と第二のコンデンサＣ_X2の電圧Ｖ_CX2と第一のコンデンサＣ_X1の電圧Ｖ_CX1の合計電圧が負荷電圧Ｖ_Lを超えないようにクランプされる。これにより、クランプ用トランスＴ_Xの一次側電圧Ｖ_TX1もクランプされ、整流回路部２１，２２に過電圧が発生することを抑制する。なお、この過電圧の抑制レベルはクランプ用トランスＴ_Xの変成比によって決めることができる。

この電圧クランプ回路部３０の動作中、つまり、第一のコンデンサＣ_X1と第二のコンデンサＣ_X2の充電中には、クランプ用トランスＴ_Xの一次側電流に対して変成比に応じた二次側電流が流れているので、クランプ用トランスＴ_Xがリアクトルとして機能しないため、直列コンデンサＣ₁，Ｃ₂、出力トランスＴ₁，Ｔ₂の漏れインダクタンス、第一のコンデンサＣ_X1および第二のコンデンサＣ_X2の共振で決まる正弦波（半波）状の電流が充電電流として流れる。なお、変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2が出力トランスＴ₁，Ｔ₂の一次側に印加された後に電流Ｉ_C1，Ｉ_C2が流れ始めることから、変換回路部１１，１２のスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈におけるターンオンは理想的な零電流スイッチングＺＣＳが実現されていることがわかる。
［区間Ｓ₄］

前述した区間Ｓ₃で第一のコンデンサＣ_X1と第二のコンデンサＣ_X2の充電が完了してクランプ用トランスＴ_Xの二次側電流も停止すると、電圧クランプ回路部３０の動作も停止し、クランプ用トランスＴ_Xの励磁インダクタンスが平滑リアクトルＬとして機能する。この区間Ｓ₄の経過後、変換回路部１１，１２の出力電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2が共に零となって区間Ｓ₁に戻ることになる。

以上では、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄，Ｑ₅〜Ｑ₈のスイッチング位相を１／３周期にずらした場合（１／３周期位相シフト）について、電圧クランプ回路部３０の動作を区間Ｓ₁〜Ｓ₄ごとに説明したが、図２に示すように、そのスイッチング位相を１／６周期にずらした場合（１／６周期位相シフト）には、変換回路部１１，１２の電圧Ｖ_T1，Ｖ_T2が出力トランスＴ₁，Ｔ₂の一次側に印加され続けているため、電圧クランプ回路部３０は動作せず、従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける動作および作用効果を現出する。つまり、第一、第二のコンデンサＣ_X1，Ｃ_X2および第一〜第三のダイオードＤ_X1〜Ｄ_X3に電流が流れることはない。

また、スイッチング位相を１／３周期から減少させると、１／３周期位相シフト時の区間Ｓ₄の割合がさらに増加し、区間Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃の割合が相対的に減少して、最終的に、１／６周期位相シフト時（従来のＤＣ−ＤＣコンバータ）の動作となる。

さらに、スイッチング位相を１／３周期から増加させると、１／３周期位相シフト時の区間Ｓ₄の割合が減少して最終的に消失し、区間Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃のみとなる。電圧クランプ回路部３０の動作は区間Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃で行われるため、最終的に、図８に示すように１／２周期位相シフト時に至るまで維持される。

以上で説明した実施形態では、電圧クランプ回路部３０のクランプ用トランスＴ_Xを整流回路部２１，２２の正極側に設けた場合について説明したが、図９に示すようにクランプ用トランスＴ_Xを整流回路部２１，２２の負極側に設けることも可能である。また、各実施形態では、変換回路部１１，１２を二対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とＱ₃，Ｑ₄および二対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆とＱ₇，Ｑ₈をフルブリッジ構成で接続し、各変換回路部１１，１２の出力側と出力トランスＴ₁，Ｔ₂の一次側との間に、直列コンデンサＣ₁，Ｃ₂を挿入接続した回路構成を例示したが、以下の回路構成にも適用することも可能である。なお、以下の回路構成では、クランプ用トランスＴ_Xを整流回路部２１，２２の正極側に設けた場合を例示するが、前述したようにクランプ用トランスＴ_Xを整流回路部２１，２２の負極側に設けることも可能である。

図１０に示すように、変換回路部１１，１２を二対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とＱ₃，Ｑ₄および二対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆とＱ₇，Ｑ₈をフルブリッジ構成で接続し、出力トランスＴ₁，Ｔ₂の二次側と各整流回路部２１，２２の入力側との間に、直列コンデンサＣ₁，Ｃ₂を挿入接続した回路構成が可能である。

図１１に示すように、二群の変換回路部１１，１２において、転流のタイミングを決定するため、転流のトリガとなっているのは一対のスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄および一対のスイッチング素子Ｑ₇，Ｑ₈であることから、それら以外の一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂および一対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆をコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂およびＣ₁₅，Ｃ₁₆に置き換えてハーフブリッジ構成とした変換回路部１１’，１２’とし、直列コンデンサＣ₁，Ｃ₂を出力トランスＴ₁，Ｔ₂の一次側に設けた回路構成とすることも可能である。なお、直列コンデンサＣ₁，Ｃ₂は、一対のコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂の中点と出力トランスＴ₁，Ｔ₂の一次側との間に接続したが、一対のスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄の中点と出力トランスＴ₁，Ｔ₂の一次側との間に接続することも可能である。

図１２に示すように、二群の変換回路部１１，１２において、一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂および一対のスイッチング素子Ｑ₅，Ｑ₆をコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂およびＣ₁₅，Ｃ₁₆に置き換えてハーフブリッジ構成とした変換回路部１１’，１２’とし、直列コンデンサＣ₁，Ｃ₂を出力トランスＴ₁，Ｔ₂の二次側に設けた回路構成とすることも可能である。

また、直列コンデンサＣ₁，Ｃ₂を出力トランスＴｒ₁，Ｔｒ₂の二次側に接続することが可能であることから、図１３に示すように各変換回路部１１''，１２''をプッシュプルインバータで構成するようにしてもよい。

このプッシュプルインバータで構成された変換回路部１１''，１２''は、同図に示すように、直流電源Ｅの一端とトランスＴ₁₁，Ｔ₁₂との間に一対のスイッチング素子Ｑ₁₁とＱ₁₂，Ｑ₁₃とＱ₁₄を接続すると共に、直流電源Ｅの他端とトランスＴ₁₁，Ｔ₁₂の中間タップとを接続した回路構成を具備する。なお、直列コンデンサＣ₁，Ｃ₂はトランスＴ₁₁，Ｔ₁₂の二次側に接続される。このように各変換回路部１１''，１２''にプッシュプルインバータを使用することにより、回路の簡素化および部品点数の削減による低コスト化を図ることができる。

なお、以上の実施形態では、二群の変換回路部１１，１２を直流電源Ｅに対して並列に接続した構成を例示したが、これら二群の変換回路部１１，１２を直流電源Ｅに対して直列に接続することも可能である。

本発明は前述した実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、さらに種々なる形態で実施し得ることは勿論のことであり、本発明の範囲は、特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲に記載の均等の意味、および範囲内のすべての変更を含む。

１１，１２ 変換回路部
２１，２２ 整流回路部
３０ 電圧クランプ回路部
３１ 第一の直列回路
３２ 第二の直列回路
Ｃ₁，Ｃ₂ 直列コンデンサ
Ｃ_X1 第一のコンデンサ
Ｃ_X2 第二のコンデンサ
Ｄ_X1 第一のダイオード
Ｄ_X2 第二のダイオード
Ｄ_X3 第三のダイオード
Ｅ 直流電源
Ｑ₁〜Ｑ₈ スイッチング素子
Ｔ₁，Ｔ₂ 出力トランス
Ｔ_X クランプ用トランス

Claims (6)

1. 対をなすスイッチング素子により直流電源の電源電圧を交流に変換する変換回路部を前記直流電源に対してｎ群設け、それらｎ群の各変換回路部の出力側に直列コンデンサおよび出力トランスを介して整流回路部を設け、それらｎ群の各整流回路部を並列に接続したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記整流回路部の出力段に電圧クランプ回路部を設け、前記電圧クランプ回路部は、前記整流回路部に接続されたクランプ用トランスを備え、第一のダイオードと第一のコンデンサからなる第一の直列回路を前記整流回路部に接続し、第二のダイオードと第二のコンデンサからなる第二の直列回路を前記第一のダイオードおよび第一のコンデンサの接続点と前記クランプ用トランスとの間に接続し、第三のダイオードを前記第二のダイオードおよび第二のコンデンサの接続点と前記整流回路部との間に接続した構成としたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記変換回路部は、二対のスイッチング素子をフルブリッジ構成で接続し、前記直列コンデンサを出力トランスの一次側に接続した請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記変換回路部は、二対のスイッチング素子をフルブリッジ構成で接続し、前記直列コンデンサを出力トランスの二次側に接続した請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記変換回路部は、二対のスイッチング素子のうち、一対のスイッチング素子をコンデンサに置き換えることによりハーフブリッジ構成とし、前記直列コンデンサを出力トランスの一次側に接続した請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記変換回路部は、二対のスイッチング素子のうち、一対のスイッチング素子をコンデンサに置き換えることによりハーフブリッジ構成とし、前記直列コンデンサを出力トランスの二次側に接続した請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記各変換回路部をプッシュプルインバータで構成し、前記直列コンデンサを出力トランスの二次側に接続した請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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