JP2004056971A - Dc−dcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【解決手段】直流電源2からの直流信号をフルブリッジ型のインバータ4が高周波信号に変換する。高周波信号が変圧器12の一次側に供給される。変圧器12の二次側に誘起された高周波信号を整流回路14が整流し、その整流出力を整流出力端子14pから電源出力端子18pに流し、電源出力端子18nから整流出力端子14nに帰還させる。整流出力端子14pと電源端子18pとの間にリアクトル20が介在し、整流出力端子18pとリアクトル20との接続点にリアクトル22の一端が接続されている。リアクトル22の他端にダイオード24のカソードを接続し、アノードを整流出力端子18nに接続している。リアクトル20、22が磁気的に密に結合されている。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば直流安定化電源、バッテリー充電器、直流無停電電源装置、燃料電池発電ポストレギュレータ、金属表面処理用電源、プラズマ切断用電源、アーク溶接機等の電源に使用されるDC−DCコンバータに関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、上記のDC−DCコンバータとしては、例えば特開平6−14544号公報に開示されているようなものがある。これは、直流電源を半導体スイッチング素子構成のブリッジ回路により交流に変換し、この交流を出力トランスの一次巻線に供給し、出力トランスの二次巻線出力を可飽和リアクトルを介して整流器に供給し、整流器の出力をチョークインプット回路構成の2次側平滑回路フィルタによって平滑して直流出力を生成するものである。更に、上記ブリッジ回路の各ブリッジ辺を、半導体スイッチング素子にダイオードを逆並列に接続すると共に、コンデンサも並列に接続することによって、形成してある。2次側平滑フィルタは、タップを有する平滑リアクトルを有している。そのタップに整流器の出力が供給され、平滑リアクトルの一端が一方の出力端子に接続されている。平滑リアクトルの他端と他方の出力端子との間に、フライホイールダイオードが接続されている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
上記のDC−DCコンバータでは、スイッチング損失が小さく、スイッチング素子やトランスの導通損失も小さいという特徴を持っている。しかし、可飽和リアクトルを使用しているので、コンバータを大容量化したり、スイッチング素子のスイッチング周波数を高くしたりした場合、可飽和リアクトルの発熱の問題が生じる。また、大容量化に伴い大型の可飽和リアクトルを使用しなければならないので、コストが高くなるという問題が生じる。
【0004】
本発明は、可飽和リアクトルを使用しなくても、スイッチング損失の増加を最小限に止め、回路の簡素化、小型化、低コスト化を図ったDC−DCコンバータを提供することを目的とする。
【0005】
【課題を解決するための手段】
本発明によるDC−DCコンバータは、直流電源を有している。この直流電源は、例えば商用交流電源を整流、平滑する回路によって構成することができる。
この直流電源からの直流信号を高周波信号にフルブリッジ型のインバータが、変換する。フルブリッジ型のインバータは、例えば複数の半導体スイッチング素子を各辺に有している。半導体スイッチング素子は、例えば第1及び第2の端子と制御端子とを有し、第1及び第2の端子間に所定の方向性に電圧が印加されている状態において、制御端子に制御信号が供給されているとき、導通し、具体的には、IGBT、FETまたはバイポーラトランジスタ等からなる。各半導体スイッチング素子には、逆並列に環流用のダイオードを接続することもできるし、更にコンデンサも接続することができる。インバータからの高周波信号が変成器の一次側に供給される。変成器は、漏れインダクタンスと、励磁インダクタンスとを備えたものとすることができる。変成器の二次側に誘起された高周波信号は、整流手段によって整流される。この整流手段は、2つの整流出力端子を有し、整流信号を一方の整流出力端子から一方の電源出力端子に流し、他方の電源出力端子から他方の整流出力端子に帰還させる。整流手段としては、例えば変成器の二次側巻線の両端を同一の方向性とされた2つのダイオードで一方の整流出力端子に接続し、二次側巻線の中間タップを他方の整流出力端子に接続したものを使用することができる。或いは、変成器の二次側にフルブリッジ型に接続した4つのダイオードによって構成することもできる。この場合、2次巻線の両端に直列に第1及び第2のダイオードが接続され、更に2次巻線の両端に直列に第3及び第4のダイオードが接続され、第1及び第2のダイオードの接続点と、第3及び第4のダイオードの接続点とが、整流出力端子とされる。一方の整流出力端子と一方の電源端子との間に第1のリアクトルが介在する。一方の整流出力端子と第1のリアクトルとの接続点に第2のリアクトルの一端が接続されている。第2のリアクトルの他端と前記他方の整流出力端子との間に、前記他方の出力端子から第2のリアクトルに向かって電流が流れる方向性に単方向性電流通過素子、例えばダイオードが接続されている。第1及び第2のリアクトルは磁気的に密に結合されている。例えばそれぞれが、同一コアに密に結合されている。
【0006】
前記インバータは、前記直流電源の両端間に直列に接続された第1及び第2の半導体スイッチング素子と、前記直流電源の両端間に直列に接続された第3及び第4の半導体スイッチング素子とを、具備することができる。第1及び第2の半導体スイッチング素子は、短いデッドタイミングを挟んで交互にオンされ、第3及び第4の半導体スイッチング素子は、第1の半導体スイッチング素子がオンの時に、第4の半導体スイッチング素子がオンとなり、第2の半導体スイッチング素子がオンの時に、第3の半導体スイッチング素子がオンとなるように、短いデッドタイミングを挟んで交互にオンされる。
【0007】
このように構成されたDC−DCコンバータでは、インバータの半導体スイッチング素子を介して直流電源から電流が変成器の一次巻線に流れていない状態において、整流出力手段の2つの整流出力端子間の電圧が、2つの電源出力端子間の電圧を第1及び第2のリアクトルによって分圧された電圧に等しくなったとき、単方向性電流通過素子が導通し、第1及び第2のリアクトル、単方向性電流通過素子の間で電流が環流する。この環流電流は徐々に減少していく。これに伴って、変成器の一次巻線を環流する電流も減少する。
【0008】
【発明の実施の形態】
本発明の第1の実施の形態のDC−DCコンバータを図1乃至図3を参照して説明する。このDC−DCコンバータは、図1に示すように、直流電源2を有している。この直流電源2は、例えば商用交流電源からの商用交流電圧を整流回路によって整流し、かつ、平滑回路によって平滑することによって構成することができる。
【0009】
この直流電源の両出力端子2P、2N間にインバータ4が接続されている。このインバータ4は、フルブリッジ型のもので、4つの半導体スイッチング素子、例えばIGBT6a乃至6dを有している。これらIGBT6a乃至6dは、2つの端子、例えばコレクタ、エミッタを有し、コレクタ側がエミッタ側よりも正の電位にある状態において、制御端子、例えばゲートに制御信号が供給されている期間、導通するものである。IGBT6aのコレクタは、出力端子2Pに接続され、そのエミッタは、IGBT6bのコレクタに接続されている。IGBT6bのエミッタは、出力端子2Nに接続されている。同様に、IGBT6cのコレクタは、出力端子2Pに接続され、そのエミッタは、IGBT6dのコレクタに接続されている。IGBT6dのエミッタは出力端子2Nに接続されている。
【0010】
IGBT6a乃至6dのコレクタ、エミッタ間には、逆並列にダイオード8a乃至8dが接続されている。即ち、電位が高くなるコレクタ側に各ダイオード8a乃至8dのカソードが、電位が低くなるエミッタ側に各ダイオード8a乃至8dのアノードが、接続されている。さらに、これらダイオード8a乃至8dに並列にコンデンサ10a乃至10dが接続されている。これらコンデンサ10a乃至10dとしては、例えばIGBT8a乃至8dが、コレクタ、エミッタ間に有する寄生容量を使用することができる。
【0011】
図示していないが、各IGBT6a乃至6dのゲートには、制御回路から駆動信号が供給され、これに応じてIGBT6a乃至6dは、オンオフ制御される。
【0012】
IGBT6aのエミッタとIGBT6bのコレクタとの接続点、即ち、インバータ4の一方の出力端子4aは、変成器、例えば変圧器12の一次巻線12pの一端に接続されている。同様に、IGBT6cのエミッタとIGBT6dのコレクタとの接続点、即ちインバータ4の他方の出力端子4bは、変圧器12の一次巻線12pの他端に接続されている。
【0013】
変圧器12の二次巻線12sの一端には、整流出力手段、例えば整流回路14の一部を構成するダイオード14bのアノードが接続されている。同様に二次巻線12の他端には、整流回路14の残りの部分を構成するダイオード14aのアノードが接続されている。ダイオード14a、14bのカソードが互いに接続され、整流回路14の一方の出力端子14pに接続されている。また、変圧器12の二次巻線12sの中間タップ12tは、整流回路14の他方の出力端子14nに接続されている。
【0014】
2つの整流出力端子14p、14nの間に平滑フィルタ16が接続されている。この平滑フィルタ16は、整流出力端子14pと電源出力端子18pとの間に接続された第1のリアクトル20を有している。第1のリアクトル20の一端と整流出力端子14pとの接続点に、第2のリアクトル22の一端が接続されている。この第2のリアクトル22の他端に、単方向性電流通過素子、例えばダイオード24のカソードが接続され、アノードが整流出力端子14nに接続されている。さらに、電源出力端子18p、18nの間に平滑用のコンデンサ26が接続されている。このコンデンサ26は、アーク溶接機やプラズマ切断機の電源として、このDC−DCコンバータを使用する場合には、不要である。なお、リアクトル20、22は、磁気的に密に結合されており、例えば同一の鉄心上に接近して配置されて、構成されている。電源出力端子18p、18nの間には、負荷28が接続されている。
【0015】
なお、図2に示すように、変圧器12には、一次側に励磁インダクタンス12Lpと、漏洩インダクタンス12Lsとが存在している。以下、図3を参照しながら、このDC−DCコンバータの動作を説明するが、この動作では、これら励磁インダクタンス12Lpと漏洩インダクタンス12Lsとが考慮されている。
【0016】
図3(a)乃至(d)に示すVga乃至Vgdは、IGBT6a乃至6dに印加される駆動信号を表している。VgaとVgbは、IGBT6aと6bとが共に短い期間オフとなるデッドタイムtdaを隔てて交互にIGBT6aと6dとがオンするように供給されている。同様にVgcとVgdも、IGBT6cと6dとが共に短い期間オフとなるデッドタイムtdbを隔てて交互にIGBT6cと6dとがオンするように供給されている。但し、VgaとVgdとが共にIGBT6aと6dとに供給され、VgbとVgcとが共にIGBT6bと6cとに供給される期間がある。
【0017】
時刻toの直前ではIGBT6a、6dに駆動信号VgaとVgdとが供給され、IGBT6a、6dがオンしている。その結果、図3(m)に示す変圧器12の一次側電流iは、直流電源2、IGBT6a、変圧器12の一次巻線12p、IGBT6dを介して流れている。このとき、変圧器12の二次巻線12s側では、ダイオード14aが導通しており、リアクトル20を介して負荷28に電流が流れている。ダイオード14b、24は逆バイアスされており、オフである。
【0018】
時刻t0において、図3(a)に示すように、IGBT6aをターンオフさせると、変圧器12の一次側電流iは、コンデンサ10aを充電する電流と、コンデンサ10bから放電される電流として供給される。図3(e)に示すように、コンデンサ10aの充電は、スナバ効果によって緩やかに行われるので、IGBT6aのターンオフ損失は小さい。
【0019】
コンデンサ10aの充電が行われている途中の時刻t1において、図3(o)に示すように、変圧器12の二次側整流電圧Vdが、NLEoに達すると、リアクトル20、22が密に結合しているので、ダイオード24が導通する。NLは、n2/(n1+n2)で、n1は、リアクトル20の巻数、n2はリアクトル22の巻数である。Eoは、負荷28の両端間電圧である。リアクトル20に蓄積されたエネルギーに基づく電流は、リアクトル20、負荷28、ダイオード24、リアクトル22を流れ始める。この電流は徐々に減少していく。同時に、変圧器12の一次巻線12pに流れる電流iも、図3(m)に示すように、di/dt=−NtVd/Ls=−NtNLEo/Lsの傾きで減少していく。Ntは、変圧器12の巻数比(一次巻数/二次巻数)である。
【0020】
コンデンサ10aの充電が更に進み、時刻t2において図3(e)に示すように直流電源2の電圧Eに到達すると、ダイオード8bが導通する。変圧器12の一次巻線12pを流れる電流iは、IGBT6d、ダイオード8bを流れる。このとき、一次巻線12pの両端間電圧Vabは、図3(n)に示すように零となる。
【0021】
このようにダイオード8bが導通している期間中である時刻t3にIGBT6bのゲートに駆動信号が供給されている。この時刻t3と、IGBT6aへの駆動信号の供給が絶たれた時刻t1との間には、予め定めた時間tdaがある。一次巻線12pの両端間電圧Vabが零になったことにより、ダイオード14aを流れる電流が零になり、ダイオード14aが非導通状態になり、変圧器12の二次巻線12sの電流は零となる。これによって、リアクトル20からの全電流は、ダイオード24、リアクトル22を環流する。また、変圧器12の一次巻線12pを流れる電流iは、変圧器12の励磁電流成分のみなる。そのため、ダイオード8b、IGBT6dを環流する電流も励磁電流成分のみとなる。
【0022】
IGBT6aへの駆動信号の供給が絶たれた時刻t1から予め定めた時間tθが経過した時刻t4には、図3(d)に示すようにIGBT6dへの駆動信号が遮断される。このとき、IGBT6dを流れる電流isdは、図3(k)に示すように変圧器12の励磁電流のみの非常に小さい値であるので、IGBT6c、6dに並列に接続されているコンデンサ10c、10dが、IGBT6c、6dの寄生容量のみであっても、IGBT6dのターンオフ損失は充分に小さい。コンデンサ10dの電圧は、励磁インダクタンス12Lpの蓄積エネルギーによって緩やかに上昇する。
【0023】
コンデンサ10dの電圧が上昇し、時刻t5において、NtNLEoに達すると、ダイオード14bが導通する。
【0024】
IGBT6dへの駆動信号が遮断された時刻t4から予め定めた時間tdbが経過した時刻t6において、図3(c)に示すようにIGBT6cに駆動信号を供給して、IGBT6cを導通させる。なお、時刻t5においてダイオード14bが導通しているが、tdbの期間が短いので、時刻t5から時刻t6の期間は、殆ど無視できる。IGBT6cが導通したことにより、変圧器12の一次巻線12pを流れる電流iは、IGBT6c、変圧器12の一次巻線12p、IGBT6bを流れ、その絶対値が増加していく。このとき、変圧器12には、漏れインダクタンス12Lsが存在しているので、電流iの傾きは、di/dt=(E−NtVd)/12Ls=(E−NtNLEo)/12Lsとなり、漏れインダクタンス12Lsによって制限されるので、IGBT6cのターンオン損失は小さい。また、IGBT6bは、ダイオード8bが導通している期間に既に駆動信号が供給されているので、IGBT6bのターンオン損失も小さい。ダイオード14bを流れる電流の絶対値も、電流iと同じような傾きで増加する。他方、ダイオード24の電流は急激に減少していく。
【0025】
なお、IGBT6cのターンオン時に、IGBT6cを介してコンデンサ10cの電荷を放電すると共に、コンデンサ10dを充電するので、コンデンサ10c、10dの充放電によるターンオン損失が発生するが、コンデンサ10c、10dは、IGBT6c、6dの寄生容量のみで構成されているので、小さな値であり、ターンオン損失が比較的小さい。
【0026】
時刻t7において、ダイオード24の電流が零になり、ダイオード24が非導通となり、ダイオード14bからの電流は全てリアクトル20を介して負荷28に流れる。図3(b)に示すようにIGBT6bへの駆動信号が遮断されて、IGBT6bが非導通となる時刻t8において、半サイクルT/2が終了する。
【0027】
次の半サイクルも、回路の対称性により、同様に動作する。
【0028】
上記のように、IGBT6cまたはIGBT6dのターンオン時に、コンデンサ10c、10dの充放電によりターンオン損失が若干生じるが、上述した従来の回路では必要であった可飽和リアクトルを省略しても、スイッチング損失の増加を最小限に抑えることができ、回路構成が簡略化され、低コストのコンバータを実現できる。
【0029】
上記の実施の形態では、半導体スイッチング素子にIGBTを使用したが、これに限ったものではなく、MOSFETやバイポーラトランジスタ等の他の半導体スイッチング素子を使用することもできる。このコンバータの出力制御は、図3(a)乃至(d)に示すように、駆動信号Vga乃至Vgdのパルス幅をほぼ180度とし、Vga、Vgbと、Vgc、Vgdとの位相差、即ちtθを制御する位相差PWM制御によって行える。
【0030】
本発明は、上記の第1の実施の形態に限定されるものではなく、例えば図4乃至図7の第2乃至第5の実施の形態に示すような変形も可能である。
【0031】
即ち、図4の第2の実施の形態では、出力側の整流手段、例えば整流回路140が、4つのダイオード140a乃至140dからなるフルブリッジ型に構成されている。この場合でも、整流出力端子140pと140nとの間に、平滑フィルタ16が接続されている。他の構成は、上記の実施の形態と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【0032】
或いは、図5の第3の実施の形態は、上述した第1の実施形態において、インバータ4の出力端子4aと変圧器12の一次巻線12pの一端との間に、コンデンサ30を設けたものである。他の構成は第1の実施の形態と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【0033】
また、図6の第4の実施の形態では、整流手段を図4と同様にフルブリッジ型に構成した上に、図5と同様にコンデンサ30を設けてある。他の構成は第1の実施の形態と同様であるので、詳細な説明を省略する。
【0034】
或いは、図7の第5の実施の形態では、上述した第1の実施形態において、直流電源2の両端間にコンデンサ30a、30bを設け、これらコンデンサ30a、30bの接続点をリアクトル32を介してIGBT6a、6bの相互接続点に接続したものである。図示していないが、図4のようにフルブリッジ型の整流回路140を設けて、コンデンサ30a、30b、リアクトル32を設けてもよい。
【0035】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、可飽和リアクトルを使用しなくても、スイッチング損失の増加を最小限に抑えることができ、回路構成が簡略化され、低コストのDC−DCコンバータを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施形態のDC−DCコンバータのブロック図である。
【図2】図1のDC−DCコンバータの等価回路図である。
【図3】図1のDC−DCコンバータの動作説明図である。
【図4】本発明の第2の実施の形態のDC−DCコンバータのブロック図である。
【図5】本発明の第3の実施の形態のDC−DCコンバータのブロック図である。
【図6】本発明の第4の実施の形態のDC−DCコンバータのブロック図である。
【図7】本発明の第5の実施の形態のDC−DCコンバータのブロック図である。
【符号の説明】
2 直流電源
4 インバータ
12 変圧器(変成器)
14 整流回路(整流手段)
16 平滑回路
20 第1のリアクトル
22 第2のリアクトル
24 ダイオード(単方向性電流通過素子)
Claims (2)
- 直流電源と、
この直流電源からの直流信号を高周波信号に変換するフルブリッジ型のインバータと、
前記高周波信号が一次側に供給される変成器と、
2つの整流出力端子を有し、前記変成器の二次側に誘起された高周波信号を整流し、整流信号を一方の整流出力端子から一方の電源出力端子に流し、他方の電源出力端子から他方の整流出力端子に帰還させる整流手段と、
一方の整流出力端子と一方の電源端子との間に介在する第1のリアクトルと、一方の整流出力端子と第1のリアクトルとの接続点に一端が接続された第2のリアクトルと、
第2のリアクトルの他端と、前記他方の整流出力端子との間に、前記他方の出力端子から第2のリアクトルに向かって電流が流れる方向性に接続された単方向性電流通過素子とを、
具備し、第1及び第2のリアクトルが磁気的に密に結合されているDC−DCコンバータ。 - 請求項1記載のDC−DCコンバータにおいて、前記インバータは、前記直流電源の両端間に直列に接続された第1及び第2の半導体スイッチング素子と、前記直流電源の両端間に直列に接続された第3及び第4の半導体スイッチング素子とを、具備し、第1及び第2の半導体スイッチング素子は、短いデッドタイミングを挟んで交互にオンされ、第3及び第4の半導体スイッチング素子は、第1の半導体スイッチング素子がオンの時に、第4の半導体スイッチング素子がオンとなり、第2の半導体スイッチング素子がオンの時に、第3の半導体スイッチング素子がオンとなるように、短いデッドタイミングを挟んで交互にオンされるDC−DCコンバータ。
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