CN107112904B - Dc/dc转换器 - Google Patents

Dc/dc转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN107112904B
CN107112904B CN201580072963.5A CN201580072963A CN107112904B CN 107112904 B CN107112904 B CN 107112904B CN 201580072963 A CN201580072963 A CN 201580072963A CN 107112904 B CN107112904 B CN 107112904B
Authority
CN
China
Prior art keywords
reflux
reactor
thyristor
primary side
rectification circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201580072963.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107112904A (zh
Inventor
早濑佳
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN107112904A publication Critical patent/CN107112904A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107112904B publication Critical patent/CN107112904B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H02M1/346—Passive non-dissipative snubbers
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明设置有次级侧回流电路来构成，所述次级侧回流电路在将直流电源的直流电进行DC/DC转换并输出至与具有多个整流用半导体开关元件的整流电路的输出侧所连接的滤波电抗器串联连接的负载的DC/DC转换器的次级侧，在未向变压器的初级侧施加直流电源的电压的期间内，使流向负载的负载电流迂回而使负载电流回流，具有由次级侧回流二极管和回流电抗器串联连接而成的串联电路。

Description

DC/DC转换器
技术领域
本发明涉及利用变压器来对初级侧与次级侧进行绝缘的DC/DC转换器，特别涉及具备对因恢复电流的影响而产生的浪涌进行抑制的功能的DC/DC转换器。
背景技术
在现有的功率转换装置中，通过整流电路来对经由变压器从初级侧传输至次级侧的正负矩形波状脉冲列进行整流，从而将其转换为同一极性的矩形波状脉冲列。此时，在变压器的次级侧，受到整流电路的二极管截止时的恢复电流的影响，会产生浪涌电压。因此，为对像这样的浪涌电压进行抑制，在功率转换装置中设置吸收电路。
通过像这样设置吸收电路，变压器的次级侧所产生的浪涌电压会被吸收电路的二极管箝位至电容器的电压。其结果是，由于蓄电于该电容器，因此，能保护整流电路的各元件免受过电压的影响(例如参照专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2013－74767号公报
专利文献2：日本专利特开平6－14544号公报
专利文献3：日本专利特开2013－207950号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，在现有技术中存在如下问题。
在专利文献1所记载的现有技术中，在吸收电路的电阻上，一端经由二极管而与整流电路的输出侧相连接，另一端与负载相连接。因此，对浪涌电压进行箝位的电容器的电压非常依赖于负载的电压和吸收电路的电阻值。即，在负载的电压较高的情况下，箝位电压较高，在负载的电压较低的情况下，箝位电压较低。另外，在吸收电路的电阻值较大的情况下，箝位电压较高，在吸收电路的电阻值较小的情况下，箝位电压较低。
因此，在负载的电压较高的情况下，为了高效地对浪涌电压进行吸收，必须将吸收电路的电阻值设得较小，以防止箝位电压升高。另一方面，若减小吸收电路的电阻值，则在负载的电压较低时，箝位电压较低，能高效地对浪涌电压进行吸收，但吸收电路的电阻所造成的损耗较大。
这里，不将箝位电压设得比变压器的次级侧电压要小。另外，在变压器的次级侧电压较大且负载的电压较小的情况下，损耗尤其会因吸收电路的电阻而增大。此外，变压器的次级侧电压依赖于负载的电压的最大值。
换言之，在负载的电压大幅变动的用途中，在为了在负载的电压最大时高效地对浪涌电压进行吸收而减小吸收电路的电阻值的情况下，负载的电压减小，此时，存在吸收电路的电阻所造成的损耗增大的问题。若像这样吸收电路的电阻所造成的损耗增大，则作为结果，会妨碍功率转换装置的高效化，并且由于因电阻的发热问题而需要增大体积，因此功率转换装置难以实现小型化。
本发明是为了解决如上所述的问题而完成的，其目的在于，获得能抑制恢复电流的影响所造成的浪涌的发生、并能实现装置的高效化和小型化的DC/DC转换器。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明中的DC/DC转换器包括：逆变器电路，该逆变器电路具有以软开关方式进行切换控制的多个逆变器用半导体开关元件，将连接于该逆变器电路的输入侧的直流电源的直流电转换为交流电；整流电路，该整流电路具有多个整流用半导体开关元件；变压器，该变压器的初级侧与逆变器电路的输出侧相连接，该变压器的次级侧与整流电路的输入侧相连接；谐振电抗器，该谐振电抗器插入于逆变器电路的输出侧与变压器的初级侧之间；以及整流电抗器，该整流电抗器与整流电路的输出侧相连接，所述DC/DC转换器将直流电进行DC/DC转换并输出至与整流电抗器串联连接的负载，所述DC/DC转换器还包括：次级侧回流电路，该次级侧回流电路与整流电路的输出侧相连接，用于在未向变压器的初级侧施加直流电源的电压的期间内使流向负载的负载电流迂回；第1初级侧回流用半导体开关元件，该第1初级侧回流用半导体开关元件的一端与谐振电抗器和变压器的初级侧之间的连接点相连接，该第1初级侧回流用半导体开关元件的另一端与直流电源的一端相连接；以及第2初级侧回流用半导体开关元件，该第2初级侧回流用半导体开关元件的一端与直流电源的另一端相连接，该第2初级侧回流用半导体开关元件的另一端与谐振电抗器和变压器的初级侧之间的连接点相连接，由滤波电抗器和负载串联连接而成的串联电路与整流电路的输出侧相连接，次级侧回流电路位于整流电路的输出侧与串联电路之间，与串联电路并联连接，第1初级侧回流用半导体开关元件和第2初级侧回流用半导体开关元件中的某一个在未向变压器的初级侧施加直流电源的电压的期间内，使流向谐振电抗器的电流迂回。
发明效果
根据本发明，具备在DC/DC转换器的次级侧设有次级侧回流电路的结构，所述次级侧回流电路用于在未向变压器的初级侧施加直流电源的电压的期间内，使流向负载的负载电流迂回而使负载电流回流。由此，可获得能抑制恢复电流的影响所造成的浪涌的发生、并能实现装置的高效化和小型化的DC/DC转换器。
附图说明
图1是本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的电路结构图。
图2是用于对本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的、表示DC/DC转换器的各部分的参数的变化的波形图。
图3A是用于对本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
图3B是用于对本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
图3C是用于对本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
图3D是用于对本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
图3E是用于对本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
图3F是用于对本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
图3G是用于对本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
图4是表示本发明实施方式1中的DC/DC转换器的次级侧的变形例的结构图。
图5是表示本发明实施方式1中的DC/DC转换器的次级侧的变形例的结构图。
图6是表示本发明实施方式1中的DC/DC转换器的次级侧的变形例的结构图。
图7是表示本发明实施方式1中的DC/DC转换器的次级侧的变形例的结构图。
图8是表示本发明实施方式1中的DC/DC转换器的次级侧的变形例的结构图。
图9是表示本发明实施方式1中的DC/DC转换器的次级侧的变形例的结构图。
图10是表示本发明实施方式1中的DC/DC转换器的次级侧的变形例的结构图。
图11A是用于对图10的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
图11B是用于对图10的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
图12是本发明的实施方式2所涉及的DC/DC转换器的电路结构图。
图13是用于对本发明的实施方式2所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的、表示DC/DC转换器的各部分的参数的变化的波形图。
图14A是用于对本发明的实施方式2所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
图14B是用于对本发明的实施方式2所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
图14C是用于对本发明的实施方式2所涉及的DC/DC转换器的动作进行说明的电流路径图。
具体实施方式
以下，利用附图根据优选实施方式来对本发明所涉及的DC/DC转换器进行说明。此外，在附图的说明中，对同一部分或相当部分标注同一标号，并省略重复说明。
实施方式1.
首先，对通过构成本实施方式1中的DC/DC转换器而获得的效果进行说明。如上所述，通过构成本实施方式1中的DC/DC转换器，抑制恢复电流的影响所造成的浪涌的发生，并能实现装置的高效化和小型化。
另外，通过构成本实施方式1中的DC/DC转换器，除了上述效果以外，还能进一步获得其它效果。关于像这样的其它的效果，一边与专利文献2、3所记载的现有技术相比较，一边来进行说明。
这里，在专利文献2、3所记载的现有技术中，通过使流至整流电路的环流电流减小，来抑制恢复电流的影响所造成的浪涌的发生。
然而，在将专利文献2、3所记载的现有技术应用于以软开关方式(更具体而言是相移软开关方式)来进行驱动的DC/DC转换器的情况下，存在如下所述的问题。
即，在流向整流电路的回流电流减少的同时，流向变压器初级侧的回流电流也会减少。另外，若流向初级侧的回流电流减少，则与初级侧的半导体开关元件并联连接的电容器的电压不容易变为零，无法确保ZVS(Zero Volt Switching：零电压开关)的成立性。作为其结果，初级侧的半导体开关元件的开关损耗会增大。
与之相对，在本实施方式1中的DC/DC转换器中，在次级侧设有次级侧回流电路，该次级侧回流电路用于在直流电源的电压被施加于变压器初级侧的期间内，使流向负载的负载电流迂回而使负载电流回流。另外，在初级侧设有使流向谐振电抗器的电流迂回的半导体开关元件。
通过采用像这样的结构，能减少流向整流电路的回流电流，因此，能抑制恢复电流的影响所造成的浪涌的发生。另外，与此同时，即使在以软开关方式使DC/DC转换器驱动的情况下，也能抑制流向初级侧的回流电流的减少，因此，能确保ZVS成立性。
换言之，在本实施方式1中的DC/DC转换器中，既能确保以软开关方式所进行的驱动的ZVS成立性，又能抑制恢复电流的影响所造成的浪涌的发生。
接着，参照图1对本实施方式1中的DC/DC转换器10进行说明。图1是本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器10的电路结构图。此外，在图1中，一并图示出了与DC/DC转换器10的初级侧相连接的直流电源20、与DC/DC转换器10的次级侧相连接的负载30(例如电池等)、以及对DC/DC转换器10的动作进行控制的控制电路40。
在图1中，DC/DC转换器10包括逆变器电路11、谐振电抗器12、被绝缘的变压器13、整流电路14、滤波电抗器15、滤波电容器16、初级侧回流二极管17a、初级侧回流二极管17b以及次级侧回流电路18。
逆变器电路11具有作为将直流电源20的输入直流电压Vin转换为交流电压并将转换后的交流电压输出至变压器13的逆变器的功能，相当于所谓的单相逆变器。另外，逆变器电路11与变压器13的变压器初级侧13a相连接。此外，这里所谓的变压器初级侧13a是指变压器13的初级绕组侧的意思。
具体而言，逆变器电路11具有多个逆变器用半导体开关元件11a～11d。另外，逆变器用半导体开关元件11a～11d构成为分别包含源极和漏极间内置有体二极管的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应管)。另外，逆变器电路11呈使用了逆变器用半导体开关元件11a～11d的全桥式的电路结构。此外，以下将逆变器用半导体开关元件11a～11d称为开关元件11a～11d。
在开关元件11a～11d上并联连接有谐振电容器111a～111d。谐振电容器111a～111d减少开关元件11a～11d的MOSFET的开关损耗。
谐振电抗器12插入至逆变器电路11的输出侧与变压器初级侧13a之间，减少开关元件11a～11d的MOSFET的开关损耗。
整流电路14将对从变压器13输入的交流电压进行转换后的直流电压施加于负载30。将此时的负载30的电压设为输出直流电压Vout。另外，整流电路14与变压器13的变压器次级侧13b相连接。此外，这里所谓的变压器次级侧13b是指变压器13的次级绕组侧的意思。
具体而言，整流电路14具有多个二极管14a～14d，所述多个二极管14a～14d具有作为整流元件的功能。另外，整流电路14呈使用了二极管14a～14d的全桥式的电路结构。
滤波电抗器15和滤波电容器16与整流电路14的输出侧相连接，对整流电路14的输出电流进行滤波。
初级侧回流二极管17a和初级侧回流二极管17b互相串联连接，使流向谐振电抗器12的电流迂回。即，流向谐振电抗器12的电流通过流向初级侧回流二极管17a和初级侧回流二极管17b中的某一个来进行迂回。
在初级侧回流二极管17a中，阳极与谐振电抗器12和变压器初级侧13a之间的连接点相连接，阴极与直流电压20的正侧端子相连接。另外，初级侧回流二极管17b的阳极与直流电压20的负侧端子相连接，阴极与谐振电抗器12和变压器初级侧13a之间的连接点相连接。
次级侧回流电路18具有由次级侧回流二极管181和回流电抗器182串联连接而成的串联电路。次级侧回流二极管181使流向负载30的负载电流进行迂回来使负载电流进行回流。设置回流电抗器182，以使得负载电流能可靠地流向次级侧回流二极管181。
次级侧回流二极管181中的阳极与回流电抗器182的一端相连接，阴极与整流电路14的正侧输出端子相连接。回流电抗器182的另一端与整流电路14的负侧输出端子相连接。另外，回流电抗器182为了使电流沿与滤波电抗器15相同的方向流过，而与滤波电抗器15进行磁耦合。
控制电路40配置于主电路的外部，将输入直流电压Vin和输出直流电压Vout的检测结果输入至控制电路40。控制电路40以软开关方式对逆变器电路11的开关元件11a～11d分别进行切换控制，使得所输入的输出直流电压Vout成为目标电压。具体而言，控制电路40将栅极信号41输出至开关元件11a～11d，从而对开关元件11a～11d各自的导通占空比(即，导通期间)进行控制。此外，参照后述图2来对以软开关方式来分别切换控制开关元件11a～11d的具体的控制例进行说明。
这里，开关元件11a～11d并不局限于MOSFET，也可以是由二极管反向并联连接而成的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等自灭弧型半导体开关元件。另外，谐振电容器111a～111d也可以构成为利用开关元件11a～11d的寄生电容。
此外，在本实施方式1中，例示出了使用二极管14a～14d、初级侧回流二极管17a、17b、次级侧回流二极管181、以及后述的二极管19那样的半导体开关元件的情况，但也可以使用晶体管元件等那样的其它的半导体开关元件。
接着，参照图2对本实施方式1中的DC/DC转换器10的动作进行说明。图2是用于对本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器10的动作进行说明的、表示DC/DC转换器10的各部分的参数的变化的波形图。
在图2中，图示出了由控制电路40分别输出至逆变器电路11的开关元件11a～11d的栅极信号41的时序图。另外，在图2中，通过波形来示出了在开关元件11a～11d根据像这样的栅极信号41以软开关方式进行切换控制的情况下的、DC/DC转换器10的各部分的参数的变化。
具体而言，示出了开关元件11a～11d各自的漏－源间电压(Vds)、以及分别流向变压器13、初级侧回流二极管17a、17b、整流电路14的二极管14a～14d和次级侧回流二极管181的电流的变化。
此外，在图2中，用单点划线来表示流向初级侧回流二极管17b、二极管14b、14c的电流。另外，在逆变器电路11中，开关元件11a、11b各自的占空比接近50％，设置两者均截止的期间来交替进行导通。开关元件11c、11d也同样，各自的占空比接近50％，设置两者均截止的期间来交替进行导通。此外，以在0°至180°为止的范围内可变的方式来对开关元件11a、11b与开关元件11c、11d之间的相位差进行输出控制。
接着，参照图3A～图3G，对在根据图2所示的栅极信号41来对开关元件11a～11d进行切换控制的情况下、在各定时流向电路的电流进行说明。图3A～图3G是用于对本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器10的动作进行说明的电流路径图。
在时刻t0之前的期间内，开关元件11a、11d各自的栅极信号41为导通的状态。因此，如图3A所示，在初级侧，电流以直流电源20、开关元件11a、谐振电抗器12、变压器初级侧13a、开关元件11d、直流电源20的路径进行流动。另外，在次级侧，电流以变压器次级侧13b、二极管14a、滤波电抗器15、负载30、二极管14d、变压器次级侧13b的路径进行流动。因此，从直流电源20向负载30提供电流。
在时刻t0，将开关元件11d的栅极信号41设为截止。在这种情况下，在时刻t0至时刻t1为止的期间内，如图3B所示，使流向开关元件11d的电流沿对谐振电容器111d进行充电的方向进行流动。因此，开关元件11d的漏－源间电压Vds逐渐增加。同时，由谐振电容器111c放出的电流以谐振电抗器12、变压器初级侧13a、谐振电容器111c、开关元件11a、谐振电抗器12的路径流过。因此，开关元件11c的漏－源间电压Vds逐渐减小。
这里，考虑开关元件11c、11d各自的漏－源间电压Vds成为直流电源20的电压的一半(＝Vin/2)的情况。即使在像这样的情况下，电流也会利用谐振电抗器12所具有的能量沿图3B所示的电流路径继续流动，并且，在时刻t1，开关元件11c、11d的漏－源间电压Vds分别成为零、Vin。此时，如图3C所示，在初级侧，电流以谐振电抗器12、变压器初级侧13a、开关元件11c的体二极管、开关元件11a、谐振电抗器12的路径进行流动。
在时刻t1以后的、电流以图3C所示电流路径流向开关元件11c的体二极管的状态下，在时刻t2，使开关元件11c的栅极信号41导通，从而ZVS成立。
另外，在t1以后，施加于变压器初级侧13a的电压几乎消失，因此，次级侧回流二极管181导通。将互相磁耦合的滤波电抗器15和回流电抗器182的匝数比所对应的电压Vc施加于整流电路14的输出侧。此外，根据下式(1)来计算电压Vc。
【数学式1】
这里，在上式(1)中，N1是滤波电抗器15的匝数，N2是回流电抗器182的匝数，Vout是输出直流电压，Vf10是次级侧回流二极管181的正方向电压。
另外，若将匝数N1和匝数N2设定为使得Vc＞0，则反电压施加于整流电路14，二极管14a～14d截止。因此，电流不会流向整流电路14和变压器次级侧13b。即，对滤波电抗器15的匝数N1和回流电抗器182的匝数N2进行设定，使得正电压被施加于整流电路14的输出侧，并且电流不会流向整流电路14和变压器次级侧13b。
其结果是，如图3D所示，在次级侧，电流以滤波电抗器15、负载30、回流电抗器182、次级侧回流二极管181、滤波电抗器15的路径进行流动。另外，在初级侧，电流不会流向变压器初级侧13a。然而，由于存在初级侧回流二极管17a，因此，电流继续以谐振电抗器12、初级侧回流二极管17a、开关元件11a、谐振电抗器12的路径进行流动。
此外，在从时刻t2至时刻t3为止的期间内，电流不会流向二极管14a、14d，在截止时会产生恢复电流。然而，在这种情况下，整流电路14的输出侧仅施加有电压Vc。因此，若将电压Vc设定得比整流电路14的二极管14a～14d的耐压要足够小，则由恢复电流的影响所造成的浪涌不会成为问题。
在像这样未向变压器初级侧13a施加直流电源20的电压的期间内，次级侧回流电路18使负载电流迂回并使负载电流回流至负载30，因此，流向整流电路14的负载电流受到抑制。即，负载电流以由回流电抗器182和次级侧回流二极管181串联连接而成的串联电路而非整流电路14作为回流路径来进行流动。因此，由于会产生由1个次级侧回流二极管181的恢复电流的影响所造成的浪涌，而非位于整流电路14的回流路径的2个二极管(即二极管14a和14d)的恢复电流的影响所造成的浪涌，因此，整体而言能降低浪涌。
在时刻t3，将开关元件11a的栅极信号41设为截止。在这种情况下，在时刻t3至时刻t4为止的期间内，如图3E所示，使流向开关元件11a的电流沿对谐振电容器111a进行充电的方向进行流动。因此，开关元件11a的漏－源间电压Vds逐渐增加。同时，谐振电容器111b放出的电流流过谐振电抗器12、初级侧回流二极管17a、直流电源20、谐振电容器111b、谐振电抗器12的路径。因此，开关元件11b的漏－源间电压Vds逐渐减小。
这里，考虑开关元件11a、11b各自的漏－源间电压Vds成为直流电源20的电压的一半(＝Vin/2)的情况。即使在像这样的情况下，电流也会利用谐振电抗器12所具有的能量沿图3E所示的电流路径继续流动，并且，在时刻t4，开关元件11a、11b的漏－源间电压分别成为Vin、零。此时，在从时刻t4至时刻t5为止的期间内，如图3F所示，在初级侧，电流以谐振电抗器12、初级侧回流二极管17a、直流电源20、开关元件11b的体二极管、谐振电抗器12的路径进行流动。
在时刻t5，将开关元件11b的栅极信号41设为导通。在这种情况下，ZVS成立。另外，在从时刻t5到时刻t6为止的期间内，如图3G所示，在初级侧，电流以直流电源20、开关元件11c、变压器初级侧13a、谐振电抗器12、开关元件11b、直流电源20的路径进行流动。另一方面，在次级侧，电流以变压器次级侧13b、二极管14c、滤波电抗器15、负载30、二极管14b、变压器次级侧13b的路径进行流动。因此，从直流电源20向负载30提供电流。
从以上所说明的时刻t0到时刻t6为止的期间为半周期，在该半周期中将开关元件11a、11d截止，将开关元件11b、11c导通。剩余的半周期是从时刻t6到时刻t12为止的期间，在剩余的半周期中，进行与从时刻t0到时刻t6为止的期间相同的控制，从而将开关元件11b、11c截止，将开关元件11a、11d导通。将像这样的时刻t0～时刻t12的期间设为一个周期，反复进行同样的控制，从而流向负载30的负载电流持续流动。
以上，根据本实施方式1，具有以下结构，所述结构包括：次级侧回流电路，该次级侧回流电路与整流电路的输出侧相连接，用于在未向变压器的初级侧施加直流电源的电压的期间内使流向负载的负载电流迂回；第1初级侧回流用半导体开关元件，该第1初级侧回流用半导体开关元件的一端与谐振电抗器和变压器的初级侧之间的连接点相连接，该第1初级侧回流用半导体开关元件的另一端与直流电源的一端相连接；以及第2初级侧回流用半导体开关元件，该第2初级侧回流用半导体开关元件的一端与直流电源的另一端相连接，该第2初级侧回流用半导体开关元件的另一端与谐振电抗器和变压器的初级侧之间的连接点相连接。另外，第1初级侧回流用半导体开关元件和第2初级侧回流用半导体开关元件的任意一个在未向变压器的初级侧施加直流电源的电压的期间内，使流向谐振电抗器的电流迂回。此外，由滤波电抗器和负载串联连接而成的串联电路与整流电路的输出侧相连接，次级侧回流电路位于整流电路的输出侧与串联电路之间，与串联电路并联连接。
由此，能确保以软开关方式所进行驱动的ZVS成立性，并能抑制恢复电流的影响所造成的浪涌的发生。另外，由于未设置吸收电路，因此，无需吸收电路等次级侧的浪涌对策，并能降低初级侧的半导体开关元件的损耗。其结果是，能实现DC/DC转换器的高效化和小型化。
此外，在本实施方式1中，次级侧回流二极管181只要设计成具有使得开关时所产生的恢复电流的大小比整流电路14的二极管14a～14d要小的特性即可。另外，次级侧回流二极管181也可以由宽带隙半导体(例如碳化硅、氮化镓类材料或者金刚石等)所形成。特别是通过将次级侧回流二极管181设为由宽带隙半导体所形成的肖特基势垒二极管等，从而能进一步减少恢复电流的影响所造成的浪涌。
另外，在本实施方式1中，关于匝数N1和匝数N2，例示出了设定成在未向变压器初级侧13a施加直流电源20的电压的期间内使得整流电路14和变压器次级侧13b中不流过电流的情况。然而，也可以对即使流向整流电路14和变压器次级侧13b也没问题的电流的允许范围进行规定，并对匝数N1和匝数N2进行设定，使得位于该允许范围内。使流向次级侧的回流电流分流至整流电路14的二极管14a～14d和次级侧回流二极管181，从而能减少由恢复的发生所导致的正向电流。
另外，在本实施方式1中，关于DC/DC转换器10的次级侧的具体电路结构，列举出各种各样的变形例。下面，参照图4～图10进行说明。图4～图10是表示本发明实施方式1中的DC/DC转换器10的次级侧的变形例的结构图。
在本实施方式1中，例示出了以下情况：次级侧回流二极管181的阳极与回流电抗器182的一端相连接，阴极与整流电路14的正侧输出端子相连接，回流电抗器182的另一端与整流电路14的负侧输出端子相连接。然而，如图4所示，也可以采用以下结构：次级侧回流二极管181的阴极与回流电抗器182的一端相连接，阳极与整流电路14的负侧输出端子相连接，回流电抗器182的另一端与整流电路14的正侧输出端子相连接。
通过采用像这样的结构，在进行磁耦合的滤波电抗器15和回流电抗器182中，各电抗器能共用与整流电路14的输出侧的正侧相连接的端子。其结果是，能削减作为滤波电抗器15与回流电抗器182之间的耦合电抗器的端子数。
在本实施方式1中，例示出了滤波电抗器15位于整流电路14的正侧输出端子与负载30的正侧端子之间的情况，但也可以位于整流电路14的负侧输出端子与负载30的负侧端子之间。
另外，滤波电抗器15也可以既位于整流电路14的正侧输出端子与负载30的正侧端子之间，又位于整流电路14的负侧输出端子与负载30的负侧端子之间。在这种情况下，如图5所示，滤波电抗器15a的一端与整流电路14的正侧输出端子相连接，另一端与负载30的正侧端子相连接。另外，滤波电抗器15b的一端与整流电路14的负侧输出端子相连接，另一端与负载30的负侧端子相连接。
在像这样的结构中，如图5所示，滤波电抗器15a、滤波电抗器15b及回流电抗器182也可以都进行磁耦合。另外，如图6所示，也可以仅滤波电抗器15a与回流电抗器182进行磁耦合。此外，如图7所示，也可以仅滤波电抗器15b与回流电抗器182进行磁耦合。
另外，也可以将与滤波电抗器15a进行磁耦合的回流电抗器182a、以及与滤波电抗器15b进行磁耦合的回流电抗器182b作为回流电抗器182而设置于次级侧回流电路18。在这种情况下，如图8所示，回流电抗器182a的一端与整流电路14的正侧输出端子相连接，另一端与次级侧回流二极管181的阴极相连接。另外，滤波电抗器182b的一端与整流电路14的负侧输出端子相连接，另一端与次级侧回流二极管181的阳极相连接。
此外，在图8中，在由回流电抗器182a和182b以及次级侧回流二极管181所构成的串联电路中，例示出了从整流电路14的正侧输出端子起按照回流电抗器182a、次级侧回流二极管181、回流电抗器182b的顺序来进行连接的情况，但将这些元件相连接的顺序也可以是任意的。另外，如图9所示，滤波电抗器15a、滤波电抗器15b、回流电抗器182a及回流电抗器182b也可以都进行磁耦合。
在本实施方式1中，例示出了将次级侧回流电路18构成为使得具有由次级侧回流二极管181和回流电抗器182串联连接而成的串联电路的情况。然而，如图10所示，也可以将次级侧回流电路18构成为使得具有由回流电容器183和次级侧回流二极管181串联连接而成的串联电路。
具体而言，回流电容器183的一端与次级侧回流二极管181的阴极相连接，另一端与整流电路14的正侧输出端子相连接。另外，次级侧回流二极管181的阳极与整流电路14的负侧输出端子相连接。此外，旁通用的二极管19的阳极与次级侧回流二极管181的阴极和回流电抗器183之间的连接点相连接，旁通用的二极管19的阴极与滤波电抗器15和负载30之间的连接点相连接。
这里，参照图11A和图11B，对在图10中的DC/DC转换器10的结构中、在根据之前的图2所示的栅极信号41来对开关元件11a～11d进行切换控制的情况下的、各时刻下流向电路的电流进行说明。图11A和图11B是用于对图10的DC/DC转换器10的动作进行说明的电流路径图。
在图11A中，示出了在向变压器初级侧13a施加有直流电源20的输入直流电压Vin的期间(即，相当于之前的图2的时刻t0以前)的电流路径。具体而言，在图11A中，示出了开关元件11a、11d导通情况下的电流路径。
如图11A所示，在初级侧，电流以直流电源20、开关元件11a、谐振电抗器12、变压器初级侧13a、开关元件11d、直流电源20的路径进行流动。
另外，在次级侧，电流以变压器次级侧13b、二极管14a、回流电容器183、二极管19、负载30、二极管14d、变压器次级侧13b的路径进行流动。因此，从直流电源20向负载30提供电流。此外，电流也流向与回流电容器183和二极管19分别并联连接的滤波电抗器15。
在图11B中，示出了在未向变压器初级侧13a施加有直流电源20的输入直流电压Vin的期间(即，相当于之前的图2的时刻t2至时刻t3为止的期间)的电流路径。
如图11B所示，在次级侧，对回流电容器183充电，因此，电流以回流电容器183、滤波电抗器15、负载30、次级侧回流二极管181、回流电容器183的路径进行流动，向整流电路14的输出侧施加正电压。因此，电流不会流向整流电路14和变压器次级侧13b，电流也不会流向变压器初级侧13a。
另外，在初级侧，电流不会流向变压器初级侧13a，但由于存在初级侧回流二极管17a，因此，电流继续以谐振电抗器12、初级侧回流二极管17a、开关元件11a、谐振电抗器12的路径进行流动。
如上所述，作为次级侧回流电路18，即使采用由回流电容器183和次级侧回流二极管181串联连接而成的结构，也能使流向整流电路14的回流电流减小，降低恢复电流，抑制浪涌的产生。另外，与此同时，能维持流向初级侧的回流电流，能维持ZVS成立性。
此外，在本实施方式1中，对DC/DC转换器10以相位偏移软开关方式进行驱动的情况进行了说明，但并不局限于相位偏移软开关，采用在未向变压器初级侧13a施加直流电源20的电压的期间内使回流电流流向变压器初级侧13a的方式也能期待相同的效果。
实施方式2.
在之前的实施方式1中，对DC/DC转换器10以相位偏移软开关方式进行驱动的情况进行了说明。与之相对，在本发明的实施方式2中，对DC/DC转换器10以硬开关方式进行驱动的情况进行说明。此外，在本实施方式2中，省略对与之前的实施方式1的相同点的说明，以与之前的实施方式1的不同点为中心来进行说明。
图12是本发明的实施方式2所涉及的DC/DC转换器10A的电路结构图。此外，在图12中，与之前的实施方式1相同，对直流电源20、负载30以及控制DC/DC转换器10A的动作的控制电路40一并进行了图示。
在图12中，DC/DC转换器10A包括逆变器电路11、被绝缘的变压器13、整流电路14、滤波电抗器15、滤波电容器16及次级侧回流电路18。
这里，DC/DC转换器10A与之前的实施方式1中的DC/DC转换器10存在以下不同点。即，不同点在于，初级侧未设有谐振电容器111a～111d、谐振电抗器12、以及初级侧回流二极管17a和17b。另外，不同点还在于，控制电路40以硬开关方式而非软开关方式来分别对开关元件11a～11d进行切换控制。此外，参照后述图13来对以硬开关方式来分别切换控制开关元件11a～11d的具体的控制例进行说明。
接着，参照图13对本实施方式2中的DC/DC转换器10A的动作进行说明。图13是用于对本发明的实施方式2所涉及的DC/DC转换器10A的动作进行说明的、表示DC/DC转换器10A的各部分的参数的变化的波形图。
在图13中，图示出了由控制电路40分别输出至逆变器电路11的开关元件11a～11d的栅极信号41的时序图。另外，在图13中，通过波形来示出了在开关元件11a～11d根据像这样的栅极信号41以硬开关方式进行切换控制的情况下的、DC/DC转换器10的各部分的参数的变化。
具体而言，示出了开关元件11a～11d各自的漏－源间电压(Vds)、以及分别流向变压器13、整流电路14的二极管14a～14d和次级侧回流二极管181的电流的变化。
此外，在图13中，用单点划线来表示流向二极管14b、14c的电流。另外，在逆变器电路11中，使开关元件11a、11d的组合同时导通。同样，使开关元件11b、11c的组合同时导通。另外，对全部截止的期间进行设定，并使开关元件11a、11d的组合以及开关元件11b、11c的组合交替导通。此外，使开关元件11a、11d以及开关元件11b、11c的各个占空比可变，以进行输出控制。
接着，参照图14A～图14C，对在根据图13所示的栅极信号41来对开关元件11a～11d进行切换控制的情况下的、各时刻下流向电路的电流进行说明。图14A～图14C是用于对本发明的实施方式2所涉及的DC/DC转换器10A的动作进行说明的电流路径图。
在时刻t0之前的期间内，为开关元件11a、11d的栅极信号41处于导通的状态。因此，如图14A所示，在初级侧，电流以直流电源20、开关元件11a、变压器初级侧13a、开关元件11d、直流电源20的路径进行流动。另外，在次级侧，电流以变压器次级侧13b、二极管14a、滤波电抗器15、负载30、二极管14d、变压器次级侧13b的路径进行流动。因此，从直流电源20向负载30提供电流。
在时刻t0，将开关元件11a、11d的栅极信号41设为截止。在这种情况下，在初级侧，无电流流动，开关元件11a～11d的漏－源间电压为Vin/2。另外，在次级侧，如图14B所示，不向变压器初级侧13a施加电压，因此，在变压器次级侧13b上也不会产生电压。因此，次级侧回流二极管181导通，在整流电路14的输出侧施加有上式(1)所示的电压Vc。
这里，与之前的实施方式1相同，考虑将匝数N1、N2设定成使得Vc＞0的情况。在这种情况下，在从时刻t0到时刻t 1为止的期间内，将反向电压施加于整流电路14，二极管14a～14d截止，因此，整流电路14上没有电流流过。另外，在次级侧，电流在滤波电抗器15、负载30、回流电抗器182、次级侧回流二极管181、滤波电抗器15的路径上进行流动。
此外，在从时刻t0至时刻t1为止的期间内，电流不会流向二极管14a、14d，从而截止，此时会产生恢复电流。然而，在这种情况下，整流电路14的输出侧仅施加有电压Vc。因此，若将电压Vc设定得比整流电路14的二极管14a～14d的耐压要足够小，则由恢复电流的影响所造成的浪涌不会成为问题。
在像这样未向变压器初级侧13a施加直流电源20的电压的期间内，次级侧回流电路18使负载电流迂回并使负载电流回流，因此，流向整流电路14的负载电流受到抑制。即，负载电流流向由回流电抗器182和次级侧回流二极管181串联连接而成的串联电路而非整流电路14。因此，由于会产生由1个次级侧回流二极管181的恢复电流的影响所造成的浪涌，而非由位于整流电路14的回流路径的2个二极管(即二极管14a和14d)的恢复电流的影响所造成的浪涌，因此，整体而言能降低浪涌。
在时刻t1，将开关元件11b、11c的栅极信号41设为导通。在这种情况下，在从时刻t1到时刻t2为止的期间内，如图14C所示，在初级侧，电流以直流电源20、开关元件11c、变压器初级侧13a、开关元件11b、直流电源20的路径进行流动。在次级侧，电流以变压器次级侧13b、二极管14c、滤波电抗器15、负载30、二极管14b、变压器次级侧13b的路径进行流动。因此，从直流电源20向负载30提供电流。
从以上所说明的时刻t0到时刻t2为止的期间为半周期，在该半周期中将开关元件11a、11d截止，将开关元件11b、11c导通。剩余的半周期是从时刻t2到时刻t4为止的期间，在该剩余的半周期中，进行与从时刻t0到时刻t2为止的期间相同的控制，从而将开关元件11b、11c截止，将开关元件11a、11d导通。将像这样的时刻t0～时刻t4的期间设为一个周期，反复进行同样的控制，从而流向负载30的负载电流持续流动。
以上，根据本实施方式2，具有包括次级侧回流电路的结构，该次级侧回流电路与整流电路的输出侧相连接，用于在未向变压器的初级侧施加直流电源的电压的期间内，使流向负载的负载电流迂回。另外，由滤波电抗器和负载串联连接而成的串联电路与整流电路的输出侧相连接，次级侧回流电路位于整流电路的输出侧与串联电路之间，与串联电路并联连接。
由此，能够抑制恢复电流的影响所引起的浪涌的变化。另外，由于未设置吸收电路，因此，无需吸收电路等次级侧的浪涌对策，并能降低初级侧的半导体开关元件的损耗，其结果是，能实现DC/DC转换器的高效化和小型化。
此外，在实施方式2中，关于DC/DC转换器10A的次级侧，其结构与之前的实施方式1相同，因此，即使在运用了之前的实施方式1中所公开的各种变形例的情况下，也能获得相同的效果。
另外，在本实施方式1、2中，作为整流电路14的结构例，例示出了使用全桥型的整流电路的情况，但也可以使用中心抽头型的整流电路。

Claims (28)

1.一种DC/DC转换器，包括：
逆变器电路，该逆变器电路具有以软开关方式进行切换控制的多个逆变器用半导体开关元件，将连接于该逆变器电路的输入侧的直流电源的直流电转换为交流电；
整流电路，该整流电路具有多个整流用半导体开关元件；
变压器，该变压器的初级侧与所述逆变器电路的输出侧相连接，该变压器的次级侧与所述整流电路的输入侧相连接；
谐振电抗器，该谐振电抗器插入于所述逆变器电路的输出侧与所述变压器的初级侧之间；
滤波电抗器，该滤波电抗器与所述整流电路的输出侧相连接；
次级侧回流电路，该次级侧回流电路与所述整流电路的输出侧相连接，用于在未向所述变压器的初级侧施加所述直流电源的电压的期间内使流向负载的负载电流迂回；
第1初级侧回流用半导体开关元件，该第1初级侧回流用半导体开关元件的一端与所述谐振电抗器和所述变压器的初级侧之间的连接点相连接，该第1初级侧回流用半导体开关元件的另一端与所述直流电源的一端相连接；以及
第2初级侧回流用半导体开关元件，该第2初级侧回流用半导体开关元件的一端与所述直流电源的另一端相连接，该第2初级侧回流用半导体开关元件的另一端与所述谐振电抗器和所述变压器的初级侧之间的连接点相连接，
由所述滤波电抗器和所述负载串联连接而成的串联电路与所述整流电路的输出侧相连接，
所述次级侧回流电路位于所述整流电路的输出侧与所述串联电路之间，与所述串联电路并联连接，
所述第1初级侧回流用半导体开关元件和所述第2初级侧回流用半导体开关元件的某一个在未向所述变压器的初级侧施加所述直流电源的电压的期间内，使流向所述谐振电抗器的电流迂回，
所述次级侧回流电路具有次级侧回流用半导体开关元件，
所述第1初级侧回流用半导体开关元件和所述第2初级侧回流用半导体开关元件与所述次级侧回流用半导体开关元件同步，使得当所述次级侧回流用半导体开关元件导通时，交替地所述第1初级侧回流用半导体开关元件导通或所述第2初级侧回流用半导体开关元件导通。
2.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述次级侧回流电路在未向所述变压器的初级侧施加所述直流电源的电压的期间内，将正电压施加于所述整流电路的输出侧。
3.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述次级侧回流电路还具有：
回流电抗器，该回流电抗器与所述次级侧回流用半导体开关元件串联连接，与所述滤波电抗器进行磁耦合。
4.如权利要求3所述的DC/DC转换器，其特征在于，
将所述回流电抗器的匝数设定成使得未向所述变压器的初级侧施加所述直流电源的电压时向所述整流电路的输出侧施加正电压的匝数。
5.如权利要求3所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述次级侧回流电路中，
所述次级侧回流用半导体开关元件的一端与所述回流电抗器的一端相连接，
所述次级侧回流用半导体开关元件的另一端与所述整流电路的正侧输出端子相连接，
所述回流电抗器的另一端与所述整流电路的负侧输出端子相连接。
6.如权利要求3所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述次级侧回流电路中，
所述次级侧回流用半导体开关元件的一端与所述回流电抗器的一端相连接，
所述次级侧回流用半导体开关元件的另一端与所述整流电路的负侧输出端子相连接，
所述回流电抗器的另一端与所述整流电路的正侧输出端子相连接。
7.如权利要求3所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述滤波电抗器具有：
第1滤波电抗器，该第1滤波电抗器的一端与所述整流电路的正侧输出端子相连接，该第1滤波电抗器的另一端与所述负载的正侧端子相连接；以及
第2滤波电抗器，该第2滤波电抗器的一端与所述整流电路的负侧输出端子相连接，该第2滤波电抗器的另一端与所述负载的负侧端子相连接。
8.如权利要求7所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第1滤波电抗器与所述第2滤波电抗器进行磁耦合。
9.如权利要求7所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述回流电抗器与所述第1滤波电抗器或所述第2滤波电抗器进行磁耦合。
10.如权利要求7所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述回流电抗器具有：
第1回流电抗器，该第1回流电抗器与所述第1滤波电抗器进行磁耦合；以及
第2回流电抗器，该第2回流电抗器与所述第2滤波电抗器进行磁耦合。
11.如权利要求10所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第1滤波电抗器、所述第2滤波电抗器、所述第1回流电抗器以及所述第2回流电抗器进行磁耦合。
12.如权利要求10所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第1回流电抗器的一端与所述次级侧回流用半导体开关元件的一端相连接，所述第1回流电抗器的另一端与所述整流电路的正侧输出端子相连接，
所述第2回流电抗器的一端与所述次级侧回流用半导体开关元件的另一端相连接，所述第2回流电抗器的另一端与所述整流电路的负侧输出端子相连接。
13.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述次级侧回流电路还具有：
回流电容器，该回流电容器的一端与所述次级侧回流用半导体开关元件的一端串联连接；以及
旁通用半导体开关元件，该旁通用半导体开关元件的一端与所述回流电容器和所述次级侧回流用半导体开关元件之间的连接点相连接，该旁通用半导体开关元件的另一端与所述滤波电抗器和所述负载之间的连接点相连接，
所述回流电容器的另一端与所述整流电路的正侧输出端子相连接，
所述次级侧回流用半导体开关元件的另一端与所述整流电路的负侧输出端子相连接。
14.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述次级侧回流用半导体开关元件具有如下特性：即，与所述整流用半导体开关元件相比在进行开关时所产生的恢复电流的大小较小。
15.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述次级侧回流用半导体开关元件利用由宽带隙半导体所形成的二极管或晶体管来构成。
16.一种DC/DC转换器，包括：
逆变器电路，该逆变器电路具有以硬开关方式进行切换控制的多个逆变器用半导体开关元件，将连接于该逆变器电路的输入侧的直流电源的直流电转换为交流电；
整流电路，该整流电路具有多个整流用半导体开关元件；
变压器，该变压器的初级侧与所述逆变器电路的输出侧相连接，该变压器的次级侧与所述整流电路的输入侧相连接；
滤波电抗器，该滤波电抗器与所述整流电路的输出侧相连接；以及
次级侧回流电路，该次级侧回流电路与所述整流电路的输出侧相连接，用于在未向所述变压器的初级侧施加所述直流电源的电压的期间内使流向负载的负载电流迂回，
由所述滤波电抗器和所述负载串联连接而成的串联电路与所述整流电路的输出侧相连接，
所述次级侧回流电路位于所述整流电路的输出侧与所述串联电路之间，与所述串联电路并联连接，
所述次级侧回流电路具有：
次级侧回流用半导体开关元件；以及
回流电抗器，该回流电抗器与所述次级侧回流用半导体开关元件串联连接，与所述滤波电抗器进行磁耦合，
对所述回流电抗器的匝数和所述滤波电抗器的匝数进行设定，以使得流向所述整流电路和所述变压器的次级侧的电流位于规定的允许范围内。
17.如权利要求16所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述次级侧回流电路在未向所述变压器的初级侧施加所述直流电源的电压的期间内，将正电压施加于所述整流电路的输出侧。
18.如权利要求16所述的DC/DC转换器，其特征在于，
将所述回流电抗器的匝数设定成使得未向所述变压器的初级侧施加所述直流电源的电压时向所述整流电路的输出侧施加正电压的匝数。
19.如权利要求16所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述次级侧回流电路中，
所述次级侧回流用半导体开关元件的一端与所述回流电抗器的一端相连接，
所述次级侧回流用半导体开关元件的另一端与所述整流电路的正侧输出端子相连接，
所述回流电抗器的另一端与所述整流电路的负侧输出端子相连接。
20.如权利要求16所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述次级侧回流电路中，
所述次级侧回流用半导体开关元件的一端与所述回流电抗器的一端相连接，
所述次级侧回流用半导体开关元件的另一端与所述整流电路的负侧输出端子相连接，
所述回流电抗器的另一端与所述整流电路的正侧输出端子相连接。
21.如权利要求16所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述滤波电抗器具有：
第1滤波电抗器，该第1滤波电抗器的一端与所述整流电路的正侧输出端子相连接，该第1滤波电抗器的另一端与所述负载的正侧端子相连接；以及
第2滤波电抗器，该第2滤波电抗器的一端与所述整流电路的负侧输出端子相连接，该第2滤波电抗器的另一端与所述负载的负侧端子相连接。
22.如权利要求21所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第1滤波电抗器与所述第2滤波电抗器进行磁耦合。
23.如权利要求21所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述回流电抗器与所述第1滤波电抗器或所述第2滤波电抗器进行磁耦合。
24.如权利要求21所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述回流电抗器具有：
第1回流电抗器，该第1回流电抗器与所述第1滤波电抗器进行磁耦合；以及
第2回流电抗器，该第2回流电抗器与所述第2滤波电抗器进行磁耦合。
25.如权利要求24所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第1滤波电抗器、所述第2滤波电抗器、所述第1回流电抗器以及所述第2回流电抗器进行磁耦合。
26.如权利要求24所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第1回流电抗器的一端与所述次级侧回流用半导体开关元件的一端相连接，所述第1回流电抗器的另一端与所述整流电路的正侧输出端子相连接，
所述第2回流电抗器的一端与所述次级侧回流用半导体开关元件的另一端相连接，所述第2回流电抗器的另一端与所述整流电路的负侧输出端子相连接。
27.如权利要求16所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述次级侧回流用半导体开关元件具有如下特性：即，与所述整流用半导体开关元件相比在进行开关时所产生的恢复电流的大小较小。
28.如权利要求16所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述次级侧回流用半导体开关元件利用由宽带隙半导体所形成的二极管或晶体管来构成。
CN201580072963.5A 2015-01-20 2015-08-26 Dc/dc转换器 Active CN107112904B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015008369A JP6009003B2 (ja) 2015-01-20 2015-01-20 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2015-008369 2015-01-20
PCT/JP2015/074031 WO2016117157A1 (ja) 2015-01-20 2015-08-26 Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107112904A CN107112904A (zh) 2017-08-29
CN107112904B true CN107112904B (zh) 2019-08-16

Family

ID=56416720

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580072963.5A Active CN107112904B (zh) 2015-01-20 2015-08-26 Dc/dc转换器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10193460B2 (zh)
EP (1) EP3249795B1 (zh)
JP (1) JP6009003B2 (zh)
CN (1) CN107112904B (zh)
WO (1) WO2016117157A1 (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109075713B (zh) * 2016-03-15 2020-11-06 Abb瑞士股份有限公司 双向dc-dc变流器及其控制方法
KR102051570B1 (ko) 2017-04-03 2019-12-05 한국과학기술원 멀티 패스를 가지는 컨버터 및 이의 제어 방법
CN116707268A (zh) 2017-04-03 2023-09-05 韩国科学技术院 多路径转换器及其控制方法
KR102060244B1 (ko) * 2018-05-09 2020-02-11 한국과학기술원 결합된 출력 인덕터를 사용한 새로운 정류기 구조를 갖는 위상­천이 풀­브릿지 컨버터
JP2021132477A (ja) 2020-02-20 2021-09-09 矢崎総業株式会社 電源装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004056971A (ja) * 2002-07-23 2004-02-19 Sansha Electric Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2008187801A (ja) * 2007-01-29 2008-08-14 Tdk Corp スイッチング電源装置
JP2013207950A (ja) * 2012-03-29 2013-10-07 Denso Corp スイッチング電源

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2673328B2 (ja) 1992-06-22 1997-11-05 株式会社三社電機製作所 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JPH1198836A (ja) * 1997-09-10 1999-04-09 Korea Electrotechnol Inst 出力電流のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）低減の可能なフル・ブリッジＤＣ／ＤＣコンバータの０電圧／０電流スイッチングのための回路
US5936853A (en) * 1998-03-06 1999-08-10 Lucent Technologies Inc. Power converter having a low-loss clamp and method of operation thereof
US6992902B2 (en) * 2003-08-21 2006-01-31 Delta Electronics, Inc. Full bridge converter with ZVS via AC feedback
TW200820559A (en) * 2006-08-16 2008-05-01 Flextronics Ap Llc Clamp diode reset in a power converter and power outage detection in a switched mode power supply
US7796405B2 (en) * 2008-04-07 2010-09-14 Dell Products, Lp Phase shifted DC-DC converter with improved efficiency at light load
US7859870B1 (en) * 2008-07-29 2010-12-28 Lockheed Martin Corporation Voltage clamps for energy snubbing
JP5591666B2 (ja) * 2010-11-30 2014-09-17 株式会社ダイヘン Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8564984B2 (en) * 2010-12-10 2013-10-22 Futurewei Technologies, Inc. Soft switching DC/DC converters and methods
JP5472183B2 (ja) * 2011-03-31 2014-04-16 株式会社デンソー スイッチング電源装置
JP2013074767A (ja) 2011-09-29 2013-04-22 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP5888016B2 (ja) * 2012-03-09 2016-03-16 富士電機株式会社 フルブリッジ型ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP5761112B2 (ja) * 2012-04-18 2015-08-12 株式会社デンソー スイッチング電源
JP2014050166A (ja) * 2012-08-30 2014-03-17 Panasonic Corp 直流電源装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004056971A (ja) * 2002-07-23 2004-02-19 Sansha Electric Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2008187801A (ja) * 2007-01-29 2008-08-14 Tdk Corp スイッチング電源装置
JP2013207950A (ja) * 2012-03-29 2013-10-07 Denso Corp スイッチング電源

Also Published As

Publication number Publication date
US10193460B2 (en) 2019-01-29
WO2016117157A1 (ja) 2016-07-28
CN107112904A (zh) 2017-08-29
EP3249795A1 (en) 2017-11-29
JP2016135003A (ja) 2016-07-25
US20170331385A1 (en) 2017-11-16
EP3249795A4 (en) 2018-10-17
JP6009003B2 (ja) 2016-10-19
EP3249795B1 (en) 2023-01-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10044282B2 (en) Power conversion device
US11165338B2 (en) Bidirectional multiple-port power conversion system and method
US9520798B2 (en) Multi-level DC-DC converter with galvanic isolation and adaptive conversion ratio
US10833594B2 (en) System and method of controlling a power converter having an LC tank coupled between a switching network and a transformer winding
CN107112904B (zh) Dc/dc转换器
US9337743B2 (en) Apparatus and method for multiple primary bridge resonant converters
US9559602B2 (en) Magnetizing current based control of resonant converters
US11309716B2 (en) High efficiency power converting apparatus
JP5925150B2 (ja) 直流電源装置
US20140126247A1 (en) Snubber circuit for dc-dc voltage converter
US20220109373A1 (en) Bidirectional Power Conversion System and Control Method
JP2015070716A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
Sen et al. Medium voltage single-stage dual active bridge based solid state transformer (DABSST)
US6999325B2 (en) Current/voltage converter arrangement
WO2014105313A1 (en) High power density off-line power supply
Yamada et al. A battery charger with 3-phase 3-level T-type PFC
JP6803993B2 (ja) 直流電圧変換器、および直流電圧変換器の作動方法
JP6129244B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
Shimada et al. Two novel control methods expanding input-output operating range for a bi-directional isolated DC-DC converter with active clamp circuit
JP2017077096A (ja) 電力変換装置
CN104956579A (zh) 包括两个输出端的斩波电能量转换器
KR20200097722A (ko) 절연형 스위칭 전원 공급 장치
Wu et al. Isolated bi-directional full-bridge soft-switching dc-dc converter with active and passive snubbers
Hurtuk et al. Investigation of possibilities to increasing efficiency of full bridge converter designed for low output voltage and high output current applications

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant