JP2017077096A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチング損失を低減して変換効率を向上させた電力変換装置を提供する。【解決手段】直流電源18と、スイッチング素子1〜4と、ソフトスイッチング用コンデンサ1b,4bと、クランプ用ダイオード5a,6a及びコンデンサ17と、平滑用コンデンサ15,16と、双方向スイッチ20と一次巻線10aとコンデンサ9との直列回路と、を備え、双方向スイッチ20を、還流ダイオード7a’,8a’が逆並列接続されたスイッチング素子7,8を逆直列に接続して構成し、コンデンサ15,16同士の接続点とダイオード5a,6a同士の接続点とを接続してスイッチング素子1〜4のオン・オフによりスイッチング素子2,3同士の接続点の電位を3レベルに変化させる電力変換装置において、スイッチング素子1〜4,7,8をWBG材料により構成し、かつ、還流ダイオード7a’,8a’をシリコン系材料により構成する。【選択図】図1
Description
本発明は、スイッチング損失や通流損失を低減させたDC/DCコンバータ等の電力変換装置に関するものである。
半導体スイッチング素子のスイッチング動作では、スイッチング素子両端の電圧及びスイッチング素子を流れる電流が一定の遅延時間と傾きとを持って変化するため、スイッチング素子のオン・オフ時に、電圧波形と電流波形とが重なってスイッチング損失が発生する。また、電力変換装置に使用されるトランスはスイッチング周波数が高いほど小型化が可能であるが、上述したスイッチング損失はスイッチング周波数に比例して増加するので、トランスの小型化と高周波スイッチングとを両立することは困難である。
これらの問題を解決するために、特許文献1には、スイッチング素子の両端電圧及び電流がゼロの状態でスイッチングを行う、いわゆるゼロ電圧/ゼロ電流のスイッチング方式を採用した3レベルDC/DCコンバータが開示されている。
これらの問題を解決するために、特許文献1には、スイッチング素子の両端電圧及び電流がゼロの状態でスイッチングを行う、いわゆるゼロ電圧/ゼロ電流のスイッチング方式を採用した3レベルDC/DCコンバータが開示されている。
図4は、特許文献1に記載された3レベルDC/DCコンバータの回路図である。
図4において、18は直流電源、15,16は直流電源18の正負極間に互いに直列に接続された平滑用コンデンサ、31〜34は半導体スイッチング素子、31b,34bはソフトスイッチング用コンデンサ、5a,6aはクランプ用ダイオード、17はクランプ用コンデンサ、35,36は互いに逆直列に接続されて双方向スイッチ37を構成する半導体スイッチング素子、9は電流リセット用コンデンサ、10はトランス、10a,10bはトランス10の一次巻線,二次巻線、11はダイオードブリッジからなる整流回路、12はフィルタ用リアクトル、13はフィルタ用コンデンサ、14は負荷を示す。
図4において、18は直流電源、15,16は直流電源18の正負極間に互いに直列に接続された平滑用コンデンサ、31〜34は半導体スイッチング素子、31b,34bはソフトスイッチング用コンデンサ、5a,6aはクランプ用ダイオード、17はクランプ用コンデンサ、35,36は互いに逆直列に接続されて双方向スイッチ37を構成する半導体スイッチング素子、9は電流リセット用コンデンサ、10はトランス、10a,10bはトランス10の一次巻線,二次巻線、11はダイオードブリッジからなる整流回路、12はフィルタ用リアクトル、13はフィルタ用コンデンサ、14は負荷を示す。
図5は、図4に示した従来技術の動作波形である。
スイッチング素子31,34は、ソフトスイッチング用コンデンサ31b,34bの作用により両端電圧がゼロの状態でターンオンし、ターンオフ時は、遮断電流がソフトスイッチング用コンデンサ31b,34bに分流するため、いわゆるゼロ電圧スイッチング動作を行う。また、スイッチング素子32,33,35,36は、電流がゼロの状態でターンオンし、トランス10の微弱な励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態でターンオフするため、ほぼゼロ電流スイッチング動作を行う。
なお、図5において、S31〜S36は、それぞれスイッチング素子31〜36の駆動信号である。
スイッチング素子31,34は、ソフトスイッチング用コンデンサ31b,34bの作用により両端電圧がゼロの状態でターンオンし、ターンオフ時は、遮断電流がソフトスイッチング用コンデンサ31b,34bに分流するため、いわゆるゼロ電圧スイッチング動作を行う。また、スイッチング素子32,33,35,36は、電流がゼロの状態でターンオンし、トランス10の微弱な励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態でターンオフするため、ほぼゼロ電流スイッチング動作を行う。
なお、図5において、S31〜S36は、それぞれスイッチング素子31〜36の駆動信号である。
この従来技術において、負荷14に電力を供給しない期間は、トランス10の一次側電流をゼロにリセットし、双方向スイッチ37によって逆流を防止しているため、余分な通流損失やトランス10における損失を低減することができる。
次に、図6は、特許文献2に記載されたフルブリッジ型DC/DCコンバータ(2レベルコンバータ)の回路図である。
図6において、図4と同一の機能を有するものには同一の符号を付してあり、以下では図4と異なる部分を中心に説明する。
図6において、図4と同一の機能を有するものには同一の符号を付してあり、以下では図4と異なる部分を中心に説明する。
図6に示すDC/DCコンバータでは、スイッチング素子31,32の直列回路とスイッチング素子33,34の直列回路とが、直流電源18の正負極間に互いに並列に接続されており、これらのスイッチング素子31〜34は、直流電源18の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部を構成している。なお、31b,32b,33b,34bは、スイッチング素子31〜34にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサである。
また、スイッチング素子31,32同士の接続点とスイッチング素子33,34同士の接続点との間には、双方向スイッチ37とトランス10の一次巻線10aと共振用コイル19とが接続されている。
また、スイッチング素子31,32同士の接続点とスイッチング素子33,34同士の接続点との間には、双方向スイッチ37とトランス10の一次巻線10aと共振用コイル19とが接続されている。
更に、図7は、特許文献3に記載されたハーフブリッジ型DC/DCコンバータの回路図である。このDC/DCコンバータは、図6のスイッチング素子31,32の直列回路の代わりにコンデンサ15,16の直列回路が接続され、更に図6の共振用コイル19を除去した点のみが相違するため、以下では、図6に示したフルブリッジ型DC/DCコンバータについて、その動作を図8に基づいて説明する。
図8に示すように、スイッチング素子31〜34は、ソフトスイッチング用コンデンサ31b〜34bの作用によって両端電圧がゼロの状態でターンオンすると共に、ターンオフ時は、遮断電流がソフトスイッチング用コンデンサ31b〜34bに分流するため、ゼロ電圧スイッチング動作を行う。また、スイッチング素子35,36は、電流がゼロの状態でターンオンし、トランス10の微弱な励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態でターンオフするため、ほぼゼロ電流スイッチング動作を行う。
これらの従来技術においても、負荷14に電力を供給しない期間は、トランス10の一次側電流をゼロにリセットし、双方向スイッチ37によって逆流を防止しているため、余分な通流損失やトランス10における損失を低減することができる。
これらの従来技術においても、負荷14に電力を供給しない期間は、トランス10の一次側電流をゼロにリセットし、双方向スイッチ37によって逆流を防止しているため、余分な通流損失やトランス10における損失を低減することができる。
図4のスイッチング素子32,33,35,36や図6,図7のスイッチング素子35,36のターンオフ動作は、絶縁トランス10の励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態で行われるため、スイッチング周波数に比例してスイッチング損失が増加する。特に、スイッチング周波数が数十[kHz]以上の動作領域では損失が著しく増えてしまい、DC−DCコンバータ全体の変換効率が低下するという問題があった。
そこで、本発明の解決課題は、スイッチング損失や還流ダイオード等の通流損失を低減して従来よりも変換効率を向上させた電力変換装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項1に係る発明は、
直流電源と、
前記直流電源の正負極間に互いに直列に接続された第1〜第4の半導体スイッチング素子と、
前記第1,第4の半導体スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサと、
前記第1,第2の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第3,第4の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に、互いに直列に接続された第1,第2のクランプ用ダイオードと、
前記第1,第2の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第3,第4の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に接続されたクランプ用コンデンサと、
前記直流電源の正負極間に互いに直列に接続された第1,第2の平滑用コンデンサと、
前記第2,第3の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第1,第2のクランプ用ダイオード同士の接続点との間に接続された双方向スイッチとインダクタンス要素と電流リセット用コンデンサとの直列回路と、を備え、
前記双方向スイッチを、還流ダイオードがそれぞれ逆並列に接続された第5,第6の半導体スイッチング素子を逆直列に接続して構成すると共に、前記第1,第2の平滑用コンデンサ同士の接続点と前記第1,第2のクランプ用ダイオード同士の接続点とを接続してなる電力変換装置であって、前記第1〜第4の半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記第2,第3の半導体スイッチング素子同士の接続点の電位を3レベルに変化させる電力変換装置において、
前記第1〜第6の半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、かつ、前記還流ダイオードをシリコン系の半導体材料により構成したものである。
直流電源と、
前記直流電源の正負極間に互いに直列に接続された第1〜第4の半導体スイッチング素子と、
前記第1,第4の半導体スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサと、
前記第1,第2の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第3,第4の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に、互いに直列に接続された第1,第2のクランプ用ダイオードと、
前記第1,第2の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第3,第4の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に接続されたクランプ用コンデンサと、
前記直流電源の正負極間に互いに直列に接続された第1,第2の平滑用コンデンサと、
前記第2,第3の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第1,第2のクランプ用ダイオード同士の接続点との間に接続された双方向スイッチとインダクタンス要素と電流リセット用コンデンサとの直列回路と、を備え、
前記双方向スイッチを、還流ダイオードがそれぞれ逆並列に接続された第5,第6の半導体スイッチング素子を逆直列に接続して構成すると共に、前記第1,第2の平滑用コンデンサ同士の接続点と前記第1,第2のクランプ用ダイオード同士の接続点とを接続してなる電力変換装置であって、前記第1〜第4の半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記第2,第3の半導体スイッチング素子同士の接続点の電位を3レベルに変化させる電力変換装置において、
前記第1〜第6の半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、かつ、前記還流ダイオードをシリコン系の半導体材料により構成したものである。
請求項2に係る発明は、請求項1に記載した電力変換装置において、前記第1〜第6の半導体スイッチング素子が、SiCまたはGaNからなるMOSFETであることを特徴とする。
請求項3に係る発明は、
直流電源と、
前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための複数の半導体スイッチング素子を有するインバータ部と、
前記半導体スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサと、
前記インバータ部の交流出力端子間に接続された双方向スイッチとトランスの一次巻線と共振用コイルとの直列回路と、を備え、
前記双方向スイッチを、還流ダイオードがそれぞれ逆並列に接続された二つの半導体スイッチング素子を逆直列に接続して構成される電力変換装置において、
前記インバータ部及び前記双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、かつ、前記還流ダイオードをシリコン系の半導体材料により構成したものである。
直流電源と、
前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための複数の半導体スイッチング素子を有するインバータ部と、
前記半導体スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサと、
前記インバータ部の交流出力端子間に接続された双方向スイッチとトランスの一次巻線と共振用コイルとの直列回路と、を備え、
前記双方向スイッチを、還流ダイオードがそれぞれ逆並列に接続された二つの半導体スイッチング素子を逆直列に接続して構成される電力変換装置において、
前記インバータ部及び前記双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、かつ、前記還流ダイオードをシリコン系の半導体材料により構成したものである。
請求項4に係る発明は、請求項3に記載した電力変換装置において、前記インバータ部及び前記双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子が、SiCまたはGaNからなるMOSFETであることを特徴とする。
本発明によれば、半導体スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体材料からなる素子を用いたため、高周波動作時のスイッチング損失を低減することができ、また、双方向スイッチ内の還流ダイオード等に低オン抵抗特性のシリコン系ダイオードを使用することで、通流損失の低減も可能である。これにより、変換効率の高い電力変換装置を提供することができる。
以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態を説明する。まず、図1は本発明の第1実施形態に係る3レベルDC/DCコンバータの回路図である。
このDC/DCコンバータは、直列に接続された複数の半導体スイッチング素子のオン・オフ動作により、直流電源の電圧を3レベルの電圧に変換してトランスの一次側に加え、その二次側出力を整流、平滑して直流電圧に変換するものである。なお、本発明は、トランスの二次側から負荷に交流電力を供給する3レベルインバータ等にも適用可能である。
このDC/DCコンバータは、直列に接続された複数の半導体スイッチング素子のオン・オフ動作により、直流電源の電圧を3レベルの電圧に変換してトランスの一次側に加え、その二次側出力を整流、平滑して直流電圧に変換するものである。なお、本発明は、トランスの二次側から負荷に交流電力を供給する3レベルインバータ等にも適用可能である。
図1において、3レベルDC/DCコンバータは、直流電源18と、直流電源18の正負極間に互いに直列接続された半導体スイッチング素子1〜4と、スイッチング素子1,4にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサ1b,4bと、スイッチング素子1,2同士の接続点とスイッチング素子3,4同士の接続点との間に接続されたクランプ用コンデンサ17と、このクランプ用コンデンサ17に並列に接続され、かつ互いに直列に接続されたシリコン系半導体材料からなるクランプ用ダイオード5a,6aと、直流電源18の正負極間に互いに直列に接続された平滑用コンデンサ15,16と、を備えている。
また、スイッチング素子2,3同士の接続点とクランプ用ダイオード5a,6a同士の接続点との間には、スイッチング素子7,8を逆方向に直列接続した双方向スイッチ20と、スイッチング素子7,8にそれぞれ逆並列に接続された低オン抵抗特性のシリコン系半導体材料からなる還流ダイオード7a’,8a’と、トランス10の一次巻線10aと、電流リセット用コンデンサ9と、が直列に接続されている。ここで、クランプ用ダイオード5a,6a同士の接続点と平滑コンデンサ15,16同士の接続点とは、等電位を保つために互いに接続されている。
更に、トランス10の二次巻線10bの両端には、ダイオードブリッジからなる整流回路11とフィルタ用リアクトル12とフィルタ用コンデンサ13とが接続され、フィルタ用コンデンサ13の両端に負荷14が接続されている。
更に、トランス10の二次巻線10bの両端には、ダイオードブリッジからなる整流回路11とフィルタ用リアクトル12とフィルタ用コンデンサ13とが接続され、フィルタ用コンデンサ13の両端に負荷14が接続されている。
なお、前記スイッチング素子1〜4,7,8は、SiC(炭化珪素)やGaN(窒化ガリウム)等のワイドバンドギャップ半導体材料によって形成されている。1a,2a,3a,4a,7a,8aは、それぞれ各スイッチング素子1〜4,7,8の内部の寄生ダイオードである。
周知のように、ワイドバンドギャップ半導体材料からなるスイッチング素子は、高速動作が可能で低損失であり、図1のようなDC/DCコンバータに適用すれば、小型のトランス10を使用して低損失にて高周波スイッチングを行うことができる。
図示例では、スイッチング素子1〜4,7,8にMOSFETを用いているが、従来技術のようにIGBTを用いても良い。
周知のように、ワイドバンドギャップ半導体材料からなるスイッチング素子は、高速動作が可能で低損失であり、図1のようなDC/DCコンバータに適用すれば、小型のトランス10を使用して低損失にて高周波スイッチングを行うことができる。
図示例では、スイッチング素子1〜4,7,8にMOSFETを用いているが、従来技術のようにIGBTを用いても良い。
この実施形態の動作波形は、基本的に図5に示したものと同様であり、スイッチング素子1,4はソフトスイッチング用コンデンサ1b,4bの作用によってゼロ電圧スイッチング動作を行うと共に、スイッチング素子2,3,7,8は、電流がゼロの状態でターンオンし、トランス10の微弱な励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態でターンオフするため、ほぼゼロ電流スイッチング動作を行う。ここで、スイッチング素子1〜4,7,8はワイドバンドギャップ半導体材料により構成されているので、スイッチング周波数が数十[kHz]以上であっても、スイッチング損失は大幅に低減される。
更に、還流ダイオード7a’,8a’に、寄生ダイオード7a,8aより低オン抵抗特性のシリコン系ダイオードを用いることにより、通流損失の低減も可能である。
更に、還流ダイオード7a’,8a’に、寄生ダイオード7a,8aより低オン抵抗特性のシリコン系ダイオードを用いることにより、通流損失の低減も可能である。
次に、図2は、本発明の第2実施形態に係るフルブリッジ型DC/DCコンバータの回路図である。
この実施形態は、図6に示したフルブリッジ型DC/DCコンバータにおけるスイッチング素子31〜36に代えて、ワイドバンドギャップ半導体材料からなるスイッチング素子1〜4,7,8をそれぞれ使用したものであり、その他の構成は図6と同様である。なお、スイッチング素子1〜4は、直流電源18の直流電圧を交流電圧に変換するフルブリッジ型のインバータ部を構成している。
図2において、1a〜4a,7a,8aは寄生ダイオード、1b〜4bはソフトスイッチング用コンデンサ、7a’,8a’はシリコン系の還流ダイオードである。
この実施形態は、図6に示したフルブリッジ型DC/DCコンバータにおけるスイッチング素子31〜36に代えて、ワイドバンドギャップ半導体材料からなるスイッチング素子1〜4,7,8をそれぞれ使用したものであり、その他の構成は図6と同様である。なお、スイッチング素子1〜4は、直流電源18の直流電圧を交流電圧に変換するフルブリッジ型のインバータ部を構成している。
図2において、1a〜4a,7a,8aは寄生ダイオード、1b〜4bはソフトスイッチング用コンデンサ、7a’,8a’はシリコン系の還流ダイオードである。
この実施形態の動作は、図6と基本的に同様である。すなわち、スイッチング素子1〜4はソフトスイッチング用コンデンサ1b〜4bの作用によってゼロ電圧スイッチング動作を行い、スイッチング素子7,8は、電流がゼロの状態でターンオンし、トランス10の微弱な励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態でターンオフするため、ほぼゼロ電流スイッチング動作を行う。
また、スイッチング素子1〜4,7,8をワイドバンドギャップ半導体材料により構成したことにより、スイッチング損失が大幅に低減されると共に、還流ダイオード7a’,8a’に低オン抵抗特性のシリコン系ダイオードを用いることで通流損失の低減も可能になる。
また、スイッチング素子1〜4,7,8をワイドバンドギャップ半導体材料により構成したことにより、スイッチング損失が大幅に低減されると共に、還流ダイオード7a’,8a’に低オン抵抗特性のシリコン系ダイオードを用いることで通流損失の低減も可能になる。
更に、図3は、本発明の第3実施形態に係るハーフブリッジ型DC/DCコンバータの回路図である。
この実施形態は、図7に示したハーフブリッジ型DC/DCコンバータにおけるスイッチング素子33〜36に代えて、ワイドバンドギャップ半導体材料からなるスイッチング素子3,4,7,8をそれぞれ使用したものであり、その他の構成は図7と同様である。なお、平滑用コンデンサ15,16及びスイッチング素子3,4は、直流電源18の直流電圧を交流電圧に変換するハーフブリッジ型のインバータ部を構成している。
図3において、3a,4a,7a,8aは寄生ダイオード、3b,4bはソフトスイッチング用コンデンサ、7a’,8a’はシリコン系の還流ダイオードである。
この実施形態は、図7に示したハーフブリッジ型DC/DCコンバータにおけるスイッチング素子33〜36に代えて、ワイドバンドギャップ半導体材料からなるスイッチング素子3,4,7,8をそれぞれ使用したものであり、その他の構成は図7と同様である。なお、平滑用コンデンサ15,16及びスイッチング素子3,4は、直流電源18の直流電圧を交流電圧に変換するハーフブリッジ型のインバータ部を構成している。
図3において、3a,4a,7a,8aは寄生ダイオード、3b,4bはソフトスイッチング用コンデンサ、7a’,8a’はシリコン系の還流ダイオードである。
この実施形態の動作は、図7と基本的に同様であり、スイッチング素子3,4はソフトスイッチング用コンデンサ3b,4bの作用によってゼロ電圧スイッチング動作を行い、スイッチング素子7,8は、電流がゼロの状態でターンオンし、トランス10の微弱な励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態でターンオフするため、ほぼゼロ電流スイッチング動作を行う。
この実施形態においても、スイッチング素子3,4,7,8をワイドバンドギャップ半導体材料によって構成したためスイッチング損失が大幅に低減されると共に、還流ダイオード7a’,8a’に低オン抵抗特性のシリコン系ダイオードを用いることで、通流損失の低減が可能である。
この実施形態においても、スイッチング素子3,4,7,8をワイドバンドギャップ半導体材料によって構成したためスイッチング損失が大幅に低減されると共に、還流ダイオード7a’,8a’に低オン抵抗特性のシリコン系ダイオードを用いることで、通流損失の低減が可能である。
1,2,3,4,7,8:半導体スイッチング素子
1a,2a,3a,4a,7a,8a:寄生ダイオード
1b,2b,3b,4b:ソフトスイッチング用コンデンサ
5a,6a:クランプ用ダイオード
7a’,8a’:還流ダイオード
9:電流リセット用コンデンサ
10:トランス
11:整流回路
12:フィルタ用リアクトル
13:フィルタ用コンデンサ
14:負荷
15,16:平滑用コンデンサ
17:クランプ用コンデンサ
18:直流電源
19:共振用コイル
20:双方向スイッチ
1a,2a,3a,4a,7a,8a:寄生ダイオード
1b,2b,3b,4b:ソフトスイッチング用コンデンサ
5a,6a:クランプ用ダイオード
7a’,8a’:還流ダイオード
9:電流リセット用コンデンサ
10:トランス
11:整流回路
12:フィルタ用リアクトル
13:フィルタ用コンデンサ
14:負荷
15,16:平滑用コンデンサ
17:クランプ用コンデンサ
18:直流電源
19:共振用コイル
20:双方向スイッチ
Claims (4)
- 直流電源と、
前記直流電源の正負極間に互いに直列に接続された第1〜第4の半導体スイッチング素子と、
前記第1,第4の半導体スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサと、
前記第1,第2の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第3,第4の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に、互いに直列に接続された第1,第2のクランプ用ダイオードと、
前記第1,第2の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第3,第4の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に接続されたクランプ用コンデンサと、
前記直流電源の正負極間に互いに直列に接続された第1,第2の平滑用コンデンサと、
前記第2,第3の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第1,第2のクランプ用ダイオード同士の接続点との間に接続された双方向スイッチとインダクタンス要素と電流リセット用コンデンサとの直列回路と、を備え、
前記双方向スイッチを、還流ダイオードがそれぞれ逆並列に接続された第5,第6の半導体スイッチング素子を逆直列に接続して構成すると共に、前記第1,第2の平滑用コンデンサ同士の接続点と前記第1,第2のクランプ用ダイオード同士の接続点とを接続してなる電力変換装置であって、前記第1〜第4の半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記第2,第3の半導体スイッチング素子同士の接続点の電位を3レベルに変化させる電力変換装置において、
前記第1〜第6の半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、かつ、前記還流ダイオードをシリコン系の半導体材料により構成したことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載した電力変換装置において、
前記第1〜第6の半導体スイッチング素子が、SiCまたはGaNからなるMOSFETであることを特徴とする電力変換装置。 - 直流電源と、
前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための複数の半導体スイッチング素子を有するインバータ部と、
前記半導体スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサと、
前記インバータ部の交流出力端子間に接続された双方向スイッチとトランスの一次巻線と共振用コイルとの直列回路と、を備え、
前記双方向スイッチを、還流ダイオードがそれぞれ逆並列に接続された二つの半導体スイッチング素子を逆直列に接続して構成される電力変換装置において、
前記インバータ部及び前記双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、かつ、前記還流ダイオードをシリコン系の半導体材料により構成したことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項3に記載した電力変換装置において、
前記インバータ部及び前記双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子が、SiCまたはGaNからなるMOSFETであることを特徴とする電力変換装置。
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