KR20090033087A - 승압형 고효율 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 - Google Patents

승압형 고효율 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 Download PDF

Info

Publication number
KR20090033087A
KR20090033087A KR1020080094527A KR20080094527A KR20090033087A KR 20090033087 A KR20090033087 A KR 20090033087A KR 1020080094527 A KR1020080094527 A KR 1020080094527A KR 20080094527 A KR20080094527 A KR 20080094527A KR 20090033087 A KR20090033087 A KR 20090033087A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switching
series
voltage
converter
parallel
Prior art date
Application number
KR1020080094527A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100983673B1 (ko
Inventor
최세완
김형준
Original Assignee
서울산업대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 서울산업대학교 산학협력단 filed Critical 서울산업대학교 산학협력단
Publication of KR20090033087A publication Critical patent/KR20090033087A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100983673B1 publication Critical patent/KR100983673B1/ko

Links

Images

Classifications

    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 승압형 고효율 DC-DC 컨버터에 관한 것으로, 특히 공급 전원으로부터 공급되는 전원을 승합시키기 위한 DC-DC 컨버터에 있어서, 다수개의 스위치를 구비하고, 이를 상보적(complementary)으로 스위칭하여 출력되는 전압을 제어하는 스위칭수단, 상기 스위칭수단으로부터 입력되는 전압을 승압하는 고주파변압수단 및 상기 고주파변압수단에서 승압된 전압에 대한 전압 더블러(doubler) 정류동작을 수행하는 정류수단을 포함하는 장치를 제공함으로써, 데드 타임을 갖고 상보적 스위칭 동작을 통해 인덕턴스로 인한 전압 서지가 발생하지 않으므로, 추가적인 클램프 회로가 필요치 않고, 스위치 턴-온 시 영전압 스위칭이 가능하여 스위칭 손실을 저감할 수 있다는 효과가 얻어진다.
또, 본 발명에 따른 승압형 고효율 DC-DC 컨버터에 의하면, 초기 스위칭 동작 시 데드 타임을 통해 0~1의 듀티 범위 내에서 동작함으로써, 출력전압의 제어범위가 넓고, 듀티가 0부터 시작할 수 있어 스타트-업 회로가 필요치 않다는 효과도 얻어진다.
DC-DC 컨버터, 승압, 연료전지, 하프브리지

Description

승압형 고효율 ＤＣ－ＤＣ 컨버터{Boost DC-DC converter with high efficiency}
본 발명은 승압형 고효율 DC-DC 컨버터에 관한 것으로, 특히 클램프 회로와 스타트-업 회로를 구비하지 않는 승압형 고효율 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로 공급 전원(예를 들어 연료 전지 등)으로부터 전원을 공급받는 고전력 시스템에서는, 출력전압이 낮고 부하에 따라 변동폭이 크기 때문에 이를 승압시키고 조정해야 하며, 공급 전원과 부하 사이에는 안전과 노이즈의 차단 등을 위하여 절연이 필요하므로 절연형 DC-DC 컨버터의 사용이 요구되어 진다.
종래의 DC-DC 컨버터는 크게 전압원 컨버터와 전류원 컨버터로 분류되는데, 전압원 컨버터는 구성과 제어가 비교적 간단한 장점이 있지만, 앞단에 인버터가 있어 연료전지로 유입되는 전류 리플이 작으며 기본적으로 승압비가 높은 전류원 컨버터가 연료전지 응용과 같은 승압형 컨버터에 더욱 적합하다.
대표적인 전류원 컨버터의 토폴로지(topology)에는 풀브리지(full-bridge) 컨버터, 푸시풀(push-pull) 컨버터 및 하프브리지(half bridge) 컨버터가 있으며, 이중 풀브리지 컨버터는 스위치 전압정격이 작다는 장점이 있는 반면 다른 토폴로 지에 비해 스위치 수가 많다는 단점이 있으며, 푸시풀 컨버터는 소자수가 작다는 장점이 있는 반면 변압기에 탭이 필요하다는 단점이 있고, 하프브리지 컨버터는 인터리빙(Interleaving) 효과로 인하여 입력전류 리플이 감소하고, 인덕터의 분산 배치에 따른 열분산 효과 및 승압비가 높다는 장점이 있는 반면 2개의 인덕터로 인한 부피가 증가한다는 단점이 있으며, 일반적으로 여러 장점이 많은 하프브리지 컨버터를 많이 채용하여 왔다.
이와 같이 하프브리지 컨버터의 일례가 하기에 개시되어 있다.
도 1은 종래 연료전지 회로의 구성을 간략하게 보인 블록도이고, 도 2는 종래 일반적인 하프브리지 컨버터의 구성을 간략하게 보인 회로도이다.
도 1 및 도 2에 도시된 바와 같이 두 개인 필터 인덕터(L1, L2)가 인터리빙(Interleaving) 동작으로 입력전류의 리플을 감소시키고, 높은 승압비에 의해 작은 변압기 턴비를 가져 변압기의 손실을 줄일 수 있다는 장점이 있다.
그러나, 필터 인덕턴스(L1, L2)와 스위치 역할을 하는 MOSFET(S1, S2)가 직렬로 연결되어 있어 MOSFET(S1, S2) 오프 시 변압기(20)의 누설 인덕턴스에 의해 큰 서지(surge) 전압이 발생되며, 이 서지 전압은 MOSFET(S1, S2)의 스위칭 손실 및 정격을 증가시키므로, 도 3a,b에 도시된 바와 같이 클램프 회로(30)가 필요하다.
또한, 컨버터 특성상 오버랩 타임을 위해 듀티(duty)가 항시 0.5보다 크게 동작해야 하므로, 초기 구동 시에는 큰 돌입전류가 발생하여 스위치의 전류정격 상 승 및 전체 시스템의 수명에 큰 문제를 야기하기 때문에, 돌입전류를 막기 위해 도 4에 도시된 바와 같이 스타트-업 회로(40)가 필요하다.
그러나 상기 종래 DC-DC 컨버터의 클램프 회로는 수동 클램프 방식 및 능동 클램프 방식으로 나뉘는데, 도 3a에 도시된 바와 같이 수동 클램프 방식은 구현이 간단하다는 장점이 있으나, 스너버 손실이 크고 스위치의 턴-온 및 턴-오프 시 손실이 존재한다는 단점이 있으며, 도 3b에 도시된 바와 같이 능동 클램프 방식은 클램프 회로 손실이 작고 클램프 회로로 인해 영전압 스위칭(ZVS ; Zero Voltage Switching)이 가능하다는 장점이 있는 반면에 스위치 수가 증가하고 클램프 회로 구현이 어렵다는 단점이 있다.
또한, 오버랩 타임으로 인해 스위치는 하드스위칭 하므로, 턴-오프 손실이 모두 발생하여 컨버터 전체 효율을 감소시키고, 정류기 다이오드의 전압 정격이 출력 전압과 같이 매우 높아 큰 역회복 시간을 갖기 때문에 이에 따른 스위칭 손실이 큰 문제가 있고, 클램프 회로 및 스타트-업 회로를 모두 구비하고 있어 부피가 증대하기 때문에 소형화에 문제점이 있었다.
본 발명의 목적은 상술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 컨버터의 특성인 오버랩 타임을 대신하여 데드 타임을 통해 듀티가 작은 범위에서 동작하도록 함으로써, 초기구동 시 돌입전류를 차단하기 위한 스타트-업 회로를 구비하지 않는 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 복수 개의 스위치의 상보적 스위칭을 통해 스위치 턴 -온 시 영전압 스위칭(ZVS)이 가능하도록 하고, 턴-오프 시 서지 발생을 억제하여 클램프 회로가 필요하지 않는 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 2차측 정류기를 복수 개의 변압기에 직렬로 연결하여 변압기의 턴비를 낮추고, 츨력 전압을 양분하도록 함으로써, 변압기의 누설 인덕턴스에 의한 손실을 방지하고, 정류기 다이오드의 전압 정격을 낮추는 장치를 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 제1의 특징은, 공급 전원으로부터 공급되는 전원을 승합시키기 위한 승압형 고효율 DC-DC 컨버터에 있어서, 다수개의 스위치를 구비하고, 이를 상보적(complementary)으로 스위칭하여 출력되는 전압을 제어하는 스위칭수단, 상기 스위칭수단으로부터 입력되는 전압을 승압하는 고주파변압수단 및 상기 고주파변압수단에서 승압된 전압에 대한 전압 더블러(doubler) 정류동작을 수행하는 정류수단을 포함하는 것이다.
본 발명의 제2의 특징은 제1의 특징에 있어서, 상기 스위칭수단은 서로 병렬로 연결된 복수 개의 필터 인덕터, 서로 병렬로 연결되어 한 쌍으로 이루어지고, 상기 다수개의 필터 인덕터와 각각 직렬로 접속되는 다수개의 MOSFET 및 서로 직렬로 연결되어 상기 다수개의 MOSFET에 각각 병렬로 접속하는 다수 개의 커패시터를 포함하는 것이다.
본 발명의 제3의 특징은 제1의 특징에 있어서, 상기 스위칭수단은 초기 스위 칭 동작 시 데드 타임을 통해 0~1의 듀티 범위 내에서 동작하는 것이다.
본 발명의 제4의 특징은 제2의 특징에 있어서, 상기 스위칭수단은 상기 상보적 스위칭 시 180도의 위상차를 가지도록 스위칭 주파수를 2 분주하여 상기 MOSFET로 출력하는 주파수 제어수단을 더 포함하는 것이다.
본 발명의 제5의 특징은 제2의 특징에 있어서, 상기 스위칭수단은 상기 상보적 스위칭 시 분주수에 따른 위상차를 가지는 스위칭 주파수를 상기 다수개의 MOSFET로 출력하는 주파수 제어수단을 더 포함하는 것이다.
본 발명의 제6의 특징은 제1의 특징에 있어서, 상기 고주파변압수단은 서로 직렬로 연결한 다수개의 변압기를 포함하는 것이다.
본 발명의 제7의 특징은 제1의 특징에 있어서, 상기 정류수단은 서로 직렬로 연결된 다수개의 정류기 다이오드와, 상기 다수개의 정류기 다이오드와 각각 병렬로 접속된 것으로 서로 직렬로 연결되어 있는 다수개의 필터 커패시터를 포함하는 하는 것이다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 승압형 고효율 DC-DC 컨버터에 의하면, 데드 타임을 갖고 상보적 스위칭 동작을 통해 인덕턴스로 인한 전압 서지가 발생하지 않으므로, 추가적인 클램프 회로가 필요치 않고, 스위치 턴-온 시 영전압 스위칭이 가능하여 스위칭 손실을 저감할 수 있다는 효과가 얻어진다.
또, 본 발명에 따른 승압형 고효율 DC-DC 컨버터에 의하면, 초기 스위칭 동 작 시 데드 타임을 통해 0~1의 듀티 범위 내에서 동작함으로써, 출력전압의 제어범위가 넓고, 듀티가 0부터 시작할 수 있어 스타트-업 회로가 필요치 않다는 효과도 얻어진다.
또, 본 발명에 따른 승압형 고효율 DC-DC 컨버터에 의하면, 필터 인덕터의 인터리빙으로 입력 전류의 리플을 줄이고, 다수개의 변압기를 통해 높은 승압비를 갖는 효과도 얻어진다.
본 발명에 대해 간략하게 설명하자면, 본 발명은 스위칭수단(100), 고주파변압수단(200) 및 정류수단(300)으로 구성된다. 특히, 상기 스위칭수단(100)은 초기 스위칭 동작 시 데드 타임을 통해 0~1의 듀티 범위 내에서 동작하도록 하여 별도의 스타트-업 회로가 필요치 않는다.
또한, 상기 스위칭수단(100)은 180도의 위상차로 인터리빙하는 상보적(complementary) 스위칭에 의해 전류 리플을 감소시킴과 동시에 스위치 턴-오프 시 스위칭수단(100)의 내부 커패시터를 통하여 급작스런 전류 변화에 의한 전압 서지가 발생하지 않도록 하기 때문에 추가적인 클램프 회로가 필요치 않는다.
이하, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있을 정도로 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 가장 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 또한, 본 발명을 설명하 는데 있어서 동일 부분은 동일 부호를 붙이고, 그 반복 설명은 생략한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 승압형 DC-DC 컨버터의 구성을 간략하게 보인 회로도이다.
상기 도 5에서 도시한 바와 같이, 서로 병렬로 연결된 제1,2 필터 인덕터(L1, L2), 서로 병렬로 연결되어 한 쌍으로 이루어지고, 상기 제1,2 필터 인덕터(L1, L2)와 각각 직렬로 접속되는 2쌍(이하, 상측 및 하측이라 함)의 제1~4 MOSFET(S1~ S4) 및 서로 직렬로 연결되어 상기 상,하측 제1~4 MOSFET(S1~ S4)에 각각 병렬로 접속하는 제1,2 커패시터(C1, C2)를 포함하는 스위칭수단(100), 서로 직렬로 연결한 제1,2 변압기(210, 220)를 포함하는 고주파변압수단(200) 및 서로 직렬로 연결된 제1~4 정류기 다이오드(D1~ D4)와, 상기 제1~4 정류기 다이오드(D1~ D4)와 각각 병렬로 접속된 것으로 서로 직렬로 연결되어 있는 제1~4 필터 커패시터(Co1~ Co4)를 포함하는 정류수단(300)으로 구성된다.
또한, 상기 스위칭수단(100)은 상기 상보적 스위칭 시 180도의 위상차를 가지도록 스위칭 주파수를 2 분주하여 상기 상,하측의 제1~4 MOSFET(S1~ S4)로 출력하는 주파수 제어수단(미도시)을 더 포함한다.
이와 같이 구성한 본 발명의 실시예에 따른 동작 과정을 첨부한 도면을 참조 하여 설명하면 다음과 같다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 승압형 DC-DC 컨버터의 동작 구간 파형을 보인 그래프이다.
상기 도 6에 도시한 바와 같이 승압형 DC-DC 컨버터의 동작 구간은 크게 제1 구간(T1 ~ T2), 제2 구간(T2 ~ T3), 제3 구간(T3 ~ T4) 및 제4 구간(T4 ~ T5)으로 나뉘는데, 이중 제1 구간(T1 ~ T2)은 최초 동작 시 주파수 제어수단에서 출력한 스위칭 주파수에 의해 스위칭수단(100)의 하측의 제1, 제3 MOSFET(S1, S3)가 턴-온되고, 제2, 제4 정류기 다이오드(D2, D4)가 온되는 시점으로, 도 7a에서와 같이 제1,3 MOSFET(S1, S3)가 턴-온일 때 제1,2 변압기(210, 220)에 누설 인덕턴스(Van - Vpri1)가 흐르게 되어 전류는 감소하는 기울기를 갖게 된다. 이때 하측의 제1,3 MOSFET(S1, S3)의 전류는 증가하게 되어 각각 IS1 = ILf1 + ILk1, IS3 = ILf2 + ILk2가 흐르게 된다. 따라서 하측의 제1,3 MOSFET(S1, S3) 양단에는 VC1 + VC2의 전압이 인가된다.
이후, 상기 제2 구간(T2 ~ T3)은 주파수 제어수단에서 출력한 스위칭 주파수에 의해 하측의 제1 MOSFET(S1)만 턴-온되고, 상기 제2, 제4 정류기 다이오드(D2, D4)는 온 동작을 유지하는 시점(데드 타임 구간)으로, 도 7b에서와 같이 상기 하측의 제3 MOSFET(S3)가 턴-오프 되면서 상,하측의 제3,4 MOSFET(S3, S4)의 내부 커패 시터가 각각 충방전을 시작한다. 이때 제1,2 변압기(210, 220)의 누설 인덕턴스에 의해 상기 ILk1은 증가하고, ILk2는 감소하여 상기 제2 정류기 다이오드(D2)에 흐르는 전류(ID2)는 증가하고, 제4 정류기 다이오드(D4)에 흐르는 전류(ID4)는 감소하게 되며, 충방전이 완료되면 상기 상측의 제4 MOSFET(S4)의 내부 다이오드를 통해 전류가 흐르게 된다.
이후, 상기 제3 구간(T3 ~ T4)은 주파수 제어수단에서 출력한 180도 위상각을 가지는 스위칭 주파수에 의해 상,하측의 제1,4 MOSFET(S1, S4) 턴-온되고, 상기 제2, 제3 정류기 다이오드(D2, D3)가 온되는 시점으로, 도 7c에서와 같이 상측의 제4 MOSFET(S4)가 턴-온되어 내부 다이오드로 흐르던 전류가 채널의 역방향으로 흐르는 동기정류방식에 의해 동작하여 전류는 '0'이 될 때까지 계속적으로 감소한다.
상기 제4 구간(T4 ~ T5)은 상기 상측의 제4 MOSFET(S4)의 채널 역방향으로 흐르던 전류가 '0'이 되는 시점으로, 도 7d에서와 같이 흐르던 전류가 '0'이 되면 자연적으로 상기 상측의 제4 MOSFET(S4) 채널의 정방향으로 흐르게 되어 영전압 스위칭(ZVS) 동작을 하게 된다. 이때 상기 제1,2 변압기(210, 220)는 직렬로 연결되어 있기 때문에 유효 누설 인덕턴스는 2배 증가되어 영전압 스위칭(ZVS) 영역이 넓어지게 된다. 이때 상기 고주파변압수단(200)은 서로 직렬 연결된 상기 제1,2 변압기(210, 220)에 의하여 출력전압이 양분되어 상기 정류기 다이오드(D1~ D4)의 전압 정격이 낮은 소자의 사용이 가능하여 작은 역회복 시간을 통해 스위칭 손실을 저감한다.
또한, 본 발명에 의한 전압전달비 및 변압기의 누설 인덕턴스를 고려한 실제 듀티는 다음 식과 같다.
Figure 112008067689862-PAT00001
Figure 112008067689862-PAT00002
도 8a ~ 8c는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭수단에서 영전압 스위칭 시 시뮬레이션 파형을 보인 그래프이다.
상기 도 8a에 도시한 바와 같이 인덕터 각각의 전류가 인터리빙 되어 입력 전류 리플이 감소되는 것을 알 수 있고, 도 8b와 도 8c에 도시한 바와 같이 각 상,하측의 MOSFET(S1~ S4)에서 영전압 스위칭 동작이 이루어지는 것을 알 수 있으며, 또한 상,하측의 MOSFET(S1~ S4) 턴-오프 시에 서지 전압이 없는 것을 알 수 있다.
또한, 상기 실시예에서는 스위칭 주파수를 2 분주하여 180도의 위상차를 가지고 동작하는 것을 그 예로 하였으나, 상기 스위칭 주파수를 4 분주, 6 분주, 12 분주 등을 통해 90도, 60도 30도 등 다양한 위상차를 가지도록 할 수 있다.
즉, 도 9에 도시한 바와 같이 스위칭 소자, 필터 인덕터, 변압기, 정류수단의 다이오드, 커패시터를 다수로 구비하여 실시할 수 있으며, 이러한 동작은 위상차만 상이할 뿐 동작 과정은 180도의 위상차 스위칭과 동일한 과정에 의하여 순차적으로 이루어지는 것으로, 이에 대한 구체적인 설명은 하기에 기재한다.
우선, 도 9에 따른 다른 실시예에서는 연료전지나 부하의 크기와 전압이 커짐에 따라, 단일 소자로 정격을 만족시키지 못하기 때문에 고전압 및 고전류를 감당할 수 있는 구조로 이루어진다.
즉, 상기 설명한 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 승압형 DC-DC 컨버터는 저전압 대전류인 전원으로 높은 승압비를 얻을 수 있는 확장 구조로 이루어져 있다.
<제1 실시예>
도 9a에서 도시한 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예 중 제1 실시예에 따른 스위칭수단(100)은 서로 병렬로 연결된 제1,2, ... N 필터 인덕터(L1, L2....LN), 서로 병렬로 연결되어 한 쌍으로 이루어지고, 상기 제1,2, ... N 필터 인덕터(L1, L2....LN)와 각각 직렬로 접속되는 다수개의 상, 하측 스위치(S1, S2, ...SN, S'1, S'2,...S'N) 및 서로 직렬로 연결되어 상기 상, 하측 스위치(S1, S2, ...SN, S'1, S'2,...S'N)에 각각 병렬로 접속하는 제1,2 커패시터(C1, C2)를 포함한다.
또, 고주파변압수단(200)은 상기 제1,2, ... N 필터 인덕터(L1, L2....LN)와 1차측이 서로 직렬로 연결된 제1,2,...N 변압기(210, 220,...2NO)를 포함하며, 상기 고주파변압수단(200)의 중성선(N)은 상기 제1,2 커패시터(C1, C2) 사이에 공유 접속된다.
그리고, 정류수단(300)은 각각의 변압기(210, 220,...2NO)의 2차측에 연결되어 있으며, 각각의 변압기(210, 220,...2NO)의 2차측에 연결된 부하측에서 높은 전압을 얻을 수 있도록 상기 각각의 변압기(210, 220,...2NO)에서 출력된 전압을 정류한다.
따라서, 상기 정류수단(300)은 각각의 변압기(210, 220,...2NO)의 2차측 하나의 선과 직렬로 연결되는 다이오드(D1, D'1), 각각의 변압기(210, 220,...2NO)의 2차측 다른 하나의 선과 연결되며, 상기 다이오드에 각각 병렬로 접속됨과 동시에 서로 직렬로 연결된 커패시터(Co1, C'o1)를 각각의 변압기마다 구비하고 있다.
또한, 상기 스위칭수단(100)은 상기 상보적 스위칭 시 360/N 도의 위상차를 가지도록 스위칭 주파수를 2 분주하여 상기 상, 하측 스위치(S1, S2, ...SN, S'1, S'2,...S'N)로 출력하는 주파수 제어수단(미도시)을 더 포함한다.
즉, 본 발명의 실시예에 따른 승압형 고효율 DC-DC 컨버터는 N 상으로 늘릴 경우의 결선을 도시하였고, 각 상은 360/N 의 위상차를 가지며, 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)로 흐르는 전류는 N 상 인터리빙된 전류가 흐르게 되어 전류 스트레스를 감소시킨다.
따라서, 본 발명의 실시예에 따른 승압형 고효율 DC-DC 컨버터는 출력측의 커패시터(Co1, C'o1...CoN, C'oN)가 직렬로 연결되고, 전류 스트레스는 감소시키면서 출력 전압을 높일 수 있도록 이루어진다.
<제2 실시예>
도 9b에서 도시한 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예 중 제2 실시예에 따른 스위칭수단(100')은 서로 병렬로 연결된 필터 인덕터(L11,..L1P, L21....L2P), 서로 병렬로 연결되어 한 쌍으로 이루어지고, 상기 필터 인덕터(L11,..L1P, L21....L2P)와 각각 직렬로 접속되는 다수개의 상, 하측 스위치(S11,...S1P, S21...S2P, S'11,...S'1P, S'21,...S'2P) 및 서로 직렬로 연결되어 상기 상, 하측 스위치(S11,...S1P, S21...S2P, S'11,...S'1P, S'21,...S'2P)에 각각 병렬로 접속하는 제1,2 커패시터(C1, C2)를 포함한다.
또, 고주파변압수단(200')은 상기 필터 인덕터(L11,..L1P, L21....L2P)와 1차측이 서로 직렬로 연결된 변압기(211,...21P, 220...22P)를 포함하며, 상기 고주파변압수단(200)의 중성선(N)은 상기 제1,2 커패시터(C1, C2) 사이에 공유 접속된다.
그리고, 정류수단(300)은 각각의 변압기(211,...21P, 220...22P)의 2차측에 연결되어 있으며, 각각의 변압기(211,...21P, 220...22P)의 2차측에 연결된 부하측에서 높은 전압을 얻을 수 있도록 상기 각각의 변압기(211,...21P, 220...22P)에서 출력된 전압을 정류한다.
본 실시예에서는 입력측에 대전류를 분산시키기 위해 다수개의 인덕터와 스위치를 추가하며, 출력측 전류를 분산시키기 위해 다이오드를 추가된 인덕터 및 스위치의 개수만큼 추가시켜 전류 한계를 극복하도록 구비된다.
따라서, 상기 정류수단(300')은 각각의 변압기(211,...21P, 220...22P)의 2차측 하나의 선과 직렬로 연결되는 다이오드(D11..D1P, D'11,..D'1P, D21..D2P, D'21..D'2P), 각각의 변압기(211,...21P, 220...22P)의 2차측 다른 하나의 선과 연결되며, 상기 다이오드(D11..D1P, D'11,..D'1P, D21..D2P, D'21..D'2P)에 각각 병렬로 접속됨과 동시에 서로 직렬로 연결된 커패시터(Co1, C'o1, Co2, C'o2)를 각각의 변압기마다 구비하고 있다.
또한, 상기 스위칭수단(100)은 상기 상보적 스위칭 시 360/P 도씩 위상차를 가지며, 이를 위해 상, 하측 스위치(S11,...S1P, S21...S2P, S'11,...S'1P, S'21,...S'2P)로 출력하는 주파수 제어수단(미도시)을 더 포함한다.
즉, 본 발명의 실시예에 따른 승압형 고효율 DC-DC 컨버터는 P 상으로 늘릴 경우의 결선을 도시하였고, 각 상은 360/P 의 위상차를 가지며, 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)로 흐르는 전류는 N 상 인터리빙된 전류가 흐르게 되어 전류 스트레스를 감소시킨다.
따라서, 본 발명의 실시예에 따른 승압형 고효율 DC-DC 컨버터는 출력측의 커패시터(Co1, C'o1, Co2, C'o2)가 직렬로 연결되고, 전류 스트레스는 감소시키면서 출력 전압을 높일 수 있도록 이루어진다.
<제3 실시예>
도 9c에서 도시한 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예 중 제3 실시예에 따른 스위칭수단(100'')은 서로 병렬로 연결된 필터 인덕터(L11,..L1P...LN1...LNP), 서로 병렬로 연결되어 한 쌍으로 이루어지고, 상기 필터 인덕터필터 인덕터(L11,..L1P...LN1...LNP)와 각각 직렬로 접속되는 다수개의 상, 하측 스위치(S11..S1P, SN1..SNP, S'11..S'1P, S'N1..S'NP) 및 서로 직렬로 연결되어 상기 상, 하측 스위치(S11..S1P, SN1..SNP, S'11..S'1P, S'N1..S'NP)에 각각 병렬로 접속하는 제1,2 커패시터(C1, C2)를 포함한다.
또, 고주파변압수단(200'')은 상기 필터 인덕터(L11,..L1P...LN1...LNP)와 1차측이 서로 직렬로 연결된 변압기(211..21P.. 2N1...2NP)를 포함하며, 상기 고주파변압수단(200'')의 중성선(N)은 상기 제1,2 커패시터(C1, C2) 사이에 공유 접속된 다.
그리고, 정류수단(300'')은 각각의 변압기(211..21P.. 2N1...2NP)의 2차측에 연결되어 있으며, 각각의 변압기(211..21P.. 2N1...2NP)의 2차측에 연결된 부하측에서 높은 전압을 얻을 수 있도록 상기 각각의 변압기(211..21P.. 2N1...2NP)에서 출력된 전압을 정류한다.
본 실시예에서는 높은 입,출력 전압비와 높은 출력 전력이 필요한 경우에 적용될 수 있으며, 인덕터, 스위치, 다이오드 등을 도합하여 추가하는 방식으로 입, 출력 전류 분배 및 출력 증대를 가져올 수 있도록 이루어진다.
따라서, 상기 정류수단(300'')은 각각의 변압기(211..21P.. 2N1...2NP)의 2차측 하나의 선과 직렬로 연결되는 다이오드(D11..D1P, D'11,..D'1P,...DN1..DNP, D'N1..D'NP), 각각의 변압기(211..21P.. 2N1...2NP)의 2차측 다른 하나의 선과 연결되며, 상기 다이오드(D11..D1P, D'11,..D'1P,...DN1..DNP, D'N1..D'NP)에 각각 병렬로 접속됨과 동시에 서로 직렬로 연결된 커패시터(Co1, C'o1,..CoN, C'oM)를 각각의 변압기마다 구비하고 있다.
또한, 상기 스위칭수단(100'')은 상기 상보적 스위칭 시 180도의 위상차를 가지도록 스위칭 주파수를 2 분주하여 상기 상, 하측 스위치(S11..S1P, SN1..SNP)로 출력하는 주파수 제어수단(미도시)을 더 포함한다.
즉, 제1 실시예와 제2 실시예가 복합적으로 적용된 구조로서, 커패시터(Co1, C'o1,..CoN, C'oM)는 P 개의 병렬 모듈(인덕터, 한 쌍의 스위치, 변압기, 다이오드)로 전류를 공급받으며, 높은 전압을 출력하기 위해 제1 실시예와 같이 N 개의 모듈(인덕터, 한 쌍의 스위치, 변압기, 다이오드)이 직렬로 구성되는 것이다.
이상, 본 발명자에 의해서 이루어진 발명을 상기 실시예에 따라 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 상기 실시예에 한정되는 것은 아니고, 그 요지를 이탈하지 않는 범위에서 여러 가지로 변경 가능한 것은 물론이다.
도 1은 종래 연료전지 회로의 구성을 간략하게 보인 블록도.
도 2는 종래 일반적인 하프브리지 컨버터의 구성을 간략하게 보인 회로도.
도 3은 종래 일반적인 하프브리지 컨버터에 클램프 회로가 추가된 구성을 간략하게 보인 회로도
도 4는 종래 일반적인 하프브리지 컨버터에 스타트-업 회로가 추가된 구성을 간략하게 보인 회로도
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 승압형 DC-DC 컨버터의 구성을 간략하게 보인 회로도.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 승압형 DC-DC 컨버터의 동작 구간 파형을 보인 그래프.
도 7a ~ 7d은 본 발명의 실시예에 따른 승압형 DC-DC 컨버터의 동작 구간별 전류의 흐름을 보인 회로도.
도 8의 도 8a ~ 8c는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭수단에서 영전압 스위칭 시 시뮬레이션 파형을 보인 그래프.
도 9의 도 9a ~ 9c는 본 발명의 다른 실시예에 따른 승압형 DC-DC 컨버터의 구성을 간략하게 보인 회로도.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
100 : 스위칭수단 200 : 고주파변압수단
210, 220 : 제1,2 변압기 300 : 정류수단
S1~ S4 : 제~4 MOSFET D1~ D4 : 제1~4 정류기 다이오드
L1, L2 : 필터 인덕터 Co1~ Co4 : 필터 커패시터

Claims (10)

  1. 공급 전원으로부터 공급되는 전원을 승합시키기 위한 승압형 고효율 DC-DC 컨버터에 있어서,
    다수개의 스위치를 구비하고, 이를 상보적(complementary)으로 스위칭하여 출력되는 전압을 제어하는 스위칭수단,
    상기 스위칭수단으로부터 입력되는 전압을 승압하는 고주파변압수단 및
    상기 고주파변압수단에서 승압된 전압에 대한 전압 더블러(doubler) 정류동작을 수행하는 정류수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 승압형 고효율 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 스위칭수단은
    서로 병렬로 연결된 복수 개의 필터 인덕터,
    서로 병렬로 연결되어 한 쌍으로 이루어지고, 상기 다수개의 필터 인덕터와 각각 직렬로 접속되는 다수개의 MOSFET 및
    서로 직렬로 연결되어 상기 다수개의 MOSFET에 각각 병렬로 접속하는 다수 개의 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 승압형 고효율 DC-DC 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스위칭수단은 서로 병렬로 연결된 N 개의 필터 인덕터, 서로 병렬로 연 결되어 한 쌍으로 이루어지고, 상기 N 개의 필터 인덕터와 각각 직렬로 접속되는 다수개의 상, 하측 스위치 및 서로 직렬로 연결되어 상기 상, 하측 스위치에 각각 병렬로 접속되는 제1, 제2 커패시터를 포함하고,
    상기 고주파변압수단의 중성선은 상기 제1, 제2 커패시터 사이에 공유 접속되고, 상기 고주파변압수단은 상기 N 개의 필터 인덕터와 1차측이 서로 직렬로 연결된 N 개의 변압기를 포함하며,
    상기 정류수단은 상기 N개의 변압기의 2차측 하나의 선과 직렬로 연결되는 한 쌍의 다이오드 및 상기 변압기의 2차측 다른 하나의 선과 연결되며, 상기 한 쌍의 다이오드에 각각 병렬로 접속됨과 동시에 서로 직렬로 연결된 한 쌍의 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 승압형 고효율 DC-DC 컨버터.
  4. 제3항에 있어서, 상기 스위칭수단은
    상기 상보적 스위칭 시 320/N도의 위상차를 가지도록 스위칭 주파수를 N 분주하여 상기 다수개의 MOSFET로 출력하는 주파수 제어수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 승압형 고효율 DC-DC 컨버터.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제1 커패시터 및 제2 커패시터는 N 상 인터리빙된 전류가 흐르는 것을 특징으로 하는 승압형 고효율 DC-DC 컨버터.
  6. 제1항에 있어서, 상기 스위칭수단은
    초기 스위칭 동작 시 데드 타임을 통해 0~1의 듀티 범위 내에서 동작하는 것을 특징으로 하는 승압형 고효율 DC-DC 컨버터.
  7. 제2항에 있어서, 상기 스위칭수단은
    상기 상보적 스위칭 시 180도의 위상차를 가지도록 스위칭 주파수를 2 분주하여 상기 다수개의 MOSFET로 출력하는 주파수 제어수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 승압형 고효율 DC-DC 컨버터.
  8. 제2항에 있어서, 상기 스위칭수단은
    상기 상보적 스위칭 시 분주수에 따른 위상차를 가지는 스위칭 주파수를 상기 다수개의 MOSFET로 출력하는 주파수 제어수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 승압형 고효율 DC-DC 컨버터.
  9. 제1항에 있어서, 상기 고주파변압수단은
    서로 직렬로 연결한 다수개의 변압기를 포함하는 것을 특징으로 하는 승압형 고효율 DC-DC 컨버터.
  10. 제1항에 있어서, 상기 정류수단은
    서로 직렬로 연결된 다수개의 정류기 다이오드와, 상기 다수개의 정류기 다이오드와 각각 병렬로 접속된 것으로 서로 직렬로 연결되어 있는 다수개의 필터 커 패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 승압형 고효율 DC-DC 컨버터.
KR1020080094527A 2007-09-27 2008-09-26 승압형 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 KR100983673B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070097483 2007-09-27
KR20070097483 2007-09-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20090033087A true KR20090033087A (ko) 2009-04-01
KR100983673B1 KR100983673B1 (ko) 2010-09-24

Family

ID=40759648

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020080094527A KR100983673B1 (ko) 2007-09-27 2008-09-26 승압형 ｄｃ－ｄｃ 컨버터

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100983673B1 (ko)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101025307B1 (ko) * 2009-06-04 2011-03-29 건국대학교 산학협력단 연료전지용 전력변환장치 및 그 제어방법
KR101064764B1 (ko) * 2009-12-30 2011-09-14 두산중공업 주식회사 승압비 및 전력용량 증대비에 따른 확장형 비절연 소프트 스위칭 다상 ｄｃ-ｄｃ 컨버터
KR101251064B1 (ko) * 2011-06-29 2013-04-05 한국에너지기술연구원 고승압비 다중입력 양방향 ｄｃ－ｄｃ 컨버터
WO2013100674A1 (ko) * 2011-12-30 2013-07-04 주식회사 효성 승압형 ｄｃ-ｄｃ 컨버터
CN103944397A (zh) * 2014-04-11 2014-07-23 燕山大学 Boost型隔离DC/DC变换器及其控制方法
CN105553283A (zh) * 2016-03-04 2016-05-04 盐城工学院 一种升压型直直变换器的控制方法
KR20200065380A (ko) 2018-11-30 2020-06-09 주식회사 에코스 Vrfb용 승압컨버터
KR20210102771A (ko) * 2020-02-12 2021-08-20 한국원자력연구원 고효율 절연형 pfc 컨버터

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101168702B1 (ko) * 2010-12-13 2012-07-30 경상대학교산학협력단 승압 전압 컨버터
US8472219B2 (en) * 2011-09-14 2013-06-25 General Electric Company Method and systems for converting power
KR101229265B1 (ko) * 2011-12-20 2013-02-04 국방과학연구소 집적 변압기 및 이를 이용한 고승압 직류-직류 컨버터
KR101377124B1 (ko) * 2012-12-28 2014-04-01 서울과학기술대학교 산학협력단 단일 스위치 절연형 공진 컨버터 및 이를 이용한 인터리빙 단일 스위치 절연형 공진 컨버터
CN109980917B (zh) * 2017-12-27 2020-02-18 中国科学院声学研究所 一种适用于海底观测网络恒压中继器或分支器的供电装置

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6995337B2 (en) * 2003-07-11 2006-02-07 Lincoln Global, Inc. Power source with saturable reactor
JP4099595B2 (ja) * 2004-09-30 2008-06-11 ソニー株式会社 スイッチング電源回路

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101025307B1 (ko) * 2009-06-04 2011-03-29 건국대학교 산학협력단 연료전지용 전력변환장치 및 그 제어방법
KR101064764B1 (ko) * 2009-12-30 2011-09-14 두산중공업 주식회사 승압비 및 전력용량 증대비에 따른 확장형 비절연 소프트 스위칭 다상 ｄｃ-ｄｃ 컨버터
KR101251064B1 (ko) * 2011-06-29 2013-04-05 한국에너지기술연구원 고승압비 다중입력 양방향 ｄｃ－ｄｃ 컨버터
WO2013100674A1 (ko) * 2011-12-30 2013-07-04 주식회사 효성 승압형 ｄｃ-ｄｃ 컨버터
CN103944397A (zh) * 2014-04-11 2014-07-23 燕山大学 Boost型隔离DC/DC变换器及其控制方法
CN105553283A (zh) * 2016-03-04 2016-05-04 盐城工学院 一种升压型直直变换器的控制方法
CN105553283B (zh) * 2016-03-04 2018-09-25 盐城工学院 一种升压型直直变换器的控制方法
KR20200065380A (ko) 2018-11-30 2020-06-09 주식회사 에코스 Vrfb용 승압컨버터
KR20210102771A (ko) * 2020-02-12 2021-08-20 한국원자력연구원 고효율 절연형 pfc 컨버터

Also Published As

Publication number Publication date
KR100983673B1 (ko) 2010-09-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100983673B1 (ko) 승압형 ｄｃ－ｄｃ 컨버터
US9065349B2 (en) Control method for bidirectional DC-DC converters
US9520792B2 (en) Staggered parallel three-level DC/DC converter and AC/DC converter
CN1731661B (zh) 二级增压变换器
AU2006251711B2 (en) Bi-directional battery power inverter
US8891261B2 (en) Three-phase three-level soft-switched PFC rectifiers
US8345450B2 (en) Resonant converter having over-current protection apparatus and controlling method thereof
EP2571154A2 (en) PV inverter with input parallel output series connected flyback converters feeding a fullbridge grid converter
US11296607B2 (en) DC-DC converter
US20050180173A1 (en) Power converter with interleaved topology
US7495935B2 (en) DC/AC power converter and controlling method thereof
JP7329971B2 (ja) コンバータ
KR20160056155A (ko) 전력변환부
Coccia et al. Wide input voltage range compensation in DC/DC resonant architectures for on-board traction power supplies
JP6107848B2 (ja) 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
KR20190025196A (ko) 절연형 dc-dc 컨버터 및 그 구동방법
KR20110077955A (ko) 승압비 및 전력용량 증대비에 따른 확장형 비절연 소프트 스위칭 다상 ｄｃ-ｄｃ 컨버터
JP5418910B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
TWI816965B (zh) 直流脈衝電源裝置
KR101595927B1 (ko) Ｄｃ-ｄｃ컨버터 회로
CN104410278B (zh) 一种dcdc变换器
KR100941935B1 (ko) 인터리브 방식의 삼상 절연 ｄｃ/ｄｃ 컨버터
TWI816966B (zh) 直流脈衝電源裝置
JP2004235094A (ja) 燃料電池システム
KR102030918B1 (ko) 작은 출력전류 리플을 갖는 고효율 충전기

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
PA0109 Patent application

Patent event code: PA01091R01D

Comment text: Patent Application

Patent event date: 20080926

PA0201 Request for examination
PG1501 Laying open of application
E902 Notification of reason for refusal
PE0902 Notice of grounds for rejection

Comment text: Notification of reason for refusal

Patent event date: 20100517

Patent event code: PE09021S01D

E701 Decision to grant or registration of patent right
PE0701 Decision of registration

Patent event code: PE07011S01D

Comment text: Decision to Grant Registration

Patent event date: 20100826

GRNT Written decision to grant
PR0701 Registration of establishment

Comment text: Registration of Establishment

Patent event date: 20100915

Patent event code: PR07011E01D

PR1002 Payment of registration fee

Payment date: 20100916

End annual number: 3

Start annual number: 1

PG1601 Publication of registration
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130827

Year of fee payment: 4

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20130827

Start annual number: 4

End annual number: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150205

Year of fee payment: 5

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20150205

Start annual number: 5

End annual number: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150707

Year of fee payment: 6

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20150707

Start annual number: 6

End annual number: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161108

Year of fee payment: 7

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20161108

Start annual number: 7

End annual number: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170908

Year of fee payment: 8

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20170908

Start annual number: 8

End annual number: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180917

Year of fee payment: 9

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20180917

Start annual number: 9

End annual number: 9

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20200804

Start annual number: 11

End annual number: 11

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20210624

Start annual number: 12

End annual number: 12

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20220616

Start annual number: 13

End annual number: 13

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20230418

Start annual number: 14

End annual number: 14