KR101595927B1 - Ｄｃ-ｄｃ컨버터 회로 - Google Patents

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켄지 모리모토
하지메 야마모토
사토시 야마무라
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가부시키가이샤 산샤덴키세이사쿠쇼
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Abstract

DC-DC컨버터 회로는, 제1, 제2스위치 소자(S1, S2); 제1, 제2스위치 소자(S1, S2)의 정극 사이에 직렬적으로 접속된 제1일차코일(P1), 부극 사이에 직렬적으로 접속된 제2일차코일(P2)와 출력전압을 얻기 위한 이차코일(S) 및 삼차코일(n3, n4)을 구비하는 출력 트랜스(T); 제1일차코일(P1)이 제2스위치 소자(S2)에 접속된 제1접속점과 제1스위치 소자(S1) 사이에 접속되어, 제1일차코일을 경유하여 제1스위치 소자에 전압을 인가하는 제1전압원(C1); 제1전압원(C1)과 대칭하는 장소에 접속된 제2전압원(C2); 제1, 제2스위치 소자(S1, S2)를 번갈아 가며 온/오프하는 제어부(CT)와 스너버 콘덴서(C3, C4)의 충전전하를 전압원(C1, C2)에 회생하기 위한 제1, 제2회생 스너버 회로(SN1, SN2)를 구비하고 있고, 이들 회생 스너버 회로(SN1, SN2)는 삼차코일(n3, n4)의 출력전압으로 구동되는 제3, 제4스위치 소자(S3, S4)를 구비한다.

Description

ＤＣ-ＤＣ컨버터 회로{DC-DC CONVERTER CIRCUIT}
본 발명은, 풀 브리지 형이나 하프 브리지 형 등의 DC-DC 컨버터 회로와는 다른, 새로운 구성의 DC-DC 컨버터 회로에 관한 것이다.
DC-DC 컨버터 회로는 인버터 회로, 출력 트랜스 및 정류회로를 결합함으로써 구성되고, 종래부터 잘 알려진 인버터 회로에는 풀 브리지 형, 하프 브리지 형, 센터 탭 푸쉬 풀(center tap push pull)형이 있다. 이들 회로의 개념도가 도 1에 나타낸다.
풀 브리지 형은, 스위치 소자(S1~S4)를 브리지 접속하여 구성하고, 전원(V)을 브리지 사이에 접속한다. 스위치 소자(S1, S4) 및 스위치 소자(S2, S3)를 번갈아 가면서 온/오프(on/off) 하여, 출력 트랜스(trnace)의 일차코일(P)에 교번전류를 흘린다 (특허문헌 1 참조).
하프 브리지 형은, 스위치 소자(S1, S2)에 각각 전압원(C1, C2)를 병렬 접속하여 전압원(C1, C2) 사이에 전원(V)을 접속한다. 스위치 소자(S1, S2)를 번갈아 가면서 온/오프 하여, 일차코일(P)에 교번전류를 흘린다 (특허문헌 2 참조).
센터 탭 푸쉬 풀 형은, 스위치 소자(S1, S2) 사이에 접속한 일차코일(P)의 센터 탭에 전원(V)을 접속한다. 스위치 소자(S1, S2)를 번갈아 가면서 온/오프 하여, 일차코일(P)에 교번전류를 흘린다 (특허문헌 3 참조).
특허문헌1: 일본 특허공개 2007-151225호 특허문헌2: 일본 특허공개 2005-279774호 특허문헌3: 일본 특허공개 2001-112253호
하지만, 상기 각종 인버터 회로는, 이하의 문제점을 가지고 있다.
(1) 풀 브리지형
스위치 소자를 4개 사용하기 때문에, 가격이 높아진다.
(2) 하프 브리지형
스위치 소자는 2개로 좋지만, 각 스위치 소자(S1, S2) 및 일차코일(P)에 흐르는 전류는 풀 브리지 형이나 센터 탭 푸쉬 풀 형에 비하여 2배가 된다. 이로 인해, 스위치 소자나 트랜스의 대형화 및 고가격을 피할 수 없다.
(3) 센터 탭 푸쉬 풀 형
스위치 소자는 2개로 고, 각 스위치 소자(S1, S2) 및 일차코일(P)에 흐르는 전류는 풀 브리지 형과 동일하며 커지지 않는다. 하지만, 전원(V)을 일차코일(P)의 센터 탭에 접속하기 때문에, 코일(P)의 좌우 결합에 누설 인덕턴스(leakage inductance)가 개제한다. 이 때문에, 제1스위치 소자를 턴 오프(turn-off)한 때 발생하는 서지 전압(surge voltage)은, 상기 누설 인덕턴스를 경유하여 제2 스위치 소자에 접속된 프리 휠 다이오드(free wheel diode)로 클램프(clamp)된다. 상기 누설 인덕턴스의 존재로 인하여, 완전한 클램프가 불가능하여, 제1 스위치 소자에 과대한 서지 전압이 인가되는 문제점이 있다.
본 발명의 목적은, 스위치 소자가 2개로 좋고, 스위치 소자에 흐르는 전류치도 작고, 또한, 스위치 소자에 과대한 서지 전압이 인가되지 않는 DC-DC 컨버터 회로를 제공하는 것이다. 또한, 본 발명의 또 다른 목적은, 스너버(snubber) 콘덴서의 충전 전하를 전원에 회생하는 회생 회로를 낮은 가격으로 구성할 수 있는 DC-DC 컨버터 회로를 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 DC-DC컨버터 회로 내에 설치된 인버터 회로는, 도 1의 가장 우측에 나타나는 것과 같은 구성을 구비한다. 인버터 회로는, 스위치 소자로서, 제1 스위치 소자(S1); 및 제2 스위치 소자(S2);를 구비한다. 이들 스위치 소자는, 반도체 스위치 소자, 예를 들면, IGBT(절연게이트 형 바이폴라 트랜지스터)나 MOS-FET으로 구성된다. 또한, 본 인버터 회로는, 상기 제1 스위치 소자(S1)과 상기 제2 스위치 소자(S2)의 정극측 사이에 직렬적으로 접속된 제1 일차코일(P1); 부극측 간에 직렬적으로 접속된 제2 일차코일(P2); 및 더 나아가 출력 접압을 얻기 위한 이차코일을 구비하는 출력트랜스를 구비한다. 또한, 본 인버터 회로는, 전압원을 2개 구비하고 있다. 제1 전압원(C1)은, 상기 제1 일차코일(P1)이 상기 제2 스위치 소자(S2)에 접속된 제1 접속점과 상기 제1스위치 소자(S1) 사이에 접속된다. 이로써, 제1 전압원(C1)은, 상기 제1일차코일(P1)을 경유하여 상기 제1스위치 소자(S1)에 전압을 인가한다. 제2 전압원(C2)은, 상기 제1일차코일(P1)이 상기 제1 스위치 소자(S1)에 접속된 제2 접속점과 상기 제2 스위치 소자(S2) 사이에 접속된다. 이로써, 제2 전압원(C2)은, 상기 제1 일차코일(P1)을 경유하여 상기 제2 스위치 소자(S2)에 전압을 인가한다.
제어부는, 상기 제1 스위치 소자(S1)와 상기 제2 스위치 소자(S2)를 번갈아 가며 온/오프 하는 제어를 행한다.
이상의 구성을 가지는 인버터 회로를, 본 명세서에서는, 전류 균형 푸쉬 풀 형(Current Balanced P.P) 인버터 회로라고 칭한다.
상기 구성에는, 전원(V)에서 제1전압원(C1)과 제2 전압원(C2)에 대하여 항상 충전 전류가 흐른다(에너지가 공급된다). 제1스위치 소자(S1)가 온이 되면, 제1전압원(C1)에서 제1일차코일(P1)을 경유하여 제1스위치 소자(S1)에 흐르는 전류성분 및 제2전압원(C2)에서 제2 일차코일(P2)를 경유하여 제1 스위치 소자(S1)에 흐르는 전류성분이 합성되고, 이렇게 합성된 전류가 제1스위치 소자(S1)에 흐른다. 바꿔 말하자면, 제1스위치 소자(S1)에 흐르는 전류는, 제1 일차코일(P1)과 제2 일차코일(P2)로 분류(分流, shunt)한다.
인버터 회로는, 스너버 회로와 회생 회로를 구비함으로써, ZVS(Zero Voltage Switching) 동작을 가능하게 하고, 동시에 손실을 감소시킬 수 있다. 스너버 회로는, 상기 제1스위치 소자(S1)에 병렬로 접속되고, 제1 스너버 다이오드와 제1 스너버 콘덴서의 직렬회로를 포함하는 제1스너버 회로; 및 상기 제2스위치 소자에 병렬로 접속되고, 제2스너버 다이오드와 제2스너버 콘덴서의 직렬 회로를 포함하는 제2스너버 회로;로 구성된다. 제1스너버 회로의 동작은 이하 기재한다.
제1 스위치 소자(S1)가 오프(turn-off) 되면, 출력 트랜스의 이차 측에 접속되어 있는 리엑턴스(출력 트랜스의 누설 인덕턴스여도 좋다)의 작용에 의해 제1스너버 콘덴서에 충전 전류가 흐르고, 서지 전압 성분이 이 콘덴서에 충전된다. 이 때의 충전 전압의 변화는 서서히 상승하기 때문에, 스위칭 동작은 ZVS동작이 된다. 한편, 제1스위치 소자가 온(turn-on) 되면, 상기 누설 인덕턴스의 감류작용에 의해, 전류가 직선상으로 경사지어 상승하기 때문에, 스위칭 동작은 ZCS(Zero Current Switching)동작이 된다. 이 때, 제1스너버 콘덴서의 충전전하는 제1스너버 다이오드의 저지에 의해 제1스위치 소자(S1)를 경유하여 방전되는 일 없이, 제1회생 회로에 의해 제1전압원에 회생된다. 또한, 회생 회로를 구비하지 않는 일반적인 스너버 회로에서는, 제1스너버 콘덴서에 병렬로 스너버 저항(Rs1)이 접속되어 있고, 스너버 콘덴서의 충전 전하는 스너버 저항(Rs1)에 방전한다. 방전 전류(if)는 이런 스너버 저항(Rs1)에서 열 변환(if x if x Rs1)된다. 이 때문에, 회생 회로를 구비하지 않는 일반적인 스너버 회로에서는 열 손실이 커서, 인버터 회로는 저 효율이 된다.
본 발명은, 스너버 저항(Rs1)을 접속하지 않고, 제1회생 회로를 구비한다. 제1회생 회로에서는, 제1스너버 콘덴서의 충전 전하를 제1전압원에 회생한다.
제1 회생 회로는, 상기 제1전압원의 정극측과 상기 제1스너버 콘덴서 사이에 접속된다. 제1회생 회로는 제3스위치 소자; 상기 제3스위치 소자와 상기 제1전압원의 정극측 사이에 접속되는 제1리엑터; 및 상기 제3스위치 소자와 상기 제1스너버 콘덴서 사이에 접속된 제1회생용 다이오드;를 포함한다. 더 나아가, 출력 트랜스는, 상기 제3스위치 소자의 제어 단자에 접속된 제1삼차코일을 구비한다. 이러한 제1삼차코일 및 상기 일차코일은, 상기 이차코일을 샌드위치 형상으로 사이에 두고 감겨져 있다.
제1삼차코일은, 제1스위치 소자(S1)의 온 타이밍(on timing)에 동기 하여 출력하기 때문에, 이로 인해, 제1스위치 소자(S1)가 온인 때에, 제1스너버 콘덴서에 축적된 전하를 제1전압원에 회생시킨다. 회생에 의해 인버터 회로의 고 효율이 가능하다.
제2스너버 회로와 제2 회생 회로는, 상기 제1스너버 회로 및 제1회생 회로와 같은 구성을 구비한다. 또한, 출력 트랜스는, 상기 제4스위치 소자의 제어 단자에 접속된 제2삼차코일을 구비한다.
본 발명에 따르면, 스위치 소자가 2개로 좋고, 스위치 소자에 흐르는 전류치도 작고, 또한, 스위치 소자에 과대 서지 전압이 인가되지 않는다. 또한, 스너버 회로와 회생 회로를 접속함으로써, 스위치 소자의 ZVS동작을 가능하게 하고, 동시에, 손실을 줄일 수 있다. 더 나아가, 제어 회로에서 회생 회로의 스위치 소자를 온 하는 타이밍 제어가 불필요 하기 때문에, 스너버 콘덴서의 충전 전하를 전원에 회생하는 회생 회로를 낮은 가격으로 구성할 수 있다.
도 1은 풀 브리지 형, 하프 브리지 형, 센터 탭 푸쉬 풀 형, 전류 균형 푸쉬 풀(Current Balanced P.P) 형의 각 인버터 회로의 개념도를 나타낸다.
도 2는 전류 균형 푸쉬 풀 형 인버터 회로를 사용한 DC-DC컨버터 회로의 기본 구성도이다.
도 3은 도 2에 나타난 DC-DC컨버터 회로의 타이밍 차트이다.
도 4는 본 발명의 실시 태양인 전류 균형 푸쉬 풀 형 DC-DC컨버터 회로의 회로도 이다.
도 5는 도 4에 나타난 DC-DC컨버터 회로의 타이밍 차트이다.
도 6은 제1 실시예의 트랜스(T)의 코일 구성도이다.
도 7은 제2 실시예의 트랜스(T)의 코일 구성도이다.
도 8은 제3 실시예의 트랜스(T)의 코일 구성도이다.
도 9은 제4 실시예의 트랜스(T)의 코일 구성도이다.
도 10은 본 발명의 다른 실시태양인 전류 균형 푸쉬 풀 형 DC-DC컨버터 회로의 회로도 이다.
도 2는, 본 발명의 전류 균형 푸쉬 풀 형(Current Balanced P.P 형) DC-DC컨버터 회로의 기본구성도이다.
이러한 회로는, 트랜스(T)의 일차 측에 전류 균형 푸쉬 풀 형 인버터 회로를 구성하고, 동시에, 이차 측에 정류 회로를 구성함으로써, 전체로서 DC-DC컨버터 회로를 구성한다.
DC-DC컨버터 회로는, 제1스위치 소자(S1); 제2스위치 소자(S2); 및 제1스위치 소자(S1)와 제2스위치 소자(S2)의 정격 측 사이에 직렬적으로 접속된 제1일차코일(P1)을 구비하고, 또한, 제1스위치 소자(S1)과 제2스위치 소자(S2)의 부극 측 사이에 직렬적으로 접속된 제2일차코일(P2)를 구비하고, 더 나아가 출력 전압을 얻기 위한 이차코일을 구비하는 출력 트랜스(T);를 구비한다.
또한, 이러한 DC-DC컨버터 회로는, 제1일차코일(P1)이 제2스위치 소자(S2)에 접속된 제1접속점(A1)과 제1스위치 소자(S1) 사이에 접속되어, 제1일차코일(P1)을 경유하여 제1스위치 소자(S1)에 전압을 인가하는 제1전압원인 콘덴서(C1); 제1일차코일(P1)이 제1스위치 소자(S1)에 접속된 제2접속점(A2)과 제2스위치 소자(S2) 사이에 접속되어, 제1일차코일(P1)을 경유하여 제2스위치 소자(S2)에 전압을 인가하는 제2전압원인 콘덴서(C2); 제1일차코일(P1)의 센터 탭; 및 제2일차코일(P2)의 센터 탭 사이에 접속되어, 콘덴서(C1, C2)에 대하여 제1일차코일(P1) 및 제2일차코일(P2)를 경유하여 에너지를 공급하는 전원(V);을 구비한다.
출력 트랜스(T)의 이차 측 코일(S)에는, 브리지 접속된 정류 다이오드가 접속되고, 더 나아가, 정류 다이오드에는 평활용 리엑터(L0)가 접속된다.
제1스위치 소자(S1)와 제2스위치 소자(S2)는, 제어부(도시되지 않음)에 의해 번갈아 가며 온/오프 된다.
상기 DC-DC컨버터 회로에 있어서, 제1스위치 소자(S1)가 온이 되면, 제1일차코일(P1)에 콘덴서(C1)에서 왼쪽 방향으로 전류(ID1)가 흐르고, 제2스위치 소자(S2)가 온이 되면, 제1일차코일(P1)에 콘덴서(C2)에서 오른쪽 방향으로 전류(ID2)가 흐른다. 제1스위치 소자(S1)와 제2스위치 소자(S2)를 번갈아 가며 온/오프 함으로써, 제1일차코일(P1)에 전류(ID1)와 전류(ID2)가 번갈아 가며 흐르기 때문에, 트랜스(T)의 이차코일(S)에 교류 출력 전압이 발생한다.
도 3은, 상기 DC-DC컨버터 회로의 타임 차트이다. 도3에 있어서, 기간(D)는 제1스위치 소자(S1) 또는 제2스위치 소자(S2)가 온 하는 기간이다. 본 기간(D)의 최대치는 여기서 0.5이다. 기간(0.5-D)는, 스위치 소자(S1, S2)가 동시에 오프하고 있는 휴지기간이다.
제1스위치 소자(S1)가 온하고, 콘덴서(C1)와 콘덴서(C2)에 의해, 제1일차코일(P1), 제2일차코일(P2)에 각각 전압(V)이 인가되어, 이차코일(S)에 출력전압(VS)이 발생하면, 부하(RO)에 출력전류(IO)가 흐른다. 이로써, 일차코일(P1, P2)에는 각각 0.5IO*a가 흐른다(트랜스의 코일비율=1:a). 이 때, 콘덴서(C1)에서 스위치 소자(S1)에 흐르는 전류 및 콘덴서(C2)에서 스위치 소자(S1)에 흐르는 전류를 합성한 소자 전류(ID1)는, ID1=IO*a이다.
콘덴서(C1), 콘덴서(C2)의 충전 전류(직류)(IC1' IC2'는, 각각 출력전력을 전원전압으로 나눈 Ii의 절반(0.5Ii)이다. 따라서, 콘덴서(C1), 콘덴서(C2)에 흐르는 합성전류(IC1, IC2)는, 각각 방전전류-충전전류 = 0.5(ID1-Ii)가 된다.
한편, 일차코일(P1a, P2b)에 흐르는 전류는 충전전류가 감산된 것이 되고, 일차코일(P1b, P2a)에 흐르는 전류는 충전전류가 가산된 것이 된다. 즉,
IP1a, Ip2b=0.5(ID1-Ii)
IP1b, Ip2a=0.5(ID1+Ii)
이다. 이러한 전류 불균형은 문제되지 않는다. 왜냐하면, 스위치 소자(S1, S2)가 번갈아 가며 온/오프 함으로써(전류(轉流)함으로써), 평균 코일 전류의 평형이 유지되기 때문이다. 따라서, 특히 트랜스의 코어가 편자(偏磁, bias magnetism)하는 문제가 발생하지 않는다.
또한, 전원(V)에서 보면, P1a, P1b, P2a, P2b의 각 코일의 극성은 각각 역 극성이다. 이 때문에, 전원전압으로 트랜스(T)를 직접, 여자 하지 않는다. 또한, 일차코일(P1및 P2)에 각각 유입하는 충전전류(IC1'및 IC2'는 역방향이기 때문에, 코어가 직류 자화(磁化) 하는 문제도 없다.
상기 구성으로, 제1일차코일(P1)과 제2일차코일(P2)에 각각 인가된 교번전압은 전원전압(V)이 되고, 풀 브리지 형과 동일하게 된다. 또한, 제1일차코일(P1)과 제2일차코일(P2)에 설치된 센터 탭은 전원(V)에서의 에너지 공급용이고, 출력전력 공급에는, 도2에서 굵은 선으로 표시된 전류가 흐르는 것에 의해, 제1일차코일(P1)과 제2일차코일(P2)의 모든 코일이 이용된다. 이 때문에, 센터 탭 푸쉬 풀 형 같이, 반 사이클 때마다 노는 코일이 발생하지 않는다. 즉, P1a와 P1b 사이의 누설 인덕턴스 및 P2a와 P2b 사이의 누설 인덕턴스를 고려할 필요가 없고, 이 때문에 전류(轉流)시에 서지 전압이 발생하지 않는다. 따라서, 서지 전압을 방지할 목적으로, P1a와 P1b 사이, P2a와 P2b 사이, P1과 P2사이를 조밀하게 결합시킬 필요가 없다. 또한, 전원(V)에서는, 콘덴서(C1, C2)에 대하여, 항상, 충전전류(0.5Ii)가 제1일차코일(P1)과 제2일차코일(P2)를 경유하여 흐르고 있다. 이러한 충전 시에 있어서, 이들 코일(P1, P2) 사이의 누출 인덕턴스가 리플(ripple) 성분을 제거하는 필터로서 기능하기 때문에, 전원(V)에서 공급되는 전류(Ii)는 연속하는 직류가 된다. 이 때문에, 전원(V)으로서는, 리플 성분을 꺼리는 (리플에 의해 수명특성이 나빠지는) 전지, 예를 들면 연료 전지를 사용하는 것이 가능하다. 또한, 제1일차코일(P1)과 이차코일(S)과의 결합 및 제2일차코일(P2)와 이차코일(S)와의 결합은, 분류를 평형 시킬 필요가 있기 때문에 대칭이지 않으면 안 된다.
상기 설명하였듯이, 본 실시태양의 전류 균형 푸쉬 풀 형 DC-DC컨버터 회로에는, 스위치 소자가 2개로 좋고, 각 스위치 소자에 유입하는 전류가 하프 브리지 형에 비교하여 2분의 1로 좋고, 또한, 스위치 소자에 과대한 서지 전압이 인가되지 않는 이점이 있다. 더 나아가, 전원(V)에는, 리플 성분을 꺼리는 (리플에 의해 수명 특성이 나빠지는) 전지, 예를 들면 연료 전지를 사용하는 것이 가능하다.
다음으로, 본 발명의 제1실시태양의 DC-DC컨버터 회로에 대하여 설명한다.
도 4는, DC-DC컨버터 회로의 회로도 이다. 도 5는 타임 차트이다.
본 컨버터 회로는, 전류 균형 푸쉬 풀 형 인버터 회로(INV); 당해 인버터 회로(INV)의 교류 출력을 정류하여 부하에 출력하는 출력 회로(OUT); 제1회생 스너버 회로(SN1); 및 제2회생 스너버 회로(SN2);를 구비한다.
인버터 회로(INV)는, 도 2에 나타난 회로와 동일하다(도 2와 도 4에는, 콘덴서(C1과 C2)의 표시 위치가 서로 반대이다). 인버터 회로(INV)의 제1스위치 소자(S1)에는, 제1회생 스너버 회로(SN1)가 접속되고, 제2스위치 소자(S2)에는, 제2회생 스너버 회로(SN2)가 접속되어 있다. 또한, 제1스위치 소자(S1), 제2스위치 소자(S2)에는, 반도체 스위치 소자, 예를 들면 IGBT나 MOS-FET 등이 사용된다.
출력 회로(OUT)는, 트랜스(T)의 이차코일(S)에 접속된 정류용 다이오드(D0~D12); 및 평활용 리엑터(L3) 및 콘덴서(C5);로 구성되고, 출력회로(OUT)에 부하(RO)가 접속되어 있다.
제1회생 스너버 회로(SN1)는, 스위치 소자(S1)에 역 병렬로 접속된 제1프리 휠 다이오드(D1); 및 스위치 소자(S1)에 병렬로 접속된 제1스너버 회로;를 구비한다. 제1스너버 회로는, 제1스너버 다이오드(D3)과 제1스너버 콘덴서(C3)와의 직렬 회로를 포함한다. 또한, 회생 스너버 회로(SN1)는, 제1전압원인 콘덴서(C1)의 정극측과 스너버 콘덴서(C3) 사이에 접속된 제1회생 회로를 구비한다. 제1회생 회로는, 제3스위치 소자(S3); 스위치 소자(S3)와 콘덴서(C1)의 정극측 사이에 접속된 제1리엑터(L1); 및 스위치 소자(S3)와 스너버 콘덴서(C3) 사이에 접속된 제1회생용 다이오드(D5);를 구비한다.
더 나아가, 출력 트랜스(T)는, 이차코일(S)에 조밀하게 결합하듯이 당해 이차코일(S)에 인접하여 말려져 있고, 제3스위치 소자(S3)의 제어 단자에 접속된 제1삼차코일(n3)를 구비하고 있다. 후술 하겠지만, 이러한 코일 구조로 하려면, 코어에 일차코일, 이차코일, 삼차코일을 감을 때에, 이차코일을 일차코일과 삼차코일로 끼우는 샌드위치 구조로 한다.
제2회생 스너버 회로(SN2)는, 제1회생 스너버 회로(SN1)와 같은 구성을 구비한다. 즉, 제2회생 스너버 회로(SN2)는, 스위치 소자(S2)에 역 병렬로 접속된 제2프리 휠 다이오드(D2); 및 스위치 소자(S2)에 병렬로 접속된 제2스너버 회로;를 구비한다. 제2스너버 회로는, 제2스너버 다이오드(D4)와 제2스너버 콘덴서(C4)의 직렬 회로를 포함한다. 또한, 회생 스너버 회로(SN2)는, 제2전압원인 콘덴서(C2)의 정극측과 스너버 콘덴서(C4) 사이에 접속된 제2회생 회로를 구비한다. 제2 회생 회로는, 제4스위치 소자(S4); 스위치 소자(S4)와 콘덴서(C2)의 정극측 사이에 접속된 제2리엑터(L2); 및 스위치 소자(S4)와 스너버 콘덴서(C4) 사이에 접속된 제2회생용 다이오드(D6);를 구비한다.
더 나아가, 출력 트랜스(T)는, 이차코일(S)에 조밀하게 결합하듯이 당해 이차코일(S)에 인접하게 감기고, 제4스위치 소자(S3)의 제어단자에 접속된 제2삼차코일(n4)을 구비하고 있다.
컨버터 회로는, 제어부(CT)를 더 구비하고, 상기 제어부(CT)는 스위치 소자(S1, S2)를 온/오프 제어하기 위한 게이트 신호(G1, G2)를 생성한다. 게이트 신호(G1, G2)는, 각각 스위치 소자(S1, S2)의 게이트 단자에 공급된다.
다음으로, 도 5를 참조하여 동작을 설명한다.
제1회생 스너버 회로(SN1)의 동작을 설명한다.
tO의 직전에서는 전류원인 리엑터(L3)(트랜스(T)의 이차코일(S)에 접속되어 있다)의 작용에 의해 정류용 다이오드(D9~D12)가 프리 휠(free wheel) 상태에 있다. tO에서 스위치 소자(S1)가 온 될 때, 일차코일(P1(P1a, P1b), P2(P2a, P2b))의 누설 인덕턴스의 감류(減流) 작용에 의해, 스위치 소자(S1)에 흐르는 전류(S1Id)는 일정 기울기로 직선적으로 증가한다. 이 때문에, 스위칭 작동은 ZCS(Zero Current Switching)동작이 된다.
또한, 스위치 소자(S1)가 오프일 때, 상기 누설 인덕턴스의 축적 에너지로 스너버 콘덴서(C3)가 서서히 충전되게 된다. 스너버 콘덴서(C3)의 충전 전위(VC3)의 변위는, 충전 기간의 후반에 있어서 상기 누설 인덕턴스와 스너버 콘덴서(C3)의 공진계에 의한 것으로 되고, 최종적으로 2V(콘덴서(C1)의 전위를 V로 한다)에 클램프된다. 이 때문에, 서지 전압이 스위치 소자(S1)에 인가되는 것이 방지되고, 스위치 소자(S1)의 양단 전압(S1Vds)는, 도 5에서와 같이 서서히 상승한다. 따라서, 스위칭 동작은 ZVS(Zero Voltage Switching)동작이 된다.
스위치 소자(S1)가 오프일 때에 스너버 콘덴서(C3)에 충전된 전하는, 종래 회로에서와 같이 스너버 저항에서 소비되는 일 없이, 제1전압원인 콘덴서(C1)에 회생된다.
즉, 스위치 소자(S1)가 온이 되면, 전류(轉流) 누적시간(Tb) 후에 제1삼차코일(n3)의 전압이 솟아오르고, 이로써 스위치 소자(S3)가 온이 된다. 이 때, 스너버 콘덴서(C3)와 제1리엑터(L1)과의 공진계에 의해, 스너버 콘덴서(C3)의 충전전하(전위는 2V)에 기초하여 회생 전류(공진전류)의 정극분이 스위치 소자(S3)에 흐르고, 상기 전하는 콘덴서(C1)(전위V)에 회생된다. 스너버 콘덴서(C3)의 충전 전위(2V)는 콘덴서(C1)의 충전 전위(V)의 2배 이기 때문에, 회생 전류(공진 전류)가 제로가 된 때에 스너버 콘덴서(C3)의 충전 전하가 모두 회생된다(공진식을 푸는 것으로 분명하게 된다). 또한, 부극분은 회생 다이오드(D5)의 충전 저지에 의해, 다시 스너버 콘덴서(C3)를 충전하지 않는다. 스위치 소자(S3)가 온인 기간(Tc)은, t1-t3이다. 이 기간(t1-t3)는, 상기 공진계에 흐르는 회생전류가 제로가 될 때까지의 기간(t1-t2) 이상이기 때문에, 스너버 콘덴서(C3)의 충전전하는 콘덴서(C1)에 모두 회생된다.
이렇듯, 스위치 소자(S1)가 온이 되면, 스너버 콘덴서(C3)의 충전 전하는, 종래 스너버 회로와 같이 스너버 저항에서 소비되는 일 없이, 제1전압원인 콘덴서(C1)에 회생되기 때문에, 인버터 회로의 효율을 올리는 것이 가능하다.
제2회생 스너버 회로(SN2)의 동작에 대하여도, 상기와 동일하다.
도 6은, 트랜스(T)의 코일 구조를 나타내는 도면이다.
트랜스(T)는, 코어를 중심으로, 외측을 향하여, 일차코일(P1, P2)이 감겨있고, 그 위에 이차코일(S)이 감겨 있으며, 더 나아가 그 위에 삼차코일(n3, n4)이 감겨있다. 즉, 삼차코일(n3, n4)과 일차 코일(P1, P2)과는, 이차 코일(S)를 샌드위치 형상으로 사이에 두고 감겨있다. 이러한 코일구조에 의해, 삼차코일(n3, n4)은 이차코일(S)에 조밀한 결합 상태가 되고, 또한, 삼차코일(n3, n4)은 일차코일(P1, P2)에 성긴 결합 상태가 된다.
도 5의 t3에서 스위치 소자(S1)의 ZVS동작이 행하여져 스위치 소자(S1)의 양단 전압(S1Vds)이 2V가 되면, 그 직후로부터 리엑터(L3)에 축적된 에너지와 회로의 부유 용량 때문에 스위치 소자(S1)의 양단 전압은 진동파형(Ringing 파형)이 된다. 하지만, t3에서부터, 리엑터(L3)에 축적된 에너지에 의해 정류용 다이오드(D9~D12)는 모두 도통(道通)하여 프리 휠 상태가 되고, 이차코일(S)에 발생하는 자속은 고정되고, 그 때문에 이차코일(S)에는 진동파형이 발생하지 않는다. 따라서, 이차코일(S)에 조밀하게 결합된 삼차코일(n3, n4)에도 t3이후에서는 진동파형이 발생하지 않는다. 이 때문에, 스위치 소자(S3, S4)가 진동파형에 의해 불안정한 동작을 하지 않는다.
이렇듯, 이상의 DC-DC컨버터 회로에서는, 스너버 회로와 회생 회로를 접속함으로써, 스위치 소자의 ZVS동작을 가능하게 하고, 동시에, 손실을 줄이는 것이 가능하다. 더욱이, 삼차코일(n3, n4)에 의해, 회생 회로의 스위치 소자(S3, S4)가 스위치 소자(S1, 2)에 동기 하여 온 하기 때문에, 이들 스위치 소자(S3, S4)를 제어하기 위한 회로가 불필요하다. 또한, 삼차코일(n3, n4)는, 온 하는 타이밍 제어가 불필요하기 때문에, 스너버 콘덴서의 충전 전하를 전원에 회생하는 회생 회로를 낮은 가격으로 구성할 수 있다. 더 나아가, 이차코일(S)를 삼차코일(n3, n4)과 일차코일(P1, P2)에서 샌드위치 형상으로 끼우고, 삼차코일(n3, n4)를 이차코일(S)에 조밀하게 결합시켜, 삼차코일(n3, n4)을 일차코일(P1, P2)에 성긴 결합을 하고 있기 때문에, 일차코일(P1, P2)에 진동파형의 전압이 발생하여도, 이로 인해 삼차코일(n3, n4)에 진동파형의 전압이 발생하지 않는다.
도 7 ~ 도 9는, 트랜스(T)의 또 다른 코일구조 예를 나타낸다.
도 7의 트랜스 구조는, 코어를 중심으로 삼차코일(n3, n4)를 최내주(內周)에 감고, 일차코일(P1, P2)를 최외주(外周)에 감고 있다. 도 8의 트랜스 구조는, 이차코일(S)를 2분할하고, 코어를 중심으로 내주 측에서 순차적으로, 제1삼차코일(n3)->제1분할 이차코일(S)->제1일차코일(P1)->제2일차코일(P2)->제2분할 이차코일(S)->제2삼차코일(n4)이 감겨있다. 도 9의 트랜스 구조은, 이차코일(S)를 2분할하고, 코어를 중심으로 내주 측에서 순차적으로, 제1일차코일(P1)->제1분할 이차코일(S)->제1, 제2 삼차코일(n3, n4)->제2분할 이차코일(S)->제2일차코일(P2)이 감겨있다.
상기 중 어떤 트랜스 구조라도, 제1, 제2삼차코일(n3, n4)은, 이차코일(S)에 대하여 조밀한 결합의 위치관계가 되고, 일차코일(P1, P2)에 대하여 성긴 결합의 위치관계가 된다.
도 10은, 본 발명의 또 다른 실시태양의 DC-DC컨버터 회로를 나타낸다.
본 컨버터 회로와 도 4의 컨버터 회로의 상이한 점은, 콘덴서(C2) 대신에 전원(V)을 접속하고, 제1일차코일(P1)의 센터 탭과 제2일차코일(P2)의 센터 탭 사이에 전원(V)을 접속하고 있지 않다는 점이다. 이러한 구성에 있어서도 도 4와 동일하게 동작한다.
C1: 제1 전압원인 콘덴서 C2: 제2 전압원인 콘덴서
V: 전원 S1: 제1스위치 소자
S2: 제2스위치 소자 S3: 제3스위치 소자
S4: 제4스위치 소자 P1: 제1일차코일
P2: 제2일차코일 n3: 제1삼차코일
n4: 제2삼차코일 INV: 인버터 회로
SN1: 제1회생 스너버 회로 SN2: 제2회생 스너버 회로
OUT: 출력회로

Claims (4)

  1. 제1스위치 소자, 제2스위치 소자, 상기 제1스위치 소자와 상기 제2스위치 소자의 정극 사이에 직렬적으로 접속된 제1일차코일, 및 이들 스위치 소자의 부극 사이에 직렬적으로 접속된 제2일차코일을 구비하고,
    더 나아가 출력전압을 얻기 위한 이차코일을 구비한 출력 트랜스(trance);
    상기 출력 트랜스의 이차코일에 접속된 정류 다이오드 회로;
    상기 제1일차코일이 상기 제2스위치 소자에 접속된 제1접속점과 상기 제1스위치 소자 사이에 접속되고, 상기 제1일차코일을 경유하여 상기 제1스위치 소자에 전압을 인가하는 제1전압원;
    상기 제1일차코일이 상기 제1스위치 소자에 접속된 제2접속점과 상기 제2스위치 소자 사이에 접속되고, 상기 제1일차코일을 경유하여 상기 제2스위치 소자에 전압을 인가하는 제2전압원;
    상기 제1스위치 소자와 상기 제2스위치 소자를 번갈아 가며 온/오프(on/off)하는 제어부;
    상기 제1스위치 소자에 역 병렬로 접속된 제1 프리 휠 다이오드(free wheel diode);
    상기 제1스위치 소자에 병렬로 접속되고, 제1스너버(snubber) 다이오드와 제1스너버 콘덴서의 직렬회로를 포함하는 제1스너버 회로; 및
    상기 제1전압원의 정극측과 상기 제1스너버 콘덴서 사이에 접속된 제1회생 회로;를 구비하고,
    상기 제1회생 회로는,
    제3스위치 소자, 상기 제3스위치 소자와 상기 제1전압원의 정극측 사이에 접속된 제1리엑터, 및 상기 제3스위치 소자와 상기 제1스너버 콘덴서 사이에 접속된 제1회생용 다이오드를 구비하고,
    상기 출력 트랜스는,
    상기 제3스위치 소자의 제어단자에 접속된 제1삼차코일을 구비하고, 상기 제2스위치 소자에 역 병렬로 접속된 제2프리 휠 다이오드; 상기 제2스위치 소자에 병렬로 접속되고, 제2스너버 다이오드와 제2스너버 콘덴서의 직렬회로를 포함하는 제2 스너버 회로; 및 상기 제2전압원의 정극측과 상기 제2스너버 콘덴서 사이에 접속된 제2회생 회로;를 구비하고,
    상기 제2회생 회로는,
    제4스위치 소자; 상기 제4스위치 소자와 상기 제2전압원의 정극측 사이에 접속된 제2리엑터; 및 상기 제4스위치 소자와 상기 제2스너버 콘덴서 사이에 접속된 제2회생용 다이오드;를 구비하고,
    상기 출력 트랜스는,
    상기 제4스위치 소자의 제어단자에 접속된 제2삼차코일을 구비하는 것을 특징으로 하는 DC-DC컨버터 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1, 제2삼차코일 및 상기 제1, 제2일차코일은,
    상기 이차코일을 샌드위치 형상으로 사이에 두고 감은 것을 특징으로 하는 DC-DC컨버터 회로.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1일차코일의 센터 탭(center tap)과 상기 제2일차코일의 센터 탭 사이에 접속되어, 상기 제1, 제2전압원에 대하여 상기 제1일차코일 및 상기 제2일차코일을 경유하여 에너지를 공급하는 전원을 구비하는 것을 특징으로 하는 DC-DC컨버터 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1전압원과 상기 제2전압원 중 어느 한 쪽, 또는 양 쪽을 전원으로 구성하는 것을 특징으로 하는 DC-DC컨버터 회로.
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