JP3531155B2 - トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータ、特にスイッチング損失やノイズの低
減及びスイッチング素子がオフ状態のときにトランスの
１次側回路の電力損失を低減できるトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータに属する。
−ＤＣコンバータ、特にスイッチング損失やノイズの低
減及びスイッチング素子がオフ状態のときにトランスの
１次側回路の電力損失を低減できるトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータに属する。
【０００２】
【従来の技術】直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
チング素子とが直列に接続され、スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線か
ら整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を取り出す構成のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く
使用されている。
チング素子とが直列に接続され、スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線か
ら整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を取り出す構成のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く
使用されている。
【０００３】例えば、図６に示す従来のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ又はコンデンサ入力
型整流回路等の直流電源１と、直流電源１に直列に接続
された１次巻線２ａ及び２次巻線２ｂを有するトランス
２と、トランス２の１次巻線２ａに直列に両主端子間が
接続されたスイッチング素子としてのトランジスタ３
と、トランス２の２次巻線２ｂにアノード端子が接続さ
れた整流用ダイオード４と、整流用ダイオード４のカソ
ード端子と２次巻線２ｂとの間に接続された転流用ダイ
オード５と、整流用ダイオード４及び転流用ダイオード
５の接続点に一端が接続されたリアクトル６と、リアク
トル６の他端と２次巻線２ｂとの間に接続された平滑コ
ンデンサ７と、平滑コンデンサ７の両端に接続された負
荷８と、負荷８に供給される直流出力電圧に応じてトラ
ンジスタ３のベース端子に制御パルス信号ＶBを付与し
てトランジスタ３をオン・オフ動作させる制御回路９
と、トランス２の１次巻線２ａとトランジスタ３の第１
の主端子との間に一端が接続された第１の共振用コンデ
ンサ１０と、第１の共振用コンデンサ１０の他端と直流
電源１の陽極端子との間に接続されたダイオード１１
と、第１の共振用コンデンサ１０の一端とトランジスタ
３の第１の主端子との間にアノード端子が接続された充
電用ダイオード１４と、充電用ダイオード１４のカソー
ド端子と直流電源１の陰極端子との間に接続された第２
の共振用コンデンサ１５と、ダイオード１１及び第１の
共振用コンデンサ１０の接続点と第２の共振用コンデン
サ１５及び充電用ダイオード１４の接続点との間に直列
に接続された共振用リアクトル１６及び逆流阻止用ダイ
オード１７とを備えている。即ち、図６のトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランジスタ３のオン期間
中に２次側の整流用ダイオード４が導通状態となり、ト
ランジスタ３がオン状態からオフ状態となるとき２次側
の整流用ダイオード４が非導通状態となるフォワード方
式の回路構成となる。また、周知技術のため図示は省略
するが、制御回路９内には、一定の周期の三角波電圧を
発生する発振回路部と、基準電圧に対する負荷８の端子
電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部と、誤差
増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の三角波電圧
を比較する比較回路部と、比較回路部の出力電圧に比例
した時間幅の制御パルス信号ＶBを発生してトランジス
タ３のベース端子に付与する制御パルス発生回路部とが
設けられる。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ又はコンデンサ入力
型整流回路等の直流電源１と、直流電源１に直列に接続
された１次巻線２ａ及び２次巻線２ｂを有するトランス
２と、トランス２の１次巻線２ａに直列に両主端子間が
接続されたスイッチング素子としてのトランジスタ３
と、トランス２の２次巻線２ｂにアノード端子が接続さ
れた整流用ダイオード４と、整流用ダイオード４のカソ
ード端子と２次巻線２ｂとの間に接続された転流用ダイ
オード５と、整流用ダイオード４及び転流用ダイオード
５の接続点に一端が接続されたリアクトル６と、リアク
トル６の他端と２次巻線２ｂとの間に接続された平滑コ
ンデンサ７と、平滑コンデンサ７の両端に接続された負
荷８と、負荷８に供給される直流出力電圧に応じてトラ
ンジスタ３のベース端子に制御パルス信号ＶBを付与し
てトランジスタ３をオン・オフ動作させる制御回路９
と、トランス２の１次巻線２ａとトランジスタ３の第１
の主端子との間に一端が接続された第１の共振用コンデ
ンサ１０と、第１の共振用コンデンサ１０の他端と直流
電源１の陽極端子との間に接続されたダイオード１１
と、第１の共振用コンデンサ１０の一端とトランジスタ
３の第１の主端子との間にアノード端子が接続された充
電用ダイオード１４と、充電用ダイオード１４のカソー
ド端子と直流電源１の陰極端子との間に接続された第２
の共振用コンデンサ１５と、ダイオード１１及び第１の
共振用コンデンサ１０の接続点と第２の共振用コンデン
サ１５及び充電用ダイオード１４の接続点との間に直列
に接続された共振用リアクトル１６及び逆流阻止用ダイ
オード１７とを備えている。即ち、図６のトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランジスタ３のオン期間
中に２次側の整流用ダイオード４が導通状態となり、ト
ランジスタ３がオン状態からオフ状態となるとき２次側
の整流用ダイオード４が非導通状態となるフォワード方
式の回路構成となる。また、周知技術のため図示は省略
するが、制御回路９内には、一定の周期の三角波電圧を
発生する発振回路部と、基準電圧に対する負荷８の端子
電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部と、誤差
増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の三角波電圧
を比較する比較回路部と、比較回路部の出力電圧に比例
した時間幅の制御パルス信号ＶBを発生してトランジス
タ３のベース端子に付与する制御パルス発生回路部とが
設けられる。
【０００４】上記のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、制御回路９により、トランジスタ３のベース端
子に付与する制御パルス信号ＶBのパルス幅を負荷８の
端子電圧に応じて変化させ、トランジスタ３のオン・オ
フ期間を制御することにより、直流電源１の電圧Ｅとは
異なる定電圧の直流出力を負荷８に供給する。また、第
１及び第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リア
クトル１６との共振作用により、トランジスタ３の両主
端子間の電圧及びトランジスタ３に流れる電流が０から
正弦波状に上昇するので、トランジスタ３のターンオフ
及びターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッ
チングとなり、スイッチング損失が低減される。更に、
トランジスタ３のターンオフ及びターンオン時に発生す
るスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第１及び
第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リアクトル
１６との共振作用により吸収され、トランジスタ３のオ
ン・オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズが
低減される。
タでは、制御回路９により、トランジスタ３のベース端
子に付与する制御パルス信号ＶBのパルス幅を負荷８の
端子電圧に応じて変化させ、トランジスタ３のオン・オ
フ期間を制御することにより、直流電源１の電圧Ｅとは
異なる定電圧の直流出力を負荷８に供給する。また、第
１及び第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リア
クトル１６との共振作用により、トランジスタ３の両主
端子間の電圧及びトランジスタ３に流れる電流が０から
正弦波状に上昇するので、トランジスタ３のターンオフ
及びターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッ
チングとなり、スイッチング損失が低減される。更に、
トランジスタ３のターンオフ及びターンオン時に発生す
るスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第１及び
第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リアクトル
１６との共振作用により吸収され、トランジスタ３のオ
ン・オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズが
低減される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図６に示す
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジス
タ３がオン状態からオフ状態になると、トランジスタ３
に流れる電流が充電用ダイオード１４を介して第２の共
振用コンデンサ１５に流れる電流に切り替わり、第２の
共振用コンデンサ１５が略０Ｖから正弦波状に充電され
るため、トランジスタ３の両主端子間の電圧が略０Ｖか
ら正弦波状に上昇する。したがって、トランジスタ３は
ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）でオフ状態となり、ス
イッチング損失が低減される。しかしながら、第２の共
振用コンデンサ１５の充電電圧が直流電源１の電圧Ｅに
達し且つトランス２の１次巻線２ａにエネルギが残留す
る場合、トランス２の１次巻線２ａ−充電用ダイオード
１４−共振用リアクトル１６−逆流阻止用ダイオード１
７−ダイオード１１の経路で僅かではあるが電流が流れ
続ける。このため、第２の共振用コンデンサ１５に直流
電源１の電圧Ｅ以上の電圧が充電されず、前記の経路で
流れ続ける電流により電力損失が発生する欠点があっ
た。
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジス
タ３がオン状態からオフ状態になると、トランジスタ３
に流れる電流が充電用ダイオード１４を介して第２の共
振用コンデンサ１５に流れる電流に切り替わり、第２の
共振用コンデンサ１５が略０Ｖから正弦波状に充電され
るため、トランジスタ３の両主端子間の電圧が略０Ｖか
ら正弦波状に上昇する。したがって、トランジスタ３は
ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）でオフ状態となり、ス
イッチング損失が低減される。しかしながら、第２の共
振用コンデンサ１５の充電電圧が直流電源１の電圧Ｅに
達し且つトランス２の１次巻線２ａにエネルギが残留す
る場合、トランス２の１次巻線２ａ−充電用ダイオード
１４−共振用リアクトル１６−逆流阻止用ダイオード１
７−ダイオード１１の経路で僅かではあるが電流が流れ
続ける。このため、第２の共振用コンデンサ１５に直流
電源１の電圧Ｅ以上の電圧が充電されず、前記の経路で
流れ続ける電流により電力損失が発生する欠点があっ
た。
【０００６】更に、図６に示すトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータでは、トランジスタ３がオン状態のとき、
直流電源１からトランス２に励磁電流が流れてエネルギ
が蓄積され、トランス２のコアの磁束密度が上昇する。
次に、トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると
きにオン期間中に蓄積されたエネルギがそのまま保持さ
れるため、トランジスタ３がオン状態となる度にエネル
ギが蓄積され、トランス２のコアの磁束密度が上昇す
る。この磁束密度が最大磁束密度を超えると、トランス
２が磁気飽和してインダクタンスが小さくなり、トラン
ス２に大きな励磁電流が流れてトランジスタ３が破損す
る危険がある。このように、図６のトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータはトランジスタ３のオフ期間中にトラ
ンス２をリセットできないため、トランス２の磁気飽和
によりトランジスタ３が破壊される欠点があった。
Ｃコンバータでは、トランジスタ３がオン状態のとき、
直流電源１からトランス２に励磁電流が流れてエネルギ
が蓄積され、トランス２のコアの磁束密度が上昇する。
次に、トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると
きにオン期間中に蓄積されたエネルギがそのまま保持さ
れるため、トランジスタ３がオン状態となる度にエネル
ギが蓄積され、トランス２のコアの磁束密度が上昇す
る。この磁束密度が最大磁束密度を超えると、トランス
２が磁気飽和してインダクタンスが小さくなり、トラン
ス２に大きな励磁電流が流れてトランジスタ３が破損す
る危険がある。このように、図６のトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータはトランジスタ３のオフ期間中にトラ
ンス２をリセットできないため、トランス２の磁気飽和
によりトランジスタ３が破壊される欠点があった。
【０００７】そこで、本発明はスイッチング損失やノイ
ズ及びスイッチング素子がオフ状態のときにトランスの
１次側回路に流れる電流による電力損失を低減すると共
に、トランスの磁気飽和を防止してトランジスタの破壊
を防止できるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することを目的とする。
ズ及びスイッチング素子がオフ状態のときにトランスの
１次側回路に流れる電流による電力損失を低減すると共
に、トランスの磁気飽和を防止してトランジスタの破壊
を防止できるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によるトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源(1)に対してト
ランス(2)の１次巻線(2a)とスイッチング素子(3)をが直
列に接続し、スイッチング素子(3)をオン・オフ動作さ
せることによりトランス(2)の２次巻線(2b)から整流平
滑回路を介して直流電源(1)の電圧(E)とは異なる定電圧
の直流出力を取り出す。このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、スイッチング素子(3)の両主端子間に接
続された共振回路(12)と、共振回路(12)とトランス(2)
の１次巻線(2a)との間に接続されたバイパス回路(13)
と、トランス(2)の１次巻線(2a)と逆極性に接続され且
つ整流平滑回路の出力端子間又は直流電源(1)の両端に
整流素子(19)を介して接続されたトランス(2)の３次巻
線(2c)とを備えている。共振回路(12)は、１次巻線(2a)
とスイッチング素子(3)の第１の主端子との接続点に一
端が接続された充電用整流素子(14)と、充電用整流素子
(14)の他端と直流電源(1)及びスイッチング素子(3)の第
２の主端子の接続点との間に接続された共振用コンデン
サ(15)とを備えている。バイパス回路(13)は、充電用整
流素子(14)及び共振用コンデンサ(15)の接続点と１次巻
線(2a)及び直流電源(1)の接続点との間に直列に接続さ
れた共振用リアクトル(16)及び補助スイッチング素子(1
8)を備えている。スイッチング素子(3)がオン状態から
オフ状態となるとき、トランス(2)の３次巻線(2c)に発
生する電圧により１次巻線(2a)に逆電圧を発生させ、逆
電圧及び直流電源(1)の電圧(E)により充電用整流素子(1
4)を介して直流電源(1)の電圧(E)の２倍の電圧(2E)に共
振用コンデンサ(15)を充電してエネルギを蓄積する。補
助スイッチング素子(18)がスイッチング素子(3)と同時
に又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、共振用
コンデンサ(15)に蓄積されたエネルギを共振用リアクト
ル(16)及び補助スイッチング素子(18)を介して直流電源
(1)に回生すると共に、スイッチング素子(3)の主端子間
の電圧を略零Ｖまで速やかに降下させる。
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源(1)に対してト
ランス(2)の１次巻線(2a)とスイッチング素子(3)をが直
列に接続し、スイッチング素子(3)をオン・オフ動作さ
せることによりトランス(2)の２次巻線(2b)から整流平
滑回路を介して直流電源(1)の電圧(E)とは異なる定電圧
の直流出力を取り出す。このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、スイッチング素子(3)の両主端子間に接
続された共振回路(12)と、共振回路(12)とトランス(2)
の１次巻線(2a)との間に接続されたバイパス回路(13)
と、トランス(2)の１次巻線(2a)と逆極性に接続され且
つ整流平滑回路の出力端子間又は直流電源(1)の両端に
整流素子(19)を介して接続されたトランス(2)の３次巻
線(2c)とを備えている。共振回路(12)は、１次巻線(2a)
とスイッチング素子(3)の第１の主端子との接続点に一
端が接続された充電用整流素子(14)と、充電用整流素子
(14)の他端と直流電源(1)及びスイッチング素子(3)の第
２の主端子の接続点との間に接続された共振用コンデン
サ(15)とを備えている。バイパス回路(13)は、充電用整
流素子(14)及び共振用コンデンサ(15)の接続点と１次巻
線(2a)及び直流電源(1)の接続点との間に直列に接続さ
れた共振用リアクトル(16)及び補助スイッチング素子(1
8)を備えている。スイッチング素子(3)がオン状態から
オフ状態となるとき、トランス(2)の３次巻線(2c)に発
生する電圧により１次巻線(2a)に逆電圧を発生させ、逆
電圧及び直流電源(1)の電圧(E)により充電用整流素子(1
4)を介して直流電源(1)の電圧(E)の２倍の電圧(2E)に共
振用コンデンサ(15)を充電してエネルギを蓄積する。補
助スイッチング素子(18)がスイッチング素子(3)と同時
に又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、共振用
コンデンサ(15)に蓄積されたエネルギを共振用リアクト
ル(16)及び補助スイッチング素子(18)を介して直流電源
(1)に回生すると共に、スイッチング素子(3)の主端子間
の電圧を略零Ｖまで速やかに降下させる。
【０００９】スイッチング素子(3)をオンした状態から
オフ状態に切り替えると、スイッチング素子(3)に流れ
ていた電流が共振回路(12)側への電流に切り替わり、充
電用整流素子(14)を介して共振用コンデンサ(15)が正弦
波状に充電される。これにより、スイッチング素子(3)
の第１の主端子と第２の主端子との間の電圧が略０Ｖか
ら正弦波状に上昇するので、スイッチング素子(3)のタ
ーンオフ時においてゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）と
なり、スイッチング素子(3)のターンオフ時のスイッチ
ング損失を低減できる。
オフ状態に切り替えると、スイッチング素子(3)に流れ
ていた電流が共振回路(12)側への電流に切り替わり、充
電用整流素子(14)を介して共振用コンデンサ(15)が正弦
波状に充電される。これにより、スイッチング素子(3)
の第１の主端子と第２の主端子との間の電圧が略０Ｖか
ら正弦波状に上昇するので、スイッチング素子(3)のタ
ーンオフ時においてゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）と
なり、スイッチング素子(3)のターンオフ時のスイッチ
ング損失を低減できる。
【００１０】また、スイッチング素子(3)をオンした状
態からオフ状態に切り替えるとき、スイッチング素子
(3)のオン期間中にトランス(2)に蓄積された励磁エネル
ギが３次巻線(2c)を介して整流平滑回路の出力端子又は
直流電源(1)側に放出される。これにより、トランス(2)
の３次巻線(2c)に電圧が発生し、この電圧により１次巻
線(2a)に逆電圧が発生し、この逆電圧及び直流電源(1)
の電圧(E)により充電用整流素子(14)を介して直流電源
(1)の電圧(E)の２倍の電圧(2E)に共振用コンデンサ(15)
が充電されてエネルギが蓄積される。このとき補助スイ
ッチング素子(18)はオフ状態であるので、トランス(2)
の１次側回路に流れる電流による電力損失が発生せず、
確実に直流電源(1)の電圧(E)の２倍の電圧(2E)を共振用
コンデンサ(15)に充電できる。また、トランス(2)の１
次巻線(2a)に逆電圧が発生すると、トランス(2)のコア
の磁束密度がスイッチング素子(3)のオン期間中に上昇
した分だけ減少してトランス(2)がリセットされるの
で、トランス(2)の磁気飽和を防止しトランジスタの破
壊を防止できる。
態からオフ状態に切り替えるとき、スイッチング素子
(3)のオン期間中にトランス(2)に蓄積された励磁エネル
ギが３次巻線(2c)を介して整流平滑回路の出力端子又は
直流電源(1)側に放出される。これにより、トランス(2)
の３次巻線(2c)に電圧が発生し、この電圧により１次巻
線(2a)に逆電圧が発生し、この逆電圧及び直流電源(1)
の電圧(E)により充電用整流素子(14)を介して直流電源
(1)の電圧(E)の２倍の電圧(2E)に共振用コンデンサ(15)
が充電されてエネルギが蓄積される。このとき補助スイ
ッチング素子(18)はオフ状態であるので、トランス(2)
の１次側回路に流れる電流による電力損失が発生せず、
確実に直流電源(1)の電圧(E)の２倍の電圧(2E)を共振用
コンデンサ(15)に充電できる。また、トランス(2)の１
次巻線(2a)に逆電圧が発生すると、トランス(2)のコア
の磁束密度がスイッチング素子(3)のオン期間中に上昇
した分だけ減少してトランス(2)がリセットされるの
で、トランス(2)の磁気飽和を防止しトランジスタの破
壊を防止できる。
【００１１】スイッチング素子(3)をオフ状態からオン
状態にすると同時に又は遅れて補助スイッチング素子(1
8)をオフ状態からオン状態にすると、直流電源(1)の電
圧(E)の２倍の電圧(2E)に充電された共振用コンデンサ
(15)のエネルギが共振用リアクトル(16)及び補助スイッ
チング素子(18)のバイパス回路(13)を介して直流電源
(1)側へ回生されるので、トランス(2)の１次側回路に流
れる電流による電力損失を低減できる。
状態にすると同時に又は遅れて補助スイッチング素子(1
8)をオフ状態からオン状態にすると、直流電源(1)の電
圧(E)の２倍の電圧(2E)に充電された共振用コンデンサ
(15)のエネルギが共振用リアクトル(16)及び補助スイッ
チング素子(18)のバイパス回路(13)を介して直流電源
(1)側へ回生されるので、トランス(2)の１次側回路に流
れる電流による電力損失を低減できる。
【００１２】以上により、スイッチング素子(3)の動作
時のスイッチング損失を低減できると共に、スイッチン
グ素子(3)のターンオフ時に発生するスパイク状のサー
ジ電圧、サージ電流及びノイズは、共振用コンデンサ(1
5)及び共振用リアクトル(16)の共振作用により吸収さ
れ、スイッチング素子(3)の電圧波形の立上りが緩やか
になるので、スイッチング素子(3)の動作時のサージ電
圧、サージ電流及びノイズを低減することが可能とな
る。また、スイッチング素子(3)がオフ状態に切り替わ
るとき、トランス(2)に蓄積する励磁エネルギを３次巻
線(2c)を介して放出すると、３次巻線(2c)に発生する電
圧により１次巻線(2a)に逆電圧が発生してトランス(2)
がリセットされるので、トランス(2)の磁気飽和を防止
してスイッチング素子(3)の破壊を未然に防止できる。
更に、逆電圧及び直流電源(1)の電圧(E)により直流電源
(1)の電圧(E)の２倍の電圧(2E)に充電された共振用コン
デンサ(15)の電圧は、直流電源(1)側に回生されるので
無効電力の低減を図ることができる。
時のスイッチング損失を低減できると共に、スイッチン
グ素子(3)のターンオフ時に発生するスパイク状のサー
ジ電圧、サージ電流及びノイズは、共振用コンデンサ(1
5)及び共振用リアクトル(16)の共振作用により吸収さ
れ、スイッチング素子(3)の電圧波形の立上りが緩やか
になるので、スイッチング素子(3)の動作時のサージ電
圧、サージ電流及びノイズを低減することが可能とな
る。また、スイッチング素子(3)がオフ状態に切り替わ
るとき、トランス(2)に蓄積する励磁エネルギを３次巻
線(2c)を介して放出すると、３次巻線(2c)に発生する電
圧により１次巻線(2a)に逆電圧が発生してトランス(2)
がリセットされるので、トランス(2)の磁気飽和を防止
してスイッチング素子(3)の破壊を未然に防止できる。
更に、逆電圧及び直流電源(1)の電圧(E)により直流電源
(1)の電圧(E)の２倍の電圧(2E)に充電された共振用コン
デンサ(15)の電圧は、直流電源(1)側に回生されるので
無効電力の低減を図ることができる。
【００１３】本発明によるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの一実施の形態では、バイパス回路(13)は、充
電用整流素子(14)及び共振用コンデンサ(15)の接続点と
１次巻線(2a)及び直流電源(1)の接続点との間に直列に
接続された共振用リアクトル(16)及び補助スイッチング
素子(18)と直列に接続された逆流阻止用整流素子(17)を
備えている。補助スイッチング素子(18)がスイッチング
素子(3)と同時に又は遅れてオフ状態からオン状態とな
るとき、共振用コンデンサ(15)に蓄積されたエネルギを
共振用リアクトル(16)、逆流阻止用整流素子(17)及び補
助スイッチング素子(18)を介して直流電源(1)に回生す
る。
ンバータの一実施の形態では、バイパス回路(13)は、充
電用整流素子(14)及び共振用コンデンサ(15)の接続点と
１次巻線(2a)及び直流電源(1)の接続点との間に直列に
接続された共振用リアクトル(16)及び補助スイッチング
素子(18)と直列に接続された逆流阻止用整流素子(17)を
備えている。補助スイッチング素子(18)がスイッチング
素子(3)と同時に又は遅れてオフ状態からオン状態とな
るとき、共振用コンデンサ(15)に蓄積されたエネルギを
共振用リアクトル(16)、逆流阻止用整流素子(17)及び補
助スイッチング素子(18)を介して直流電源(1)に回生す
る。
【００１４】また、本発明による他のトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、直流電源(1)に対してトランス
(2)の第１の１次巻線(2a1)及び第１のスイッチング素子
(3a)を直列に接続し、直流電源(1)に対してトランス(2)
の第２の１次巻線(2a2)及び第２のスイッチング素子(3
b)を直列に接続し、第１及び第２のスイッチング素子(3
a,3b)を交互にオン・オフ動作させることによりトラン
ス(2)の２次巻線(2b)から整流平滑回路を介して直流電
源(1)の電圧(E)とは異なる定電圧の直流出力を取り出
す。このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１
のスイッチング素子(3a)の両主端子間に接続された第１
の共振回路(12a)と、第１の共振回路(12a)とトランス
(2)の第１の１次巻線(2a1)との間に接続された第１のバ
イパス回路(13a)と、第２のスイッチング素子(3b)の両
主端子間に接続された第２の共振回路(12b)と、第２の
共振回路(12b)とトランス(2)の第２の１次巻線(2a2)と
の間に接続された第２のバイパス回路(13b)とを備えて
いる。第１の共振回路(12a)は、第１の１次巻線(2a1)と
第１のスイッチング素子(3a)の第１の主端子との接続点
に一端が接続された第１の充電用整流素子(14a)と、第
１の充電用整流素子(14a)の他端と直流電源(1)及び第１
のスイッチング素子(3a)の第２の主端子の接続点に接続
された第１の共振用コンデンサ(15a)とを備えている。
第１のバイパス回路(13a)は、第１の充電用整流素子(14
a)及び第１の共振用コンデンサ(15a)の接続点と第１の
１次巻線(2a1)及び直流電源(1)の接続点との間に直列に
接続された第１の共振用リアクトル(16a)及び第１の補
助スイッチング素子(18a)を備えている。第２の共振回
路(12b)は、第２の１次巻線(2a2)と第２のスイッチング
素子(3b)の第１の主端子との接続点に一端が接続された
第２の充電用整流素子(14b)と、第２の充電用整流素子
(14b)の他端と直流電源(1)及び第２のスイッチング素子
(3b)の第２の主端子の接続点との間に接続された第２の
共振用コンデンサ(15b)とを備えている。第２のバイパ
ス回路(13b)は、第２の充電用整流素子(14b)及び第２の
共振用コンデンサ(15b)の接続点と第２の１次巻線(2a2)
及び直流電源(1)の接続点との間に直列に接続された第
２の共振用リアクトル(16b)及び第２の補助スイッチン
グ素子(18b)を備えている。
Ｃ−ＤＣコンバータは、直流電源(1)に対してトランス
(2)の第１の１次巻線(2a1)及び第１のスイッチング素子
(3a)を直列に接続し、直流電源(1)に対してトランス(2)
の第２の１次巻線(2a2)及び第２のスイッチング素子(3
b)を直列に接続し、第１及び第２のスイッチング素子(3
a,3b)を交互にオン・オフ動作させることによりトラン
ス(2)の２次巻線(2b)から整流平滑回路を介して直流電
源(1)の電圧(E)とは異なる定電圧の直流出力を取り出
す。このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１
のスイッチング素子(3a)の両主端子間に接続された第１
の共振回路(12a)と、第１の共振回路(12a)とトランス
(2)の第１の１次巻線(2a1)との間に接続された第１のバ
イパス回路(13a)と、第２のスイッチング素子(3b)の両
主端子間に接続された第２の共振回路(12b)と、第２の
共振回路(12b)とトランス(2)の第２の１次巻線(2a2)と
の間に接続された第２のバイパス回路(13b)とを備えて
いる。第１の共振回路(12a)は、第１の１次巻線(2a1)と
第１のスイッチング素子(3a)の第１の主端子との接続点
に一端が接続された第１の充電用整流素子(14a)と、第
１の充電用整流素子(14a)の他端と直流電源(1)及び第１
のスイッチング素子(3a)の第２の主端子の接続点に接続
された第１の共振用コンデンサ(15a)とを備えている。
第１のバイパス回路(13a)は、第１の充電用整流素子(14
a)及び第１の共振用コンデンサ(15a)の接続点と第１の
１次巻線(2a1)及び直流電源(1)の接続点との間に直列に
接続された第１の共振用リアクトル(16a)及び第１の補
助スイッチング素子(18a)を備えている。第２の共振回
路(12b)は、第２の１次巻線(2a2)と第２のスイッチング
素子(3b)の第１の主端子との接続点に一端が接続された
第２の充電用整流素子(14b)と、第２の充電用整流素子
(14b)の他端と直流電源(1)及び第２のスイッチング素子
(3b)の第２の主端子の接続点との間に接続された第２の
共振用コンデンサ(15b)とを備えている。第２のバイパ
ス回路(13b)は、第２の充電用整流素子(14b)及び第２の
共振用コンデンサ(15b)の接続点と第２の１次巻線(2a2)
及び直流電源(1)の接続点との間に直列に接続された第
２の共振用リアクトル(16b)及び第２の補助スイッチン
グ素子(18b)を備えている。
【００１５】第１又は第２のスイッチング素子(3a,3b)
がオン状態からオフ状態となるとき、第２又は第１のス
イッチング素子(3b,3a)がオフ状態からオン状態になる
と、第１又は第２の１次巻線(2a1,2a2)に逆電圧を発生
させ、逆電圧及び直流電源(1)の電圧により第１又は第
２の充電用整流素子(14a,14b)を介して直流電源(1)の電
圧の２倍の電圧に第１又は第２の共振用コンデンサ(15
a,15b)を充電してエネルギを蓄積する。第１又は第２の
補助スイッチング素子(18a,18b)が第１又は第２のスイ
ッチング素子(3a,3b)と同時に又は遅れてオフ状態から
オン状態となるとき、第１又は第２の共振用コンデンサ
(15a,15b)に蓄積されたエネルギを第１又は第２の共振
用リアクトル(16a,16b)及び第１又は第２の補助スイッ
チング素子(18a,18b)を介して直流電源(1)に回生する。
がオン状態からオフ状態となるとき、第２又は第１のス
イッチング素子(3b,3a)がオフ状態からオン状態になる
と、第１又は第２の１次巻線(2a1,2a2)に逆電圧を発生
させ、逆電圧及び直流電源(1)の電圧により第１又は第
２の充電用整流素子(14a,14b)を介して直流電源(1)の電
圧の２倍の電圧に第１又は第２の共振用コンデンサ(15
a,15b)を充電してエネルギを蓄積する。第１又は第２の
補助スイッチング素子(18a,18b)が第１又は第２のスイ
ッチング素子(3a,3b)と同時に又は遅れてオフ状態から
オン状態となるとき、第１又は第２の共振用コンデンサ
(15a,15b)に蓄積されたエネルギを第１又は第２の共振
用リアクトル(16a,16b)及び第１又は第２の補助スイッ
チング素子(18a,18b)を介して直流電源(1)に回生する。
【００１６】本発明の他の実施の形態では、第１のバイ
パス回路(13a)は、第１の充電用整流素子(14a)及び第１
の共振用コンデンサ(15a)の接続点と第１の１次巻線(2a
1)及び直流電源(1)の接続点との間に直列に接続された
第１の共振用リアクトル(16a)及び第１の補助スイッチ
ング素子(18a)と直列に接続された第１の逆流阻止用整
流素子(17a)を備えている。第２のバイパス回路(13b)
は、第２の充電用整流素子(14b)及び第２の共振用コン
デンサ(15b)の接続点と第２の１次巻線(2a2)及び直流電
源(1)の接続点との間に直列に接続された第２の共振用
リアクトル(16b)及び第２の補助スイッチング素子(18b)
と直列に接続された第２の逆流阻止用整流素子(17b)を
備えている。第１又は第２の補助スイッチング素子(3a,
3b)が第１又は第２のスイッチング素子(3a,3b)と同時に
又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、第１又は
第２の共振用コンデンサ(15a,15b)に蓄積されたエネル
ギを第１又は第２の共振用リアクトル(16a,16b)、第１
又は第２の逆流阻止用整流素子(17a,17b)及び第１又は
第２の補助スイッチング素子(18a,18b)を介して直流電
源(1)に回生すると共に、第１及び第２のスイッチング
素子(3a,3b)の主端子間の電圧を略零Ｖまで速やかに降
下させる。
パス回路(13a)は、第１の充電用整流素子(14a)及び第１
の共振用コンデンサ(15a)の接続点と第１の１次巻線(2a
1)及び直流電源(1)の接続点との間に直列に接続された
第１の共振用リアクトル(16a)及び第１の補助スイッチ
ング素子(18a)と直列に接続された第１の逆流阻止用整
流素子(17a)を備えている。第２のバイパス回路(13b)
は、第２の充電用整流素子(14b)及び第２の共振用コン
デンサ(15b)の接続点と第２の１次巻線(2a2)及び直流電
源(1)の接続点との間に直列に接続された第２の共振用
リアクトル(16b)及び第２の補助スイッチング素子(18b)
と直列に接続された第２の逆流阻止用整流素子(17b)を
備えている。第１又は第２の補助スイッチング素子(3a,
3b)が第１又は第２のスイッチング素子(3a,3b)と同時に
又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、第１又は
第２の共振用コンデンサ(15a,15b)に蓄積されたエネル
ギを第１又は第２の共振用リアクトル(16a,16b)、第１
又は第２の逆流阻止用整流素子(17a,17b)及び第１又は
第２の補助スイッチング素子(18a,18b)を介して直流電
源(1)に回生すると共に、第１及び第２のスイッチング
素子(3a,3b)の主端子間の電圧を略零Ｖまで速やかに降
下させる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施の形態を図１及び図２
に基づいて説明する。但し、図１では図６に示す箇所と
実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略する。
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施の形態を図１及び図２
に基づいて説明する。但し、図１では図６に示す箇所と
実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略する。
【００１８】本実施の形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図１に示すように、逆流阻止用ダイオー
ド１７のカソード端子と直流電源１及びトランス２の１
次巻線２ａの接続点との間にトランジスタ３と同時にオ
ン状態となる補助トランジスタ１８の両主端子を接続
し、トランス２に設けられた１次巻線２ａと逆極性に結
合する３次巻線２ｃを整流用ダイオード１９を介して平
滑コンデンサ７の両端に接続したものである。図１の回
路では、図６に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、第１の共振用コンデンサ１０及びダイオー
ド１１が省略され、その他の構成は、図６のトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同一である。
コンバータは、図１に示すように、逆流阻止用ダイオー
ド１７のカソード端子と直流電源１及びトランス２の１
次巻線２ａの接続点との間にトランジスタ３と同時にオ
ン状態となる補助トランジスタ１８の両主端子を接続
し、トランス２に設けられた１次巻線２ａと逆極性に結
合する３次巻線２ｃを整流用ダイオード１９を介して平
滑コンデンサ７の両端に接続したものである。図１の回
路では、図６に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、第１の共振用コンデンサ１０及びダイオー
ド１１が省略され、その他の構成は、図６のトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同一である。
【００１９】次に、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作について説明する。図２（Ａ）に示
すようにトランジスタ３がオン状態のときは、直流電源
１の電圧Ｅによりトランス２が励磁され、トランス２の
１次巻線２ａ及びトランジスタ３に電流ＩOが流れてい
る。このとき、トランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２
ａの電圧と同極性の電圧が誘起されるので、整流用ダイ
オード４が順方向にバイアスされて導通状態となり、２
次巻線２ｂから整流用ダイオード４及びリアクトル６を
介して平滑コンデンサ７に電流が流れ、負荷６に直流電
圧が供給される。
Ｃコンバータの動作について説明する。図２（Ａ）に示
すようにトランジスタ３がオン状態のときは、直流電源
１の電圧Ｅによりトランス２が励磁され、トランス２の
１次巻線２ａ及びトランジスタ３に電流ＩOが流れてい
る。このとき、トランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２
ａの電圧と同極性の電圧が誘起されるので、整流用ダイ
オード４が順方向にバイアスされて導通状態となり、２
次巻線２ｂから整流用ダイオード４及びリアクトル６を
介して平滑コンデンサ７に電流が流れ、負荷６に直流電
圧が供給される。
【００２０】図２（Ａ）に示すように、制御回路９から
トランジスタ３のベース端子に付与される制御パルス信
号電圧ＶBがｔ1において高レベルから低レベルになり、
トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、トラ
ンジスタ３に流れていた図２（Ｅ）に示す電流ＩSが直
ちに共振回路１２側へ流れる電流に切り替わり、整流用
ダイオード４が非導通状態となるので、リアクトル６に
逆起電力が発生し、リアクトル６、平滑コンデンサ７及
び転流用ダイオード５の経路で電流が流れる。このと
き、充電用ダイオード１４を介して共振用コンデンサ１
５に流れる電流の増加に伴って共振用コンデンサ１５が
充電され、図２（Ｃ）に示すように共振用コンデンサ１
５の両端の電圧ＶCが略０Ｖから正弦波状に上昇する。
これにより、図２（Ｆ）に示すようにトランジスタ３の
第１及び第２の主端子であるコレクタ及びエミッタ間の
電圧ＶSが略０Ｖから正弦波状に上昇し、トランジスタ
３のターンオフ時において電圧波形と電流波形の重なり
が少ないゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となる。
トランジスタ３のベース端子に付与される制御パルス信
号電圧ＶBがｔ1において高レベルから低レベルになり、
トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、トラ
ンジスタ３に流れていた図２（Ｅ）に示す電流ＩSが直
ちに共振回路１２側へ流れる電流に切り替わり、整流用
ダイオード４が非導通状態となるので、リアクトル６に
逆起電力が発生し、リアクトル６、平滑コンデンサ７及
び転流用ダイオード５の経路で電流が流れる。このと
き、充電用ダイオード１４を介して共振用コンデンサ１
５に流れる電流の増加に伴って共振用コンデンサ１５が
充電され、図２（Ｃ）に示すように共振用コンデンサ１
５の両端の電圧ＶCが略０Ｖから正弦波状に上昇する。
これにより、図２（Ｆ）に示すようにトランジスタ３の
第１及び第２の主端子であるコレクタ及びエミッタ間の
電圧ＶSが略０Ｖから正弦波状に上昇し、トランジスタ
３のターンオフ時において電圧波形と電流波形の重なり
が少ないゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となる。
【００２１】また、トランジスタ３がオン状態からオフ
状態になると、トランジスタ３のオン期間中にトランス
２に蓄積された励磁エネルギが３次巻線２ｃを介して負
荷８に放出される。このとき、トランス２の３次巻線２
ｃに発生する電圧により１次巻線２ａに逆電圧が発生
し、この逆電圧及び直流電源の電圧により充電用ダイオ
ード１４を介して直流電源１の電圧Ｅよりも高い電圧に
共振用コンデンサ１５が充電され、図２（Ｃ）に示すよ
うにｔ2の時点では最大値２Ｅに達する。また、トラン
ス２の１次巻線２ａに逆電圧が発生するとトランス２の
１次巻線２ａが逆励磁され、トランス２のコアの磁束密
度がトランジスタ３のオン期間中に上昇した分だけ減少
し、トランス２がリセットされるので、トランス２の磁
気飽和を防止してトランジスタ３の破壊を未然に防止で
きる。トランス２がリセットされるとトランス２の電圧
は略０Ｖとなり、図２（Ｆ）に示すようにｔ3時点でト
ランジスタ３のコレクタ−エミッタ間の電圧ＶSが直流
電源１の電圧Ｅと等しくなる。
状態になると、トランジスタ３のオン期間中にトランス
２に蓄積された励磁エネルギが３次巻線２ｃを介して負
荷８に放出される。このとき、トランス２の３次巻線２
ｃに発生する電圧により１次巻線２ａに逆電圧が発生
し、この逆電圧及び直流電源の電圧により充電用ダイオ
ード１４を介して直流電源１の電圧Ｅよりも高い電圧に
共振用コンデンサ１５が充電され、図２（Ｃ）に示すよ
うにｔ2の時点では最大値２Ｅに達する。また、トラン
ス２の１次巻線２ａに逆電圧が発生するとトランス２の
１次巻線２ａが逆励磁され、トランス２のコアの磁束密
度がトランジスタ３のオン期間中に上昇した分だけ減少
し、トランス２がリセットされるので、トランス２の磁
気飽和を防止してトランジスタ３の破壊を未然に防止で
きる。トランス２がリセットされるとトランス２の電圧
は略０Ｖとなり、図２（Ｆ）に示すようにｔ3時点でト
ランジスタ３のコレクタ−エミッタ間の電圧ＶSが直流
電源１の電圧Ｅと等しくなる。
【００２２】図２（Ａ）に示すように、制御回路９から
トランジスタ３のベース端子に付与される制御パルス信
号電圧ＶB１がｔ4の時点において低レベルから高レベル
になり、トランジスタ３がオフ状態からオン状態になる
と、図２（Ｅ）に示すようにトランジスタ３に電流ＩS
が流れ、図２（Ｆ）に示すようにそのコレクタ−エミッ
タ間の電圧ＶSが速やかに略０Ｖまで降下する。これに
より、トランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２ａの電圧
と同極性の電圧が誘起されて整流用ダイオード４が導通
状態となり、２次巻線２ｂから整流用ダイオード４及び
リアクトル６を介して平滑コンデンサ７に電流が流れ、
負荷８に直流電圧が供給される。
トランジスタ３のベース端子に付与される制御パルス信
号電圧ＶB１がｔ4の時点において低レベルから高レベル
になり、トランジスタ３がオフ状態からオン状態になる
と、図２（Ｅ）に示すようにトランジスタ３に電流ＩS
が流れ、図２（Ｆ）に示すようにそのコレクタ−エミッ
タ間の電圧ＶSが速やかに略０Ｖまで降下する。これに
より、トランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２ａの電圧
と同極性の電圧が誘起されて整流用ダイオード４が導通
状態となり、２次巻線２ｂから整流用ダイオード４及び
リアクトル６を介して平滑コンデンサ７に電流が流れ、
負荷８に直流電圧が供給される。
【００２３】一方、補助トランジスタ１８はトランジス
タ３と同時にオフ状態からオン状態となるため、直流電
源１よりも高い電圧２Ｅに充電された共振用コンデンサ
１５のエネルギが共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダ
イオード１７及び補助トランジスタ１８のバイパス回路
１３を介して直流電源１側へ回生される。このとき、共
振用コンデンサ１５及び共振用リアクトル１６の共振作
用により、共振用コンデンサ１５の電圧ＶCが図２
（Ｃ）に示すように電圧２Ｅからなだらかに降下し、共
振用リアクトル１６に流れる電流ＩLが図２（Ｄ）に示
すように正弦波状となる。共振用リアクトル１６に流れ
る電流ＩLがｔ5において０Ａになるとき、共振用コンデ
ンサ１５の両端の電圧ＶCが略０Ｖとなる。その後、図
２（Ｂ）に示すように、制御回路９から補助トランジス
タ１８のベース端子に付与される制御パルス信号電圧Ｖ
B2がｔ6において高レベルから低レベルになり、補助ト
ランジスタ１８がオン状態からオフ状態になる。
タ３と同時にオフ状態からオン状態となるため、直流電
源１よりも高い電圧２Ｅに充電された共振用コンデンサ
１５のエネルギが共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダ
イオード１７及び補助トランジスタ１８のバイパス回路
１３を介して直流電源１側へ回生される。このとき、共
振用コンデンサ１５及び共振用リアクトル１６の共振作
用により、共振用コンデンサ１５の電圧ＶCが図２
（Ｃ）に示すように電圧２Ｅからなだらかに降下し、共
振用リアクトル１６に流れる電流ＩLが図２（Ｄ）に示
すように正弦波状となる。共振用リアクトル１６に流れ
る電流ＩLがｔ5において０Ａになるとき、共振用コンデ
ンサ１５の両端の電圧ＶCが略０Ｖとなる。その後、図
２（Ｂ）に示すように、制御回路９から補助トランジス
タ１８のベース端子に付与される制御パルス信号電圧Ｖ
B2がｔ6において高レベルから低レベルになり、補助ト
ランジスタ１８がオン状態からオフ状態になる。
【００２４】上記のように、本実施の形態ではトランジ
スタ３のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチングと
なるので、トランジスタ３の動作時の電力損失、即ちス
イッチング損失を低減することができる。トランジスタ
３のターンオフ時に発生するスパイク状のサージ電圧及
びサージ電流は、共振用コンデンサ１５と共振用リアク
トル１６との共振作用により吸収され、トランジスタ３
の電圧の立上りが緩やかになるので、トランジスタ３の
オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減
することが可能となる。また、トランジスタ３のターン
オフ時に、トランス２に蓄積された励磁エネルギが３次
巻線２ｃ及び整流用ダイオード１９を介して負荷８に放
出されると共に、トランス２の３次巻線２ｃに発生する
電圧により１次巻線２ａに逆電圧が発生し、トランス２
のコアの磁束密度がトランジスタ３のオン期間中に上昇
した分だけ減少するので、トランス２が確実にリセット
されてトランス２の磁気飽和によるトランジスタ３の破
壊を未然に防止できる。更に、トランス２の１次巻線２
ａに発生した逆電圧及び直流電源１の電圧Ｅにより直流
電源１の電圧Ｅよりも高い電圧２Ｅに充電された共振用
コンデンサ１５の電圧Ｖｃは共振用リアクトル１６、逆
流阻止用ダイオード１７及び補助トランジスタ１８を介
して直流電源１側へ回生されるので、トランス２の１次
側回路に流れる電流による電力損失を低減して無効電力
の低減を図ることができる。
スタ３のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチングと
なるので、トランジスタ３の動作時の電力損失、即ちス
イッチング損失を低減することができる。トランジスタ
３のターンオフ時に発生するスパイク状のサージ電圧及
びサージ電流は、共振用コンデンサ１５と共振用リアク
トル１６との共振作用により吸収され、トランジスタ３
の電圧の立上りが緩やかになるので、トランジスタ３の
オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減
することが可能となる。また、トランジスタ３のターン
オフ時に、トランス２に蓄積された励磁エネルギが３次
巻線２ｃ及び整流用ダイオード１９を介して負荷８に放
出されると共に、トランス２の３次巻線２ｃに発生する
電圧により１次巻線２ａに逆電圧が発生し、トランス２
のコアの磁束密度がトランジスタ３のオン期間中に上昇
した分だけ減少するので、トランス２が確実にリセット
されてトランス２の磁気飽和によるトランジスタ３の破
壊を未然に防止できる。更に、トランス２の１次巻線２
ａに発生した逆電圧及び直流電源１の電圧Ｅにより直流
電源１の電圧Ｅよりも高い電圧２Ｅに充電された共振用
コンデンサ１５の電圧Ｖｃは共振用リアクトル１６、逆
流阻止用ダイオード１７及び補助トランジスタ１８を介
して直流電源１側へ回生されるので、トランス２の１次
側回路に流れる電流による電力損失を低減して無効電力
の低減を図ることができる。
【００２５】図１に示す実施の形態のトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは変更が可能である。例えば、図３
に示す実施の形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、直流電源１に対してトランス２の第１の１次巻線
２ａ1及び第１のトランジスタ３ａが直列に接続され、
直流電源１に対してトランス２の第２の１次巻線２ａ2
及び第２のトランジスタ３ｂが直列に接続され、第１及
び第２のトランジスタ３ａ、３ｂを交互にオン・オフ動
作させることによりトランス２の２次巻線２ｂから整流
平滑回路を介して直流電源１の電圧とは異なる定電圧の
直流出力を負荷８に供給するセンタタップ方式のトラン
ス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用したもの
である。即ち、図３に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、第１のトランジスタ３ａの両主端子間に接
続された第１の共振回路１２ａと、第１の共振回路１２
ａとトランス２の第１の１次巻線２ａ1との間に接続さ
れた第１のバイパス回路１３ａと、第２のトランジスタ
３ｂの両主端子間に接続された第２の共振回路１２ｂ
と、第２の共振回路１２ｂとトランス２の第２の１次巻
線２ａ2との間に接続された第２のバイパス回路１３ｂ
とを備える。また、第１の共振回路１２ａは、第１の１
次巻線２ａ1と第１のトランジスタ３ａの第１の主端子
との間に一端が接続された第１の充電用整流素子１４ａ
と、第１の充電用整流素子１４ａの他端と直流電源１及
び第１のトランジスタ３ａの第２の主端子との間に接続
された第１の共振用コンデンサとを備え、第１のバイパ
ス回路１３ａは、第１の充電用整流素子１４ａ及び第１
の共振用コンデンサ１５ａの接続点と第１の１次巻線２
ａ1及び直流電源１の接続点との間に直列に接続された
第１の共振用リアクトル１６ａ、第１の逆流阻止用整流
素子１７ａ及び第１の補助トランジスタ１８ａとを備
え、第２の共振回路１２ｂは、第２の１次巻線２ａ2と
第２のトランジスタ３ｂの第１の主端子との間に一端が
接続された第２の充電用整流素子１４ｂと、第２の充電
用整流素子１４ｂの他端と直流電源１及び第２のトラン
ジスタ３ｂの第２の主端子との間に接続された第２の共
振用コンデンサ１５ｂとを備え、第２のバイパス回路１
３ｂは、第２の充電用整流素子１４ｂ及び第２の共振用
コンデンサ１５ｂの接続点と第２の１次巻線２ａ2及び
直流電源１の接続点との間に直列に接続された第２の共
振用リアクトル１６ｂ、第２の逆流阻止用整流素子１７
ｂ及び第２の補助トランジスタ１８ｂとを備える。
Ｃ−ＤＣコンバータは変更が可能である。例えば、図３
に示す実施の形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、直流電源１に対してトランス２の第１の１次巻線
２ａ1及び第１のトランジスタ３ａが直列に接続され、
直流電源１に対してトランス２の第２の１次巻線２ａ2
及び第２のトランジスタ３ｂが直列に接続され、第１及
び第２のトランジスタ３ａ、３ｂを交互にオン・オフ動
作させることによりトランス２の２次巻線２ｂから整流
平滑回路を介して直流電源１の電圧とは異なる定電圧の
直流出力を負荷８に供給するセンタタップ方式のトラン
ス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用したもの
である。即ち、図３に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、第１のトランジスタ３ａの両主端子間に接
続された第１の共振回路１２ａと、第１の共振回路１２
ａとトランス２の第１の１次巻線２ａ1との間に接続さ
れた第１のバイパス回路１３ａと、第２のトランジスタ
３ｂの両主端子間に接続された第２の共振回路１２ｂ
と、第２の共振回路１２ｂとトランス２の第２の１次巻
線２ａ2との間に接続された第２のバイパス回路１３ｂ
とを備える。また、第１の共振回路１２ａは、第１の１
次巻線２ａ1と第１のトランジスタ３ａの第１の主端子
との間に一端が接続された第１の充電用整流素子１４ａ
と、第１の充電用整流素子１４ａの他端と直流電源１及
び第１のトランジスタ３ａの第２の主端子との間に接続
された第１の共振用コンデンサとを備え、第１のバイパ
ス回路１３ａは、第１の充電用整流素子１４ａ及び第１
の共振用コンデンサ１５ａの接続点と第１の１次巻線２
ａ1及び直流電源１の接続点との間に直列に接続された
第１の共振用リアクトル１６ａ、第１の逆流阻止用整流
素子１７ａ及び第１の補助トランジスタ１８ａとを備
え、第２の共振回路１２ｂは、第２の１次巻線２ａ2と
第２のトランジスタ３ｂの第１の主端子との間に一端が
接続された第２の充電用整流素子１４ｂと、第２の充電
用整流素子１４ｂの他端と直流電源１及び第２のトラン
ジスタ３ｂの第２の主端子との間に接続された第２の共
振用コンデンサ１５ｂとを備え、第２のバイパス回路１
３ｂは、第２の充電用整流素子１４ｂ及び第２の共振用
コンデンサ１５ｂの接続点と第２の１次巻線２ａ2及び
直流電源１の接続点との間に直列に接続された第２の共
振用リアクトル１６ｂ、第２の逆流阻止用整流素子１７
ｂ及び第２の補助トランジスタ１８ｂとを備える。
【００２６】図３に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータでは、第１又は第２のトランジスタ３ａ、３ｂが
オン状態からオフ状態となるとき、第２又は第１のトラ
ンジスタ３ｂ、３ａがオフ状態からオン状態になると、
第１又は第２の１次巻線２ａ1、２ａ2に逆電圧を発生さ
せ、逆電圧及び直流電源１の電圧により第１又は第２の
充電用整流素子１４ａ、１４ｂを介して直流電源１の電
圧よりも高い電圧に第１又は第２の共振用コンデンサ１
５ａ、１５ｂを充電してエネルギを蓄積し、第１又は第
２の補助トランジスタ１８ａ、１８ｂが第１又は第２の
トランジスタ３ａ、３ｂと同時に又は遅れてオフ状態か
らオン状態となるとき、第１又は第２の共振用コンデン
サ１５ａ、１５ｂに蓄積されたエネルギを第１又は第２
の共振用リアクトル１６ａ、１６ｂ、第１又は第２の逆
流阻止用整流素子１７ａ、１７ｂ及び第１又は第２の補
助トランジスタ１８ａ、１８ｂを介して直流電源１に回
生する。従って、図３においても図１に示すトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと同様な作用効果を得ること
ができる。なお、ブリッジ整流回路１８及び平滑コンデ
ンサ７から成る整流平滑回路の代わりに、図４に示すよ
うな２つの整流用ダイオード２０、２１及び平滑コンデ
ンサ７から成る整流平滑回路を使用してもよい。
バータでは、第１又は第２のトランジスタ３ａ、３ｂが
オン状態からオフ状態となるとき、第２又は第１のトラ
ンジスタ３ｂ、３ａがオフ状態からオン状態になると、
第１又は第２の１次巻線２ａ1、２ａ2に逆電圧を発生さ
せ、逆電圧及び直流電源１の電圧により第１又は第２の
充電用整流素子１４ａ、１４ｂを介して直流電源１の電
圧よりも高い電圧に第１又は第２の共振用コンデンサ１
５ａ、１５ｂを充電してエネルギを蓄積し、第１又は第
２の補助トランジスタ１８ａ、１８ｂが第１又は第２の
トランジスタ３ａ、３ｂと同時に又は遅れてオフ状態か
らオン状態となるとき、第１又は第２の共振用コンデン
サ１５ａ、１５ｂに蓄積されたエネルギを第１又は第２
の共振用リアクトル１６ａ、１６ｂ、第１又は第２の逆
流阻止用整流素子１７ａ、１７ｂ及び第１又は第２の補
助トランジスタ１８ａ、１８ｂを介して直流電源１に回
生する。従って、図３においても図１に示すトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと同様な作用効果を得ること
ができる。なお、ブリッジ整流回路１８及び平滑コンデ
ンサ７から成る整流平滑回路の代わりに、図４に示すよ
うな２つの整流用ダイオード２０、２１及び平滑コンデ
ンサ７から成る整流平滑回路を使用してもよい。
【００２７】本発明の実施態様は前記の各実施の形態に
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の各実施の形態ではトランジスタ３と同時に補助トラ
ンジスタ１８をオン状態にする形態を示したが、トラン
ジスタ３よりも若干遅れて補助トランジスタ１８をオン
状態にしてもよい。また、図１に示す実施の形態では整
流用ダイオード１９を介してトランス２の３次巻線２ｃ
を平滑コンデンサ７の両端に接続した形態を示したが、
図５に示すようにトランス２の３次巻線２ｃを整流用ダ
イオード１９を介して直流電源１の両端に接続してもよ
い。また、上記の各実施の形態ではスイッチング素子及
び補助スイッチング素子としてバイポーラ型トランジス
タを使用した形態を示したが、ＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ
型電界効果型トランジスタ）、Ｊ−ＦＥＴ（接合型電界
効果トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジ
スタ）又はサイリスタ等の他のスイッチング素子も使用
可能である。また、トランス２の２次巻線２ｂを巻数の
それぞれ異なる複数の巻線に分割し、各２次巻線に整流
平滑回路をそれぞれ接続してマルチ出力のＤＣ−ＤＣコ
ンバータとすることも可能である。
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の各実施の形態ではトランジスタ３と同時に補助トラ
ンジスタ１８をオン状態にする形態を示したが、トラン
ジスタ３よりも若干遅れて補助トランジスタ１８をオン
状態にしてもよい。また、図１に示す実施の形態では整
流用ダイオード１９を介してトランス２の３次巻線２ｃ
を平滑コンデンサ７の両端に接続した形態を示したが、
図５に示すようにトランス２の３次巻線２ｃを整流用ダ
イオード１９を介して直流電源１の両端に接続してもよ
い。また、上記の各実施の形態ではスイッチング素子及
び補助スイッチング素子としてバイポーラ型トランジス
タを使用した形態を示したが、ＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ
型電界効果型トランジスタ）、Ｊ−ＦＥＴ（接合型電界
効果トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジ
スタ）又はサイリスタ等の他のスイッチング素子も使用
可能である。また、トランス２の２次巻線２ｂを巻数の
それぞれ異なる複数の巻線に分割し、各２次巻線に整流
平滑回路をそれぞれ接続してマルチ出力のＤＣ−ＤＣコ
ンバータとすることも可能である。
【００２８】また、バイパス回路１３を構成する直列回
路内では、共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダイオー
ド１７及び補助トランジスタ１８の配列順序を変更する
ことができ、逆流阻止用ダイオード１７を省略してもよ
い。同様に、第１及び第２のバイパス回路１３ａ、１３
ｂを構成する直列回路内では、共振用リアクトル１６
ａ、逆流阻止用ダイオード１７ａ及び補助トランジスタ
１８ａの配列順序を変更することができ、逆流阻止用ダ
イオード１７ａを省略してもよい。
路内では、共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダイオー
ド１７及び補助トランジスタ１８の配列順序を変更する
ことができ、逆流阻止用ダイオード１７を省略してもよ
い。同様に、第１及び第２のバイパス回路１３ａ、１３
ｂを構成する直列回路内では、共振用リアクトル１６
ａ、逆流阻止用ダイオード１７ａ及び補助トランジスタ
１８ａの配列順序を変更することができ、逆流阻止用ダ
イオード１７ａを省略してもよい。
【００２９】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子動作
時のスイッチング損失及びノイズを低減できるので、ノ
イズフィルタ等を削減できる。また、１次側回路に流れ
る電流により発生する無効電力を低減できるので、トラ
ンス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上する
ことができる。更に、トランスの磁気飽和によるスイッ
チング素子の破壊を未然に防止することができる。
時のスイッチング損失及びノイズを低減できるので、ノ
イズフィルタ等を削減できる。また、１次側回路に流れ
る電流により発生する無効電力を低減できるので、トラ
ンス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上する
ことができる。更に、トランスの磁気飽和によるスイッ
チング素子の破壊を未然に防止することができる。
【図１】 本発明の一実施の形態を示すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
【図２】 図１に示す回路の各部の電圧及び電流を示す
波形図
波形図
【図３】 本発明による他の実施の形態を示すトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
【図４】 図３に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの他の整流平滑回路を示す電気回路図
ータの他の整流平滑回路を示す電気回路図
【図５】 図１の変更実施の形態を示すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
【図６】 従来のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す電気回路図
を示す電気回路図
１・・直流電源、 ２・・トランス、 ２ａ・・１次巻
線、 ２ｂ・・２次巻線、 ２ｃ・・３次巻線、 ３・
・トランジスタ（スイッチング素子）、 ４・・整流用
ダイオード、 ５・・転流用ダイオード、 ６・・リア
クトル、 ７・・平滑コンデンサ、 ８・・負荷、 ９
・・制御回路、 １２・・共振回路、１３・・バイパス
回路、 １４・・充電用ダイオード（充電用整流素
子）、 １５・・共振用コンデンサ、 １６・・共振用
リアクトル、 １７・・逆流阻止用ダイオード（逆流阻
止用整流素子）、 １８・・補助トランジスタ（補助ス
イッチング素子）、 １７・・整流用ダイオード、 １
８・・ブリッジ整流回路、２０，２１・・整流用ダイオ
ード、
線、 ２ｂ・・２次巻線、 ２ｃ・・３次巻線、 ３・
・トランジスタ（スイッチング素子）、 ４・・整流用
ダイオード、 ５・・転流用ダイオード、 ６・・リア
クトル、 ７・・平滑コンデンサ、 ８・・負荷、 ９
・・制御回路、 １２・・共振回路、１３・・バイパス
回路、 １４・・充電用ダイオード（充電用整流素
子）、 １５・・共振用コンデンサ、 １６・・共振用
リアクトル、 １７・・逆流阻止用ダイオード（逆流阻
止用整流素子）、 １８・・補助トランジスタ（補助ス
イッチング素子）、 １７・・整流用ダイオード、 １
８・・ブリッジ整流回路、２０，２１・・整流用ダイオ
ード、
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
H02M 3/335
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電源に対してトランスの１次巻線と
スイッチング素子とを直列に接続し、前記スイッチング
素子をオン・オフ動作させることにより前記トランスの
２次巻線から整流平滑回路を介して前記直流電源の電圧
とは異なる定電圧の直流出力を取り出すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記スイッチング素子の両主端子間に接続された共振回
路と、該共振回路と前記トランスの１次巻線との間に接
続されたバイパス回路と、前記トランスの１次巻線と逆
極性に接続され且つ前記整流平滑回路の出力端子間又は
前記直流電源の両端に整流素子を介して接続されたトラ
ンスの３次巻線とを備え、 前記共振回路は、前記１次巻線と前記スイッチング素子
の第１の主端子との接続点に一端が接続された充電用整
流素子と、該充電用整流素子の他端と前記直流電源及び
前記スイッチング素子の第２の主端子の接続点との間に
接続された共振用コンデンサとを備え、 前記バイパス回路は、前記充電用整流素子及び前記共振
用コンデンサの接続点と前記１次巻線及び直流電源の接
続点との間に直列に接続された共振用リアクトル及び補
助スイッチング素子を備え、 前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態となると
き、前記トランスの３次巻線に発生する電圧により前記
１次巻線に逆電圧を発生させ、該逆電圧及び前記直流電
源の電圧により前記充電用整流素子を介して前記直流電
源の電圧の２倍の電圧に前記共振用コンデンサを充電し
てエネルギを蓄積し、 前記補助スイッチング素子が前記スイッチング素子と同
時に又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、前記
共振用コンデンサに蓄積されたエネルギを前記共振用リ
アクトル及び補助スイッチング素子を介して前記直流電
源に回生すると共に、前記スイッチング素子の主端子間
の電圧を略零Ｖまで速やかに降下させることを特徴とす
るトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記バイパス回路は、前記充電用整流素
子及び前記共振用コンデンサの接続点と前記１次巻線及
び直流電源の接続点との間に直列に接続された共振用リ
アクトル及び補助スイッチング素子と直列に接続された
逆流阻止用整流素子を備え、 前記補助スイッチング素子が前記スイッチング素子と同
時に又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、前記
共振用コンデンサに蓄積されたエネルギを前記共振用リ
アクトル、逆流阻止用整流素子及び補助スイッチング素
子を介して前記直流電源に回生する請求項１に記載のト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 直流電源に対してトランスの第１の１次
巻線及び第１のスイッチング素子を直列に接続し、前記
直流電源に対して前記トランスの第２の１次巻線及び第
２のスイッチング素子を直列に接続し、前記第１及び第
２のスイッチング素子を交互にオン・オフ動作させるこ
とにより前記トランスの２次巻線から整流平滑回路を介
して前記直流電源の電圧とは異なる定電圧の直流出力を
取り出すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、 前記第１のスイッチング素子の両主端子間に接続された
第１の共振回路と、該第１の共振回路と前記トランスの
第１の１次巻線との間に接続された第１のバイパス回路
と、前記第２のスイッチング素子の両主端子間に接続さ
れた第２の共振回路と、該第２の共振回路と前記トラン
スの第２の１次巻線との間に接続された第２のバイパス
回路とを備え、 前記第１の共振回路は、前記第１の１次巻線と前記第１
のスイッチング素子の第１の主端子との接続点に一端が
接続された第１の充電用整流素子と、該第１の充電用整
流素子の他端と前記直流電源及び前記第１のスイッチン
グ素子の第２の主端子の接続点に接続された第１の共振
用コンデンサとを備え、 前記第１のバイパス回路は、前記第１の充電用整流素子
及び前記第１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の
１次巻線及び前記直流電源の接続点との間に直列に接続
された第１の共振用リアクトル及び第１の補助スイッチ
ング素子を備え、 前記第２の共振回路は、前記第２の１次巻線と前記第２
のスイッチング素子の第１の主端子との接続点に一端が
接続された第２の充電用整流素子と、該第２の充電用整
流素子の他端と前記直流電源及び前記第２のスイッチン
グ素子の第２の主端子の接続点に接続された第２の共振
用コンデンサとを備え、 前記第２のバイパス回路は、前記第２の充電用整流素子
及び前記第２の共振用コンデンサの接続点と前記第２の
１次巻線及び前記直流電源の接続点との間に直列に接続
された第２の共振用リアクトル及び第２の補助スイッチ
ング素子を備え、 前記第１又は第２のスイッチング素子がオン状態からオ
フ状態となるとき、前記第２又は第１のスイッチング素
子がオフ状態からオン状態になると共に、前記第１又は
第２の１次巻線に逆電圧を発生させ、該逆電圧及び前記
直流電源の電圧により前記第１又は第２の充電用整流素
子を介して前記直流電源の電圧の２倍の電圧に前記第１
又は第２の共振用コンデンサを充電してエネルギを蓄積
し、 前記第１又は第２の補助スイッチング素子が前記第１又
は第２のスイッチング素子と同時に又は遅れてオフ状態
からオン状態となるとき、前記第１又は第２の共振用コ
ンデンサに蓄積されたエネルギを前記第１又は第２の共
振用リアクトル及び第１又は第２の補助スイッチング素
子を介して前記直流電源に回生することを特徴とするト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記第１のバイパス回路は、前記第１の
充電用整流素子及び前記第１の共振用コンデンサの接続
点と前記第１の１次巻線及び前記直流電源の接続点との
間に直列に接続された第１の共振用リアクトル及び第１
の補助スイッチング素子と直列に接続された第１の逆流
阻止用整流素子を備え、 前記第２のバイパス回路は、前記第２の充電用整流素子
及び前記第２の共振用コンデンサの接続点と前記第２の
１次巻線及び前記直流電源の接続点との間に直列に接続
された第２の共振用リアクトル及び第２の補助スイッチ
ング素子と直列に接続された第２の逆流阻止用整流素子
を備え、 前記第１又は第２の補助スイッチング素子が前記第１又
は第２のスイッチング素子と同時に又は遅れてオフ状態
からオン状態となるとき、前記第１又は第２の共振用コ
ンデンサに蓄積されたエネルギを前記第１又は第２の共
振用リアクトル、第１又は第２の逆流阻止用整流素子及
び第１又は第２の補助スイッチング素子を介して前記直
流電源に回生すると共に、前記第１及び第２のスイッチ
ング素子の主端子間の電圧を略零Ｖまで速やかに降下さ
せる請求項３に記載のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32228098A JP3531155B2 (ja) | 1998-11-12 | 1998-11-12 | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32228098A JP3531155B2 (ja) | 1998-11-12 | 1998-11-12 | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000152624A JP2000152624A (ja) | 2000-05-30 |
| JP3531155B2 true JP3531155B2 (ja) | 2004-05-24 |
Family
ID=18141886
Family Applications (1)
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