JP2000078836A - 昇圧型コンバータ装置 - Google Patents
昇圧型コンバータ装置Info
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- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 昇圧型コンバータ装置の高能率化を図ること
を目的とする。 【解決手段】 昇圧型コンバータ装置１９において、昇
圧用インダクタを補助捲き線２０ｂを具備したトランス
２０で構成し、この補助捲き線にコンデンサ２６を接続
し、トランス２０のリーケージインダクタンスとコンデ
ンサ２６との共振によりこのコンデンサに充電をおこな
うとと共に、この充電した電荷に基づき昇圧型コンバー
タ１９のゼロ電圧状態での電流スイッチ動作を可能にし
たものである。
を目的とする。 【解決手段】 昇圧型コンバータ装置１９において、昇
圧用インダクタを補助捲き線２０ｂを具備したトランス
２０で構成し、この補助捲き線にコンデンサ２６を接続
し、トランス２０のリーケージインダクタンスとコンデ
ンサ２６との共振によりこのコンデンサに充電をおこな
うとと共に、この充電した電荷に基づき昇圧型コンバー
タ１９のゼロ電圧状態での電流スイッチ動作を可能にし
たものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、昇圧型コンバータ
装置に関する。
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、昇圧型コンバータ装置の昇圧用の
スイッチング素子のスイッチングデューティを制御する
ことにより、直流電源から入力した電圧よりも高い所定
の電圧値の直流出力を負荷に供給することのできる昇圧
型コンバータ装置が電子・電機機器の電源装置として広
く利用されている。
スイッチング素子のスイッチングデューティを制御する
ことにより、直流電源から入力した電圧よりも高い所定
の電圧値の直流出力を負荷に供給することのできる昇圧
型コンバータ装置が電子・電機機器の電源装置として広
く利用されている。
【０００３】図５Ａはこの従来の昇圧型コンバータ装置
１の例を示したブロック図で、昇圧型コンバータ装置１
は直流電源部３と、直流電源部３の＋出力端子３ａと、
直流電源３の−出力端子３ｂと、リアクトルコイル部５
と、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７と、主ダイオード素子９
と、平滑コンデンサ１１と、＋出力端子１３ａと、−出
力端子１３ｂ及び制御回路１４を具備する。
１の例を示したブロック図で、昇圧型コンバータ装置１
は直流電源部３と、直流電源部３の＋出力端子３ａと、
直流電源３の−出力端子３ｂと、リアクトルコイル部５
と、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７と、主ダイオード素子９
と、平滑コンデンサ１１と、＋出力端子１３ａと、−出
力端子１３ｂ及び制御回路１４を具備する。
【０００４】そして、直流電源３の＋出力端子３ａとリ
アクトルコイル部５の一端を接続し、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ素子７のドレイン側をリアクトルコイル部５の他端に
接続し、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のソース側を直流電
源部３の−出力端子３ｂに接続し、パワーＭＯＳＦＥＴ
素子７のドレイン側とリアクトルコイル部５のこの他端
との接続中点を主ダイオード素子９のアノード側に接続
し、主ダイオード素子９のカソード側を＋出力端子１３
ａに接続し、主ダイオード素子９のカソード側と＋出力
端子１３ａとの接続中点に平滑コンデンサ１１の＋極側
及び制御回路１４の制御信号入力端１４ａを接続し、制
御回路１４のスイッチング信号出力端１４ｂをパワーＭ
ＯＳＦＥＴ素子７のゲート側に接続し、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ素子７のソース側と平滑コンデンサ１１の−極側と
を接続し、この接続点を−出力端子１３ｂに接続して昇
圧型コンバータ装置１を構成する。
アクトルコイル部５の一端を接続し、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ素子７のドレイン側をリアクトルコイル部５の他端に
接続し、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のソース側を直流電
源部３の−出力端子３ｂに接続し、パワーＭＯＳＦＥＴ
素子７のドレイン側とリアクトルコイル部５のこの他端
との接続中点を主ダイオード素子９のアノード側に接続
し、主ダイオード素子９のカソード側を＋出力端子１３
ａに接続し、主ダイオード素子９のカソード側と＋出力
端子１３ａとの接続中点に平滑コンデンサ１１の＋極側
及び制御回路１４の制御信号入力端１４ａを接続し、制
御回路１４のスイッチング信号出力端１４ｂをパワーＭ
ＯＳＦＥＴ素子７のゲート側に接続し、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ素子７のソース側と平滑コンデンサ１１の−極側と
を接続し、この接続点を−出力端子１３ｂに接続して昇
圧型コンバータ装置１を構成する。
【０００５】この構成において、＋出力端子１３ａと−
出力端子１３ｂの間の出力電圧値が所定の値に一定に保
たれるように、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲート側に
供給するスイッチング信号のオフ期間とオン期間夫々の
時間幅の比率を＋出力端子１３ａの出力電圧値に基づき
制御回路１４で制御することにより、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ素子７のゲート側に供給するこのスイッチング信号の
オン期間にリアクトルコイル部５に蓄積したエネルギー
をこのスイッチング信号のオフ期間に放出する為にリア
クトルコイル部５で発生した電圧を直流電源部３の電圧
値に積み上げ、主ダイオード素子９を通じて平滑コンデ
ンサ１１に蓄積することにより、直流電源部３の電圧値
を昇圧した一定の電圧値の電圧を＋出力端子１３ａ及び
−出力端子１３ｂから負荷に供給できるように図ってい
る。
出力端子１３ｂの間の出力電圧値が所定の値に一定に保
たれるように、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲート側に
供給するスイッチング信号のオフ期間とオン期間夫々の
時間幅の比率を＋出力端子１３ａの出力電圧値に基づき
制御回路１４で制御することにより、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ素子７のゲート側に供給するこのスイッチング信号の
オン期間にリアクトルコイル部５に蓄積したエネルギー
をこのスイッチング信号のオフ期間に放出する為にリア
クトルコイル部５で発生した電圧を直流電源部３の電圧
値に積み上げ、主ダイオード素子９を通じて平滑コンデ
ンサ１１に蓄積することにより、直流電源部３の電圧値
を昇圧した一定の電圧値の電圧を＋出力端子１３ａ及び
−出力端子１３ｂから負荷に供給できるように図ってい
る。
【０００６】尚、図５ＢにおいてＯＦＦで示した期間は
パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲートに制御回路１４のス
イッチング信号出力端１４ｂから供給するスイッチング
信号がオフの期間を示し、ＯＮで示した期間はこのスイ
ッチング信号がオンの期間を示している。
パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲートに制御回路１４のス
イッチング信号出力端１４ｂから供給するスイッチング
信号がオフの期間を示し、ＯＮで示した期間はこのスイ
ッチング信号がオンの期間を示している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５Ａ
に示した昇圧型コンバータ装置１においては、制御回路
１４のスイッチング信号出力端子１４ｂからパワーＭＯ
ＳＦＥＴ素子７のゲートに供給するスイッチング信号が
オン状態からオフ状態になった時点において、図５Ｂに
波形図で示したようにパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレ
イン−ソース間の電圧ＶＤＳとドレイン電流ＩＤとが重
複する部分ＶＩＷが発生することが原因で、この重複部
分ＶＩＷにおいてパワーＭＯＳＦＥＴ素子７にスイッチ
ング損失が発生し、この損失に起因した電力損失により
この素子７に発熱を生じて昇圧型コンバータ装置１のＤ
Ｃ−ＤＣ変換効率を下げることになる。
に示した昇圧型コンバータ装置１においては、制御回路
１４のスイッチング信号出力端子１４ｂからパワーＭＯ
ＳＦＥＴ素子７のゲートに供給するスイッチング信号が
オン状態からオフ状態になった時点において、図５Ｂに
波形図で示したようにパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレ
イン−ソース間の電圧ＶＤＳとドレイン電流ＩＤとが重
複する部分ＶＩＷが発生することが原因で、この重複部
分ＶＩＷにおいてパワーＭＯＳＦＥＴ素子７にスイッチ
ング損失が発生し、この損失に起因した電力損失により
この素子７に発熱を生じて昇圧型コンバータ装置１のＤ
Ｃ−ＤＣ変換効率を下げることになる。
【０００８】そして、この発熱量はこの素子７のスイッ
チング周波数値に比例して増大する為、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ素子７の熱破壊防止上の制約からこのスイッチング
周波数値の向上が制限される不都合があった。
チング周波数値に比例して増大する為、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ素子７の熱破壊防止上の制約からこのスイッチング
周波数値の向上が制限される不都合があった。
【０００９】本発明は斯る点に鑑み、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ素子等のスイッチング素子で構成した電流スイッチン
グ回路において、スイッチング素子でスイッチングする
電圧がゼロ電圧状態またはこれに近い状態での電流スイ
ッチ動作を可能とし、スイッチング損失を低減した昇圧
型コンバータ装置を提供することを目的とする。
Ｔ素子等のスイッチング素子で構成した電流スイッチン
グ回路において、スイッチング素子でスイッチングする
電圧がゼロ電圧状態またはこれに近い状態での電流スイ
ッチ動作を可能とし、スイッチング損失を低減した昇圧
型コンバータ装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明による昇圧型コン
バータ装置は、昇圧型コンバータ装置の昇圧用インダク
タを補助捲き線を具備したトランスで構成し、この補助
捲き線にコンデンサを接続してこのトランスのリーケー
ジインダクタンスとこのコンデンサとの共振によりコン
デンサに充電をおこなうとともに、このコンデンサに充
電した電荷に基づきゼロ電圧スイッチングを可能にし、
スイッチング損失を軽減した。
バータ装置は、昇圧型コンバータ装置の昇圧用インダク
タを補助捲き線を具備したトランスで構成し、この補助
捲き線にコンデンサを接続してこのトランスのリーケー
ジインダクタンスとこのコンデンサとの共振によりコン
デンサに充電をおこなうとともに、このコンデンサに充
電した電荷に基づきゼロ電圧スイッチングを可能にし、
スイッチング損失を軽減した。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下本発明の昇圧型コンバータ装
置の実施の形態の一例について図１Ａ，Ｂ〜図４を参照
しながら説明する。但し図１Ａ，Ｂ〜図３では図５Ａ，
Ｂと同一の部分には同一の符号を付与し、詳細な説明を
省略する。
置の実施の形態の一例について図１Ａ，Ｂ〜図４を参照
しながら説明する。但し図１Ａ，Ｂ〜図３では図５Ａ，
Ｂと同一の部分には同一の符号を付与し、詳細な説明を
省略する。
【００１２】図１Ａは昇圧型コンバータ装置の要部を示
したブロック図で、１９は昇圧型コンバータ装置を示
し、昇圧型コンバータ装置１９は１次捲き線２０ａ及び
２次捲き線２０ｂを具備したトランス２０と、逆流阻止
用の第１のダイオード２２と、逆流阻止用の第２のダイ
オード２４及び共振用コンデンサ２６を具備する。
したブロック図で、１９は昇圧型コンバータ装置を示
し、昇圧型コンバータ装置１９は１次捲き線２０ａ及び
２次捲き線２０ｂを具備したトランス２０と、逆流阻止
用の第１のダイオード２２と、逆流阻止用の第２のダイ
オード２４及び共振用コンデンサ２６を具備する。
【００１３】そして、１次捲き線２０ａの巻始め側を直
流電源部３の＋出力端子３ａに接続し、１次捲き線２０
ａの巻き終わり側をパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレイ
ン側に接続し、２次捲き線２０ｂの巻始め側を逆流阻止
用の第１のダイオード２２のアノード側に接続し、第１
のダイオード２２のカソード側を逆流阻止用の第２のダ
イオード２４のアノード側及び共振用コンデンサ２６の
一端側に接続し、共振用コンデンサ２６の他端側を２次
捲き線２０ｂの巻き終わり側に接続し、制御回路１４の
制御信号入力端１４ａを平滑コンデンサ１１の＋極側に
接続し、制御回路１４のスイッチング信号出力端１４ｂ
をパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲート側に接続する。
流電源部３の＋出力端子３ａに接続し、１次捲き線２０
ａの巻き終わり側をパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレイ
ン側に接続し、２次捲き線２０ｂの巻始め側を逆流阻止
用の第１のダイオード２２のアノード側に接続し、第１
のダイオード２２のカソード側を逆流阻止用の第２のダ
イオード２４のアノード側及び共振用コンデンサ２６の
一端側に接続し、共振用コンデンサ２６の他端側を２次
捲き線２０ｂの巻き終わり側に接続し、制御回路１４の
制御信号入力端１４ａを平滑コンデンサ１１の＋極側に
接続し、制御回路１４のスイッチング信号出力端１４ｂ
をパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲート側に接続する。
【００１４】そして更に、共振用コンデンサ２６のこの
他端側と２次捲き線２０ｂのこの巻き終わり側との接続
中点をパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレイン側及び主ダ
イオード素子９のアノード側に接続し、逆流阻止用の第
２のダイオード２４のカソード側を主ダイオード素子９
のカソード側と平滑コンデンサ１１の＋極側とに接続
し、平滑コンデンサ１１の＋極側を＋出力端子１３ａに
接続し、平滑コンデンサ１１の−極側を−出力端子１３
ｂに接続し、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のソース側を平
滑コンデンサ１１の−極側及び直流電源部３の−出力端
子３ｂに接続して昇圧型コンバータ装置１９を構成す
る。
他端側と２次捲き線２０ｂのこの巻き終わり側との接続
中点をパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレイン側及び主ダ
イオード素子９のアノード側に接続し、逆流阻止用の第
２のダイオード２４のカソード側を主ダイオード素子９
のカソード側と平滑コンデンサ１１の＋極側とに接続
し、平滑コンデンサ１１の＋極側を＋出力端子１３ａに
接続し、平滑コンデンサ１１の−極側を−出力端子１３
ｂに接続し、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のソース側を平
滑コンデンサ１１の−極側及び直流電源部３の−出力端
子３ｂに接続して昇圧型コンバータ装置１９を構成す
る。
【００１５】次に、図１Ａに示して構成を説明した昇圧
型コンバータ装置１９の動作について図１Ｂ、図２Ａ及
び図２Ｂを参照して説明する。
型コンバータ装置１９の動作について図１Ｂ、図２Ａ及
び図２Ｂを参照して説明する。
【００１６】図２Ａは、図１Ａに構成を示して説明した
昇圧型コンバータ装置１９において、制御回路１４から
ターンオン状態のパワーＭＯＳＦＥＴ素子７をターンオ
フ状態としたときの動作を説明する図、そして図２Ｂ
は、同じく図１Ａに構成を示して説明した昇圧型コンバ
ータ装置１９において、制御回路１４からターンオフ状
態のパワーＭＯＳＦＥＴ素子７をターンオン状態にした
ときの動作を説明する図である。
昇圧型コンバータ装置１９において、制御回路１４から
ターンオン状態のパワーＭＯＳＦＥＴ素子７をターンオ
フ状態としたときの動作を説明する図、そして図２Ｂ
は、同じく図１Ａに構成を示して説明した昇圧型コンバ
ータ装置１９において、制御回路１４からターンオフ状
態のパワーＭＯＳＦＥＴ素子７をターンオン状態にした
ときの動作を説明する図である。
【００１７】図２Ａにおいて、パワーＭＯＳＦＥＴ素子
７がターンオン状態からターンオフ状態になると、直流
電源部３の＋出力端子３ａ、１次捲き線２０ａ、主ダイ
オード素子９及び平滑コンデンサ１１を通って直流電源
部３の−出力端子３ｂに戻る第１の電流通路Ｉ1 が形成
され、１次捲き線２０ａにパワーＭＯＳＦＥＴ素子７が
ターンオン状態の際に蓄積したエネルギーを放出するた
めに発生した電圧が直流電源部３の電圧に重畳され、直
流電源部３の電圧を昇圧した電圧を平滑コンデンサ１１
に蓄積する。
７がターンオン状態からターンオフ状態になると、直流
電源部３の＋出力端子３ａ、１次捲き線２０ａ、主ダイ
オード素子９及び平滑コンデンサ１１を通って直流電源
部３の−出力端子３ｂに戻る第１の電流通路Ｉ1 が形成
され、１次捲き線２０ａにパワーＭＯＳＦＥＴ素子７が
ターンオン状態の際に蓄積したエネルギーを放出するた
めに発生した電圧が直流電源部３の電圧に重畳され、直
流電源部３の電圧を昇圧した電圧を平滑コンデンサ１１
に蓄積する。
【００１８】そしてさらに、このターンオン状態からタ
ーンオフ状態になったときに、第１の電流通路Ｉ1 の他
に、直流電源部３の＋出力端子３ａ、１次捲き線２０
ａ、共振用コンデンサ２６、逆流阻止用の第２のダイオ
ード２４及び平滑コンデンサ１１を通って直流電源部３
の−出力端子３ｂに戻る第２の電流通路Ｉ2 が形成され
る。
ーンオフ状態になったときに、第１の電流通路Ｉ1 の他
に、直流電源部３の＋出力端子３ａ、１次捲き線２０
ａ、共振用コンデンサ２６、逆流阻止用の第２のダイオ
ード２４及び平滑コンデンサ１１を通って直流電源部３
の−出力端子３ｂに戻る第２の電流通路Ｉ2 が形成され
る。
【００１９】この第２の電流通路Ｉ2 を流れる電流によ
り、制御部１４からパワーＭＯＳＦＥＴ素子７をターン
オン状態からターンオフ状態にしたときのドレイン電圧
ＶDSの立ち上がり波形を図１Ｂに示した如く傾斜させ、
図５Ｂに示して説明したパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のド
レイン−ソース間の電圧ＶDSとドレイン電流ＩDDとが重
複する部分ＶＩＷの生成を抑圧し、ゼロ電圧状態または
これに近い状態での電流スイッチ動作を可能として、こ
の重複部分ＶＩＷの存在に起因して発生するスイッチン
グ損失を著しく減少させることができるようにする。
り、制御部１４からパワーＭＯＳＦＥＴ素子７をターン
オン状態からターンオフ状態にしたときのドレイン電圧
ＶDSの立ち上がり波形を図１Ｂに示した如く傾斜させ、
図５Ｂに示して説明したパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のド
レイン−ソース間の電圧ＶDSとドレイン電流ＩDDとが重
複する部分ＶＩＷの生成を抑圧し、ゼロ電圧状態または
これに近い状態での電流スイッチ動作を可能として、こ
の重複部分ＶＩＷの存在に起因して発生するスイッチン
グ損失を著しく減少させることができるようにする。
【００２０】一方、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターン
オフ状態からターンオン状態になると、図２Ｂに示す如
く直流電源部３の＋出力端子３ａ、１次捲き線２０ａ及
びパワーＭＯＳＦＥＴ素子７を通って直流電源部３の−
出力端子３ｂに戻る第３の電流通路Ｉ3 が形成されトラ
ンス２０に電磁エネルギーが蓄積されると共に、２次捲
き線２０ｂの巻き始め端、逆流阻止用の第１のダイオー
ド２２及び共振用コンデンサ２６を通って２次捲き線２
０ｂの巻き終わり端に戻る第４の電流通路Ｉ4が形成さ
れ、逆流阻止用の第１のダイオード２２のカソード側に
接続している側が＋となる極性に共振用コンデンサ２６
が充電される。
オフ状態からターンオン状態になると、図２Ｂに示す如
く直流電源部３の＋出力端子３ａ、１次捲き線２０ａ及
びパワーＭＯＳＦＥＴ素子７を通って直流電源部３の−
出力端子３ｂに戻る第３の電流通路Ｉ3 が形成されトラ
ンス２０に電磁エネルギーが蓄積されると共に、２次捲
き線２０ｂの巻き始め端、逆流阻止用の第１のダイオー
ド２２及び共振用コンデンサ２６を通って２次捲き線２
０ｂの巻き終わり端に戻る第４の電流通路Ｉ4が形成さ
れ、逆流阻止用の第１のダイオード２２のカソード側に
接続している側が＋となる極性に共振用コンデンサ２６
が充電される。
【００２１】この第４の電流通路Ｉ4 を流れる電流は、
トランス２０のリーケージインダクタンスと共振用コン
デンサ２６との共振電流により生成されるものであり、
そしてこの共振用コンデンサ２６を流れる共振電流Ｉ4
は、第３の電流通路Ｉ3 を流れる電流の立ち上がり時に
現れ、共振用コンデンサ２６に蓄積される電圧値がトラ
ンス２０の１次捲き線２０ａと２次捲き線２０ｂの捲き
線比に応じて２次捲き線２０ｂに生成される電圧値に達
するまで流れ続ける。
トランス２０のリーケージインダクタンスと共振用コン
デンサ２６との共振電流により生成されるものであり、
そしてこの共振用コンデンサ２６を流れる共振電流Ｉ4
は、第３の電流通路Ｉ3 を流れる電流の立ち上がり時に
現れ、共振用コンデンサ２６に蓄積される電圧値がトラ
ンス２０の１次捲き線２０ａと２次捲き線２０ｂの捲き
線比に応じて２次捲き線２０ｂに生成される電圧値に達
するまで流れ続ける。
【００２２】すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がタ
ーンオン状態の期間において共振用コンデンサ２６が共
振電流Ｉ4 により図２Ｂに示した極性に充電されるの
で、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がこのターンオン状態か
らターンオフ状態となったときに第２の電流通路Ｉ2 に
電流を流すことができ、かつ共振用コンデンサ２６に蓄
積されていた電荷は第２の電流通路Ｉ2 を流れる電流に
より放電されて平滑コンデンサ１１に蓄積され、或いは
＋出力端子１３ａ及び−出力端子１３ｂを通じ負荷で消
費されるので、共振用コンデンサ２６に蓄積された電荷
が無駄に消費されることなく有効に利用される。
ーンオン状態の期間において共振用コンデンサ２６が共
振電流Ｉ4 により図２Ｂに示した極性に充電されるの
で、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がこのターンオン状態か
らターンオフ状態となったときに第２の電流通路Ｉ2 に
電流を流すことができ、かつ共振用コンデンサ２６に蓄
積されていた電荷は第２の電流通路Ｉ2 を流れる電流に
より放電されて平滑コンデンサ１１に蓄積され、或いは
＋出力端子１３ａ及び−出力端子１３ｂを通じ負荷で消
費されるので、共振用コンデンサ２６に蓄積された電荷
が無駄に消費されることなく有効に利用される。
【００２３】次に、昇圧型コンバータ装置の他の例を図
３に示して説明する。但し図３では図１Ａ，Ｂ及び図２
Ａ，Ｂと同一の部分には同一の符号を付与し、詳細な説
明を省略する。
３に示して説明する。但し図３では図１Ａ，Ｂ及び図２
Ａ，Ｂと同一の部分には同一の符号を付与し、詳細な説
明を省略する。
【００２４】図３に示した例は、共振用コンデンサ２６
に充電した電荷を、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターン
オフ状態にある期間において逆流阻止用の第２のダイオ
ード３４を通じてトランス２０の１次捲き線２０ａ側に
帰還するようにした昇圧型コンバータ装置３０を構成し
たもので、得られる効果については図１に示して説明し
た例と同等である。
に充電した電荷を、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターン
オフ状態にある期間において逆流阻止用の第２のダイオ
ード３４を通じてトランス２０の１次捲き線２０ａ側に
帰還するようにした昇圧型コンバータ装置３０を構成し
たもので、得られる効果については図１に示して説明し
た例と同等である。
【００２５】図１Ａ，Ｂ、図２Ａ，Ｂ及び図３に示して
説明した例（以下の説明においては本例というものとす
る）によれば、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオフ
状態からターンオン状態になったときにトランス２０の
リーケージインダクタンスと共振用コンデンサ２６の共
振によって共振用コンデンサ２６を充電しておくことに
より、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオン状態から
ターンオフ状態になった時点において第２の電流通路Ｉ
2 を通じて電流を流すことができるようにして、パワー
ＭＯＳＦＥＴ素子７をターンオン状態からターンオフに
したときのドレイン電圧ＶDSの立ち上がり信号波形を傾
斜させてドレイン電圧ＶDSの立ち上がりを遅らせたの
で、パワートランジスタ素子７のドレイン−ソース間の
電圧ＶDSとドレイン電流ＩDDとが重複する部分ＶＩＷを
著しく少なくすることができ、パワーＭＯＳＦＥＴ素子
７における無駄な電力消費を削減することができる。
説明した例（以下の説明においては本例というものとす
る）によれば、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオフ
状態からターンオン状態になったときにトランス２０の
リーケージインダクタンスと共振用コンデンサ２６の共
振によって共振用コンデンサ２６を充電しておくことに
より、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオン状態から
ターンオフ状態になった時点において第２の電流通路Ｉ
2 を通じて電流を流すことができるようにして、パワー
ＭＯＳＦＥＴ素子７をターンオン状態からターンオフに
したときのドレイン電圧ＶDSの立ち上がり信号波形を傾
斜させてドレイン電圧ＶDSの立ち上がりを遅らせたの
で、パワートランジスタ素子７のドレイン−ソース間の
電圧ＶDSとドレイン電流ＩDDとが重複する部分ＶＩＷを
著しく少なくすることができ、パワーＭＯＳＦＥＴ素子
７における無駄な電力消費を削減することができる。
【００２６】また本例によれば、パワーＭＯＳＦＥＴ素
子７がターンオフ状態からターンオン状態になったとき
に共振用コンデンサ２６に充電された電荷は、この素子
７がターンオン状態からターンオフ状態になったときに
この第２の電流通路Ｉ2 を通じて平滑コンデンサ１１に
蓄積され、或いは＋出力端子１３ａ及び−出力端子１３
ｂを通じて負荷で消費されるようになるので、共振用コ
ンデンサ２６に充電された電荷を無駄に消費することな
く有効に利用することができる。
子７がターンオフ状態からターンオン状態になったとき
に共振用コンデンサ２６に充電された電荷は、この素子
７がターンオン状態からターンオフ状態になったときに
この第２の電流通路Ｉ2 を通じて平滑コンデンサ１１に
蓄積され、或いは＋出力端子１３ａ及び−出力端子１３
ｂを通じて負荷で消費されるようになるので、共振用コ
ンデンサ２６に充電された電荷を無駄に消費することな
く有効に利用することができる。
【００２７】さらにまた本例によれば、昇圧型コンバー
タ装置におけるスイッチング損失を少なくすることがで
きるので、昇圧型コンバータ装置の高能率化を図れる。
タ装置におけるスイッチング損失を少なくすることがで
きるので、昇圧型コンバータ装置の高能率化を図れる。
【００２８】さらにまた本例によれば、スイッチング損
失を少なくすることができるので、昇圧型コンバータ装
置におけるスイッチング周波数の高周波数化を図ること
ができ、昇圧用インダクタ及び平滑コンデンサ１１のよ
り小容量化が可能になる等によって昇圧型コンバータ装
置の小型化を図れる。
失を少なくすることができるので、昇圧型コンバータ装
置におけるスイッチング周波数の高周波数化を図ること
ができ、昇圧用インダクタ及び平滑コンデンサ１１のよ
り小容量化が可能になる等によって昇圧型コンバータ装
置の小型化を図れる。
【００２９】さらにまた本例によれば、簡単な回路構成
で昇圧型コンバータ装置におけるスイッチング損失の低
減を図ることができるので、昇圧型コンバータ装置のコ
ストダウンを図れる。
で昇圧型コンバータ装置におけるスイッチング損失の低
減を図ることができるので、昇圧型コンバータ装置のコ
ストダウンを図れる。
【００３０】さらにまた本例によれば、図５Ａに示して
説明した従来の構成と、図１Ａ及び図３に示して説明し
た本例の構成を比較することより明らかなように、昇圧
部自体の部分の構成については従来の構成を変更する必
要がないのでこの部分には現状で入手可能なＩＣ部品を
使用可能であり、従ってこの部分に第２の電流通路Ｉ2
および第４の電流通路Ｉ4 を形成する為に必要な構成を
追加すればよいので、従来の昇圧型コンバータ装置をベ
ースとして本例による昇圧型コンバータ装置を構成する
ことが極めて簡単でありながら、従来の昇圧型コンバー
タ装置のスイッチング損失について優れた改善効果を達
成することができる。
説明した従来の構成と、図１Ａ及び図３に示して説明し
た本例の構成を比較することより明らかなように、昇圧
部自体の部分の構成については従来の構成を変更する必
要がないのでこの部分には現状で入手可能なＩＣ部品を
使用可能であり、従ってこの部分に第２の電流通路Ｉ2
および第４の電流通路Ｉ4 を形成する為に必要な構成を
追加すればよいので、従来の昇圧型コンバータ装置をベ
ースとして本例による昇圧型コンバータ装置を構成する
ことが極めて簡単でありながら、従来の昇圧型コンバー
タ装置のスイッチング損失について優れた改善効果を達
成することができる。
【００３１】さらにまた本例によれば、制御回路１４に
よる出力電圧制御方式として先に説明したスイッチング
デユーティ可変型の他、スイッチング周波数可変型に応
用した場合にも、昇圧型コンバータ装置のスイッチング
損失を少なくするように改善を図ることができる。
よる出力電圧制御方式として先に説明したスイッチング
デユーティ可変型の他、スイッチング周波数可変型に応
用した場合にも、昇圧型コンバータ装置のスイッチング
損失を少なくするように改善を図ることができる。
【００３２】さらにまた本例によれば、高能率で小型・
低コストのアクティブフイルタ型の昇圧型コンバータ装
置の実現を図ることができる。
低コストのアクティブフイルタ型の昇圧型コンバータ装
置の実現を図ることができる。
【００３３】さらにまた本例によれば、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ素子等のスイッチング素子で構成した電流スイッチ
ング回路において、スイッチング素子でスイッチングす
る電圧がゼロ電圧状態またはこれに近い状態での電流ス
イッチ動作を可能としたので、昇圧型コンバータ装置か
らの不要輻射の低減を実現でき、電源装置におけるＥＭ
Ｉ等の不要輻射対策の容易化を図ることができる。
ＥＴ素子等のスイッチング素子で構成した電流スイッチ
ング回路において、スイッチング素子でスイッチングす
る電圧がゼロ電圧状態またはこれに近い状態での電流ス
イッチ動作を可能としたので、昇圧型コンバータ装置か
らの不要輻射の低減を実現でき、電源装置におけるＥＭ
Ｉ等の不要輻射対策の容易化を図ることができる。
【００３４】尚本例においては、本発明を昇圧型コンバ
ータ装置単体に適用した例について説明したが、本発明
は昇圧型コンバータ装置単体に本例を適用する場合に限
定されることなく、この昇圧型コンバータを電源装置の
一部として適用した場合及び電子機器の電源部に適用し
た場合等、本発明の精神を逸脱しない範囲においてその
他各種の機器及び装置に本例を適用し得る。
ータ装置単体に適用した例について説明したが、本発明
は昇圧型コンバータ装置単体に本例を適用する場合に限
定されることなく、この昇圧型コンバータを電源装置の
一部として適用した場合及び電子機器の電源部に適用し
た場合等、本発明の精神を逸脱しない範囲においてその
他各種の機器及び装置に本例を適用し得る。
【００３５】次に、昇圧型コンバータ装置をＡＣ電源入
力側の力率改善の目的を達成するために適用した場合の
電源装置の例について説明する。
力側の力率改善の目的を達成するために適用した場合の
電源装置の例について説明する。
【００３６】図４は、図１Ａ及び図３に示して説明した
昇圧型コンバータ装置をＡＣ電源入力−ＤＣ出力型電源
装置のアクティブフィルタ部に応用し、このＡＣ電源側
の力率改善を図った電源装置の例を示した回路ブロック
図である。
昇圧型コンバータ装置をＡＣ電源入力−ＤＣ出力型電源
装置のアクティブフィルタ部に応用し、このＡＣ電源側
の力率改善を図った電源装置の例を示した回路ブロック
図である。
【００３７】図４において４０は電源装置の要部全体を
示し、電源装置４０をＡＣ電源部４１と、ノイズフィル
タ部４３と、全波整流部４５と、図１Ａに示した昇圧型
コンバータ装置１９または図３に示した昇圧型コンバー
タ装置３０で構成したアクティブフィルタ部４７と、Ａ
Ｃ−ＤＣコンバータ部４９と、平滑部５１及び直流電源
電圧出力端部５３ａ，５３ｂで構成する。
示し、電源装置４０をＡＣ電源部４１と、ノイズフィル
タ部４３と、全波整流部４５と、図１Ａに示した昇圧型
コンバータ装置１９または図３に示した昇圧型コンバー
タ装置３０で構成したアクティブフィルタ部４７と、Ａ
Ｃ−ＤＣコンバータ部４９と、平滑部５１及び直流電源
電圧出力端部５３ａ，５３ｂで構成する。
【００３８】そして、ＡＣ電源部４１からノイズフィル
タ部４３に交流電源信号を供給して不要ノイズ成分を除
去した交流電源信号をノイズフィルタ部４３から全波整
流部４５に供給し、全波整流部４５においてこの交流電
源信号を全波整流して脈流電源信号とし、この脈流電源
信号をアクティブフィルタ部４７に供給し、アクティブ
フィルタ部４７を構成する昇圧型コンバータ装置１９ま
たは３０でこの脈流電源信号を昇圧した直流電圧を得て
後この直流電圧を交流電源信号に変換し、この交流電源
信号をＡＣ−ＤＣコンバータ部４９に供給して所定の電
圧値の直流電源信号に変換し、この直流電源信号を平滑
部５１に供給してリップル成分を除去し、リップル成分
を除去したこの直流電源信号を直流電源電圧出力端部５
３ａ，５３ｂから出力する。
タ部４３に交流電源信号を供給して不要ノイズ成分を除
去した交流電源信号をノイズフィルタ部４３から全波整
流部４５に供給し、全波整流部４５においてこの交流電
源信号を全波整流して脈流電源信号とし、この脈流電源
信号をアクティブフィルタ部４７に供給し、アクティブ
フィルタ部４７を構成する昇圧型コンバータ装置１９ま
たは３０でこの脈流電源信号を昇圧した直流電圧を得て
後この直流電圧を交流電源信号に変換し、この交流電源
信号をＡＣ−ＤＣコンバータ部４９に供給して所定の電
圧値の直流電源信号に変換し、この直流電源信号を平滑
部５１に供給してリップル成分を除去し、リップル成分
を除去したこの直流電源信号を直流電源電圧出力端部５
３ａ，５３ｂから出力する。
【００３９】図４に示した例によれば、交流電源信号か
ら不要ノイズ成分を除去し全波整流して生成した脈流電
源信号を、昇圧型コンバータ装置１９或いは３０で構成
するアクティブフィルタ部４７に入力しスイッチングを
行って昇圧した直流電圧を得る際に、このスイッチング
周波数を従来の昇圧型コンバータ装置のスイッチング周
波数に比較して高い周波数値にすることができるので、
ＡＣ電源部４１側の交流電源信号に生じる電流波形歪を
著しく減少することができる。従って、ＡＣ電源部４１
から入力する交流電源信号の力率を従来よりはるかに改
善できる効果が得られる。
ら不要ノイズ成分を除去し全波整流して生成した脈流電
源信号を、昇圧型コンバータ装置１９或いは３０で構成
するアクティブフィルタ部４７に入力しスイッチングを
行って昇圧した直流電圧を得る際に、このスイッチング
周波数を従来の昇圧型コンバータ装置のスイッチング周
波数に比較して高い周波数値にすることができるので、
ＡＣ電源部４１側の交流電源信号に生じる電流波形歪を
著しく減少することができる。従って、ＡＣ電源部４１
から入力する交流電源信号の力率を従来よりはるかに改
善できる効果が得られる。
【００４０】
【発明の効果】本発明によれば、昇圧型コンバータ装置
においてゼロ電圧状態での電流スイッチ動作を可能とし
て、スイッチング損失を少なくすることができ、この昇
圧型コンバータ装置の高能率化を図れる。
においてゼロ電圧状態での電流スイッチ動作を可能とし
て、スイッチング損失を少なくすることができ、この昇
圧型コンバータ装置の高能率化を図れる。
【図１】Ａは、本発明の昇圧型コンバータ装置の実施の
形態の一例について説明する電気回路図である。Ｂは、
図１Ａに示した電気回路図の動作を説明する為の波形図
である。
形態の一例について説明する電気回路図である。Ｂは、
図１Ａに示した電気回路図の動作を説明する為の波形図
である。
【図２】Ａは、信号の流れを説明する為の電気回路図で
ある。Ｂは、他の信号の流れを説明する為の電気回路図
である。
ある。Ｂは、他の信号の流れを説明する為の電気回路図
である。
【図３】本発明の昇圧型コンバータ装置の実施の形態の
他の一例について説明する電気回路図である。
他の一例について説明する電気回路図である。
【図４】本発明の昇圧型コンバータ装置の応用例の一例
にについて説明する回路ブロック図である。
にについて説明する回路ブロック図である。
【図５】Ａは、従来の昇圧型コンバータ装置について説
明する電気回路図である。Ｂは、図５Ａに示した電気回
路図の動作を説明する為の波形図である。
明する電気回路図である。Ｂは、図５Ａに示した電気回
路図の動作を説明する為の波形図である。
１９‥‥ＤＣ−ＤＣ変換装置、２０‥‥トランス、２０
ａ‥‥１次捲き線、２０ｂ‥‥２次捲き線、２６‥‥共
振用コンデンサ
ａ‥‥１次捲き線、２０ｂ‥‥２次捲き線、２６‥‥共
振用コンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】 昇圧型コンバータ装置において、昇圧用
インダクタを補助捲き線を具備したトランスで構成し、
当該補助捲き線にコンデンサを接続して前記トランスの
リーケージインダクタンスと前記コンデンサとの共振に
より前記コンデンサに充電をおこなうとともに、前記コ
ンデンサに充電した電荷に基づき前記昇圧型コンバータ
のゼロ電圧スイッチングを可能にし、スイッチング損失
を軽減したことを特徴とする昇圧型コンバータ装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載した昇圧型コンバータ装
置において、ＡＣ電源入力を整流手段で整流して得た脈
流を入力する構成として、力率改善を行ったことを特徴
とする昇圧型コンバータ装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24209998A JP4010060B2 (ja) | 1998-08-27 | 1998-08-27 | 昇圧型コンバータ装置 |
| US09/382,547 US6175219B1 (en) | 1998-08-27 | 1999-08-25 | Booster type converter with low power loss |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24209998A JP4010060B2 (ja) | 1998-08-27 | 1998-08-27 | 昇圧型コンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000078836A true JP2000078836A (ja) | 2000-03-14 |
| JP4010060B2 JP4010060B2 (ja) | 2007-11-21 |
Family
ID=17084298
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24209998A Expired - Fee Related JP4010060B2 (ja) | 1998-08-27 | 1998-08-27 | 昇圧型コンバータ装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6175219B1 (ja) |
| JP (1) | JP4010060B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009225571A (ja) * | 2008-03-17 | 2009-10-01 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| CN102843029A (zh) * | 2012-09-19 | 2012-12-26 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 一种直流-直流升压电路 |
Families Citing this family (62)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE60109504T2 (de) * | 2000-01-28 | 2006-03-16 | Densei-Lambda K.K. | Resonanter Leistungsumwandler |
| US6373725B1 (en) * | 2000-11-20 | 2002-04-16 | Philips Electronics North America Corporation | Reconfigurable converter for multiple-level input-line voltages |
| US7342811B2 (en) * | 2005-05-27 | 2008-03-11 | Cherokee International Corporation | Lossless clamp circuit for DC-DC converters |
| US11881814B2 (en) | 2005-12-05 | 2024-01-23 | Solaredge Technologies Ltd. | Testing of a photovoltaic panel |
| US10693415B2 (en) | 2007-12-05 | 2020-06-23 | Solaredge Technologies Ltd. | Testing of a photovoltaic panel |
| US8751053B2 (en) * | 2006-10-19 | 2014-06-10 | Tigo Energy, Inc. | Method and system to provide a distributed local energy production system with high-voltage DC bus |
| US11296650B2 (en) | 2006-12-06 | 2022-04-05 | Solaredge Technologies Ltd. | System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations |
| US8013472B2 (en) | 2006-12-06 | 2011-09-06 | Solaredge, Ltd. | Method for distributed power harvesting using DC power sources |
| US9130401B2 (en) | 2006-12-06 | 2015-09-08 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8963369B2 (en) | 2007-12-04 | 2015-02-24 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8618692B2 (en) | 2007-12-04 | 2013-12-31 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power system using direct current power sources |
| US8384243B2 (en) | 2007-12-04 | 2013-02-26 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US11569659B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-01-31 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US11687112B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-06-27 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8947194B2 (en) | 2009-05-26 | 2015-02-03 | Solaredge Technologies Ltd. | Theft detection and prevention in a power generation system |
| US9112379B2 (en) | 2006-12-06 | 2015-08-18 | Solaredge Technologies Ltd. | Pairing of components in a direct current distributed power generation system |
| US11309832B2 (en) | 2006-12-06 | 2022-04-19 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8531055B2 (en) | 2006-12-06 | 2013-09-10 | Solaredge Ltd. | Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations |
| US11855231B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-12-26 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8473250B2 (en) | 2006-12-06 | 2013-06-25 | Solaredge, Ltd. | Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US9088178B2 (en) | 2006-12-06 | 2015-07-21 | Solaredge Technologies Ltd | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8816535B2 (en) | 2007-10-10 | 2014-08-26 | Solaredge Technologies, Ltd. | System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations |
| US11735910B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-08-22 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power system using direct current power sources |
| US11888387B2 (en) | 2006-12-06 | 2024-01-30 | Solaredge Technologies Ltd. | Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations |
| US8319483B2 (en) | 2007-08-06 | 2012-11-27 | Solaredge Technologies Ltd. | Digital average input current control in power converter |
| US11728768B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-08-15 | Solaredge Technologies Ltd. | Pairing of components in a direct current distributed power generation system |
| US8319471B2 (en) | 2006-12-06 | 2012-11-27 | Solaredge, Ltd. | Battery power delivery module |
| WO2009072075A2 (en) | 2007-12-05 | 2009-06-11 | Solaredge Technologies Ltd. | Photovoltaic system power tracking method |
| US8289742B2 (en) | 2007-12-05 | 2012-10-16 | Solaredge Ltd. | Parallel connected inverters |
| WO2009072076A2 (en) | 2007-12-05 | 2009-06-11 | Solaredge Technologies Ltd. | Current sensing on a mosfet |
| US11264947B2 (en) | 2007-12-05 | 2022-03-01 | Solaredge Technologies Ltd. | Testing of a photovoltaic panel |
| US8111052B2 (en) | 2008-03-24 | 2012-02-07 | Solaredge Technologies Ltd. | Zero voltage switching |
| WO2009136358A1 (en) | 2008-05-05 | 2009-11-12 | Solaredge Technologies Ltd. | Direct current power combiner |
| EP2144358B1 (de) * | 2008-07-09 | 2012-02-08 | SMA Solar Technology AG | DC/DC-Wandler |
| US8098055B2 (en) * | 2008-08-01 | 2012-01-17 | Tigo Energy, Inc. | Step-up converter systems and methods |
| ITMI20091273A1 (it) * | 2009-07-17 | 2011-01-18 | Nat Semiconductor Corp | Convertitore a commutazione dolce ed alto rapporto di step-up con aggancio attivo e relativi metodo ed apparato |
| KR101023576B1 (ko) | 2010-01-18 | 2011-03-21 | 청주대학교 산학협력단 | 소프트 스위칭 하프브릿지 직류-직류 컨버터 및 이를 이용한 스위칭 전원장치 |
| KR100994953B1 (ko) * | 2010-05-20 | 2010-11-17 | (주)디앤디코퍼레이션 | 비절연형 직류 전력변환 회로 |
| GB2485527B (en) | 2010-11-09 | 2012-12-19 | Solaredge Technologies Ltd | Arc detection and prevention in a power generation system |
| US10230310B2 (en) | 2016-04-05 | 2019-03-12 | Solaredge Technologies Ltd | Safety switch for photovoltaic systems |
| US10673222B2 (en) | 2010-11-09 | 2020-06-02 | Solaredge Technologies Ltd. | Arc detection and prevention in a power generation system |
| US10673229B2 (en) | 2010-11-09 | 2020-06-02 | Solaredge Technologies Ltd. | Arc detection and prevention in a power generation system |
| GB2486408A (en) | 2010-12-09 | 2012-06-20 | Solaredge Technologies Ltd | Disconnection of a string carrying direct current |
| GB2483317B (en) | 2011-01-12 | 2012-08-22 | Solaredge Technologies Ltd | Serially connected inverters |
| US10903753B2 (en) | 2011-03-29 | 2021-01-26 | Texas Instruments Incorporated | Resonant isolated converters for power supply charge balancing systems and other systems |
| KR101199490B1 (ko) | 2011-06-29 | 2012-11-09 | 한국에너지기술연구원 | 고승압비 다상 인터리브 양방향 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 |
| KR101251064B1 (ko) | 2011-06-29 | 2013-04-05 | 한국에너지기술연구원 | 고승압비 다중입력 양방향 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 |
| US8570005B2 (en) | 2011-09-12 | 2013-10-29 | Solaredge Technologies Ltd. | Direct current link circuit |
| GB2498365A (en) | 2012-01-11 | 2013-07-17 | Solaredge Technologies Ltd | Photovoltaic module |
| GB2498790A (en) | 2012-01-30 | 2013-07-31 | Solaredge Technologies Ltd | Maximising power in a photovoltaic distributed power system |
| GB2498791A (en) | 2012-01-30 | 2013-07-31 | Solaredge Technologies Ltd | Photovoltaic panel circuitry |
| US9853565B2 (en) | 2012-01-30 | 2017-12-26 | Solaredge Technologies Ltd. | Maximized power in a photovoltaic distributed power system |
| GB2499991A (en) | 2012-03-05 | 2013-09-11 | Solaredge Technologies Ltd | DC link circuit for photovoltaic array |
| WO2013178294A1 (en) * | 2012-06-01 | 2013-12-05 | Abb Technology Ltd | A filter apparatus, a method for filtering harmonics in an electrical power transmission or distribution system, and such a system |
| US10115841B2 (en) | 2012-06-04 | 2018-10-30 | Solaredge Technologies Ltd. | Integrated photovoltaic panel circuitry |
| US9548619B2 (en) | 2013-03-14 | 2017-01-17 | Solaredge Technologies Ltd. | Method and apparatus for storing and depleting energy |
| US9941813B2 (en) | 2013-03-14 | 2018-04-10 | Solaredge Technologies Ltd. | High frequency multi-level inverter |
| EP2779251B1 (en) | 2013-03-15 | 2019-02-27 | Solaredge Technologies Ltd. | Bypass mechanism |
| US9419524B2 (en) * | 2013-06-26 | 2016-08-16 | Tai-Her Yang | Boost type direct current output control circuit device controlled by subpower |
| US9318974B2 (en) | 2014-03-26 | 2016-04-19 | Solaredge Technologies Ltd. | Multi-level inverter with flying capacitor topology |
| US11177663B2 (en) | 2016-04-05 | 2021-11-16 | Solaredge Technologies Ltd. | Chain of power devices |
| US11018623B2 (en) | 2016-04-05 | 2021-05-25 | Solaredge Technologies Ltd. | Safety switch for photovoltaic systems |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5402329A (en) * | 1992-12-09 | 1995-03-28 | Ernest H. Wittenbreder, Jr. | Zero voltage switching pulse width modulated power converters |
| US5477131A (en) * | 1993-09-02 | 1995-12-19 | Motorola, Inc. | Zero-voltage-transition switching power converters using magnetic feedback |
| US5457379A (en) * | 1993-10-15 | 1995-10-10 | At&T Ipm Corp. | High efficiency switch mode regulator |
| US5481449A (en) * | 1994-03-21 | 1996-01-02 | General Electric Company | Efficient, high power density, high power factor converter for very low dc voltage applications |
| DE69518572T2 (de) * | 1994-04-29 | 2001-04-19 | Andre Bonnet | Statischer Wandler mit gesteuertem Schalter und Steuerungsschaltung |
| US5748457A (en) * | 1997-01-24 | 1998-05-05 | Poon; Franki Ngai Kit | Family of zero voltage switching DC to DC converters |
| US5774346A (en) * | 1997-01-24 | 1998-06-30 | Poon; Franki Ngai Kit | Family of zero voltage switching DC to DC converters with coupled output inductor |
| US5880940A (en) * | 1997-02-05 | 1999-03-09 | Computer Products, Inc. | Low cost high efficiency power converter |
| US6018469A (en) * | 1997-02-05 | 2000-01-25 | Computer Products, Inc. | Low cost high efficiency power converter |
-
1998
- 1998-08-27 JP JP24209998A patent/JP4010060B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-08-25 US US09/382,547 patent/US6175219B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009225571A (ja) * | 2008-03-17 | 2009-10-01 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US8059430B2 (en) | 2008-03-17 | 2011-11-15 | Sanken Electric Co., Ltd. | High efficiency DC-DC converter for reduced switching loss |
| CN102843029A (zh) * | 2012-09-19 | 2012-12-26 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 一种直流-直流升压电路 |
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