ITMI20091273A1 - Convertitore a commutazione dolce ed alto rapporto di step-up con aggancio attivo e relativi metodo ed apparato - Google Patents

Convertitore a commutazione dolce ed alto rapporto di step-up con aggancio attivo e relativi metodo ed apparato Download PDF

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ITMI20091273A1
ITMI20091273A1 IT001273A ITMI20091273A ITMI20091273A1 IT MI20091273 A1 ITMI20091273 A1 IT MI20091273A1 IT 001273 A IT001273 A IT 001273A IT MI20091273 A ITMI20091273 A IT MI20091273A IT MI20091273 A1 ITMI20091273 A1 IT MI20091273A1
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IT
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voltage
current
converter
diode
interval
Prior art date
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IT001273A
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Inventor
Giovanni Frattini
Paolo Mattavelli
Giorgio Spiazzi
Original Assignee
Nat Semiconductor Corp
Uni Di Padova Dipartimento Di Tecnica E D
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Description

DESCRIZIONE
RIFERIMENTI INCROCIATI CON DOMANDE CORRELATE
[0001 ] La presente domanda è correlata alle seguenti domande di brevetto statunitensi:
Domanda di brevetto statunitense n. 12/ 152,478 depositata il 14 maggio 2008;
Domanda di brevetto statunitense n. 12/ 152,479 depositata il 14 maggio 2008;
Domanda di brevetto statunitense n. 12/ 152,491 depositata il 14 maggio 2008;
Domanda di brevetto statunitense n. 12/ 152,566 depositata il 14 maggio 2008;
Domanda dì brevetto statunitense n. 12/272,990 depositata il 18 novembre 2008;
Domanda di brevetto statunitense n. 12/386,958 depositata il 24 aprile 2009;
Domanda di brevetto statunitense n. 12/454, 136 depositata il 13 maggio 2009;
Domanda di brevetto statunitense n. 12/454,244 depositata il 14 maggio 2009;
Domanda di brevetto statunitense n. 12/456,776 depositata il 23 giugno 2009; e
Domanda di brevetto statunitense n. 12/456,777 depositata il 23 giugno 2009.
Tutte queste domande di brevetto correlate sono incorporate nella presente per riferimento.
CAMPO DELLA TECNICA
[0002 ] La presente invenzione si riferisce in generale a sistemi di generazione di energia. Più in particolare, la presente invenzione si riferisce a un convertitore a commutazione dolce ed alto rapporto di step-up con aggancio attivo e relativi metodo ed apparato.
SFONDO
[ 0003 ] Vi è una crescente richiesta di convertitori ad alto rapporto di step-up in grado di interfacciare in modo efficiente sorgenti di energia a bassa tensione ed elevate correnti a reti di fornitura di energia. Ad esempio, questa richiesta è presente nei sistemi di elettronica di potenza, che comprendono batterie come elementi di accumulo d'energia, così come in applicazioni emergenti quali la trasformazione di energia da sorgenti di energia rinnovabile (ad esempio pannelli fotovoltaici e celle a combustibile).
[ 0004 ] Quale particolare esempio, nel campo di applicazione dei pannelli fotovoltaici, vi è un crescente interesse per lo sviluppo di convertitori per interfacciare un singolo pannello fotovoltaico con una rete di fornitura di energia. Questi convertitori sono di solito formati da un collegamento in cascata di un convertitore DC-DC ad alto rapporto di step-up e un inverter standard, che presentano tipicamente una massima potenza nominale di 200-300 W. Questa soluzione permette di eseguire facilmente degli aggiornamenti in impianti esistenti, aggiungendo singoli pannelli fotovoltaici senza modificare le interfacce elettroniche.
Ciò permette anche di evitare una qualsiasi riduzione di potenza dovuta a effetti di ombreggiatura parziale nelle stringhe di pannelli fotovoltaici.
[ 0005] Sono stati proposti diversi tipi di convertitori, che presentano però diversi svantaggi. Ad esempio, un semplice convertitore sovralimentato o boost è tipicamente insufficiente per ottenere elevati rapporti di step-up. L'uso di celle moltiplicatrici di tensione collegate in cascata con un convertitore boost monofase e/o multifase spesso richiede induttori risonanti aggiuntivi per risolvere i problemi di recupero inverso dei diodi. L’efficienza di un convertitore boost interlacciato con un raddoppiatore di tensione è pure tipicamente affetta da problemi di recupero inverso dei diodi, e la riduzione dei carichi di tensione sugli interruttori è correlata al numero di fasi usate. L'uso di induttori accoppiati associati a uno stadio di potenza boost spesso richiede adeguati agganci di tensione su diodi raddrizzatori per limitare la sollecitazione di tensione dovuta a oscillazioni parassite comportanti perdite di induttanza sul trasformare e capacità parassite sul diodo. I convertitori flyback standard con aggancio attivo tipicamente permettono trasferimenti di energia a un carico solo durante un intervallo di disattivazione interruttore (riducendo l'efficienza di conversione complessiva) e oscillazioni dovute a capacità parassite del diodo raddrizzatore durante l'intervallo di attivazione interruttore tipicamente richiedono un adeguato circuito di aggancio dissipativi (anche in questo caso con una riduzione dell'efficienza di conversione totale).
BREVE DESCRIZIONE DEI DISEGNI
[ 000 6] Per una maggiore comprensione della presente invenzione e delle sue caratteristiche si fa ora riferimento alla seguente descrizione, in collegamento con i disegni allegati, in cui:
[ 0007 ] Le fig. 1 fino a 11 mostrano dettagli di un esempio di convertitore non isolato integrato di boost-flyback ad alto rapporto di step-up secondo la presente invenzione, e
[ 0008 ] Le fig. 12 fino a 14F mostrano dettagli di un esempio di convertitore isolato integrato di boost-flyback ad alto rapporto di step-up secondo la presente invenzione.
DESCRIZIONE DETTAGLIATA
[ 0009] Le fig. 1 fino a 14F, discusse di seguito, e le diverse forme di realizzazione usate per descrivere i principi della presente invenzione nel presente documento brevettuale sono fornite solo a titolo illustrativo e non devono essere in alcun modo considerate limitative dell’ambito dell<1>invenzione. Gli esperti del ramo comprenderanno come i principi dell'invenzione possano essere implementati in qualsiasi tipo di dispositivo o sistema adeguatamente realizzato.
[ 0010 ] La presente invenzione descrive in generale nuove architetture per convertitori ad alto guadagno basati su sistemi integrati boost-flyback, flyback ad aggancio attivo, e moltiplicatori di tensione. Queste architetture possono essere implementate in diverse forme, comprese quelle con e senza isolamento tra ingresso e uscita. queste implementazioni sono descritte di seguito.
[ 0011 ] in particolare, i convertitori ad alto rapporto di step-up basati su una combinazione di una sezione boost e una sezione di flyback tipicamente presentano oscillazioni parassite dovute a induttanze di dispersione nel trasformatore e capacità parassite nel diodo. Queste oscillazioni spesso richiedono un adeguato circuito d'aggancio dissipativo per ridurre le sollecitazioni di tensione del diodo, così da influenzare negativamente l’efficienza totale del convertitore. In alcune forme di realizzazione, un diodo di aggancio può essere aggiunto a una topologia Integrated Boost Flyback (IBF), e il diodo di aggancio naturalmente aggancia queste oscillazioni parassite. Si dimostra pure che si verifica una risonanza che contribuisce ad aumentare il guadagno di tensione del convertitore.
[ 0012 ] CONVERTITORE NON ISOLATO
[ 0013 ] La fig. 1 mostra un esempio di convertitore non isolato integrato boost- flyback ad alto rapporto di step-up 100 secondo la presente invenzione. La forma di realizzazione del convertitore 100 mostrato in fig. 1 è puramente illustrativa.
[ 0014 ] L'architettura in fig. 1 implementa uno schema in cui il convertitore 100 presenta un diodo di aggancio D3. La fig. 1 evidenzia le componenti parassite maggiori, ovvero le induttanze di dispersione secondarie del trasformatore La ed Lse le capacità dei diodi raddrizzatori D2 e D3 raggruppate in una capacità equivalente Cr. Le capacità dell'interruttore S e del diodo boost Di possono esser trascurate dato che essi sono caricati e scaricati molto rapidamente dalla corrente di ingresso notevolmente maggiore.
[ 0015] La fig. 2 mostra forme d'onda associate al funzionamento del convertitore 100 di fig. 1. Più in particolare, la fig.
2 mostra le forme d’onda principali del convertitore in un periodo di commutazione, assumendo che la sezione boost operi nel modo di conduzione discontinuo (DCM) mentre la sezione flyback opera nel modo di conduzione continuo (CCM). Questa scelta permette l'uso di un singolo componente magnetico senza l'aggiunta di una induttanza di ingresso esterna, ottenendo al contempo una attivazione interruttore a corrente nulla senza effetti di recupero inverso. Come mostrato, ciascun periodo di commutazione può essere diviso in sette sotto-intervalli.
[ 0016] Intervallo Toi = ti-tn
[ 0017 ] Prima di questo intervallo, il diodo D2 è in conduzione, e l'energia accumulata nell’induttanza magnetica è trasferita al condensatore C2. A to, l'interruttore S è attivato, provocando un aumento della corrente di ingresso e una conseguente riduzione della corrente D2. Dato che D2 è ancora in conduzione, la corrente di magnetizzazione continua a diminuire. Il circuito equivalente durante questa fase è mostrato in fig. 3A, da cui è possibile ottenere le seguenti equazioni:
Quindi, durante l'intervallo Toi, la corrente di magnetizzazione continua a diminuire linearmente mentre la corrente in ingresso aumenta, proprio come lo stesso intervallo nel caso ideale di componenti parassite trascurabili. La presenza della induttanza di dispersione secondaria trasformatore Lsha l'effetto minore di modificare leggermente le pendenze della corrente di induttore secondo l'equazione (1). Questo intervallo termina quando la corrente in ingresso equivale a quella di magnetizzazione e la corrente di D2 va a zero.
[ 0018 ] Intervallo T12 = t2-ti
[ 0019 ] Quando la corrente in ingresso equivale a quella di magnetizzazione al tempo ti, il diodo D2si disattiva, permettendo il verificarsi della risonanza secondo il circuito equivalente di fig. 3B. Qui, come già detto in precedenza, la capacità risonante Crcomprende entrambe le capacità parassite di D2e D3, mentre l'induttanza risonante
Lr può essere data da:
La tensione dell'avvolgimento secondario Uspuò essere ottenuta come:
Quando is(ti)— 0 e ur(ti)=0, la tensione risonante ur(t) e la corrente secondaria is(t) possono essere ottenute con:
sono la frequenza in risonanza rispettivamente l'impedenza caratteristica. La fase di risonanza termina quando la tensione ur(t) equivale alla tensione di uscita Uo, provocando la conduzione del diodo di aggancio D3. La durata T12 di tale intervallo può essere espressa come:
(5)
II valore di corrente secondaria alla fine della fase di risonanza può essere espresso come:
(6)
I valori di corrente di ingresso e di magnetizzazione al tempo t2possono essere calcolati come:
(7)
(8)
[0020] Intervallo T3⁄4s = t?-t3⁄4
[0021 ] Quando D3si attiva, il circuito equivalente diviene quello di fig. 3C, e le tensioni di induttore possono essere espresse come:
[ 0022 ] Ancora una volta, le corrispondenti correnti possono variare linearmente. Si noti che, trascurando lo stadio di risonanza, il diodo D3può attivarsi durante il tempo di attivazione solo se è soddisfatta la seguente condizione:
(10)
Tuttavia, la presenza di componenti parassite da luogo a una corrente non nulla in D3anche se l'equazione (10) non è soddisfatta. In questo secondo caso, la corrente in D3presenta semplicemente una pendenza di corrente negativa (la tensione [/£ è positiva), il che significa che può andare a zero prima della fine del tempo di attivazione, così da provocare la disattivazione del diodo D3. Nella seguente analisi, si assume che D3 sia in conduzione per l'intero intervallo di tempo di attivazione.
[ 0023 ] Intervallo T34 = U-t3
[0024 ] Al tempo t3, l’interruttore S è disattivato, provocando la conduzione del diodo a ruota libera boost Di. Durante questo intervallo, il diodo D3è ancora in conduzione, dando luogo al circuito equivalente di fig. 3D. Le tensioni di induttore possono essere espresse come:
(11) La corrente in ingresso scende rapidamente, mentre quella di magnetizzazione continua a salire. Questo intervallo termina quando la corrente di ingresso è uguale a quella di magnetizzazione e la corrente nel diodo D3 va a zero. Dopo di che, il diodo D2 inizia a condurre dopo una breve fase di risonanza che scarica a zero il condensatore risonante.
[0025 ] Intervallo T45 = ts-t4
[ 0026] Quando D3si disattiva, si verifica una seconda risonanza, che porta a zero la tensione del condensatore risonante, così da attivare il diodo D2. Il circuito equivalente è mostrato in fig. 3E, in cui:
(12)
e is(t4)=0 e ur(t4)=U0. La tensione risonante ur(t) e la corrente secondaria is(t) possono essere ottenute da (ricordarsi che U0=Ui+U2):
(13) Questo intervallo termina al tempo ts, quando la tensione risonante va a zero e il diodo D2 si attiva. La durata dell'intervallo può essere ottenuta come:
Dalle equazioni (13) e (14), è possibile esprimere il valore di corrente secondaria alla fine della fase di risonanza come:
Le correnti di ingresso e di induttore di magnetizzazione possono essere trovate usando espressioni simili alle equazioni (7) e (8) sostituendo ti con U e t2 con ts.
[ 0027 ] Intervallo
[ 0028 ] Durante questo intervallo, l'energia accumulata nell'induttanza di magnetizzazione è fornita all'uscita di flyback, mentre l'energia dell' induttanza di dispersione continua a essere fornita all'uscita boost secondo il circuito equivalente di fìg. 3F. Le tensioni di induttore possono essere espresse come segue:
Sia le correnti di ingresso che di magnetizzazione possono diminuire linearmente.
[ 0029] Intervallo T&7 = t7-te
[ 0030 ] Al tempo te, la corrente del diodo Di va a zero, e solo la sezione di flyback continua a fornire energia all'uscita tramite D2. Di conseguenza, da fig. 3G, le tensioni induttore possono essere ottenute come:
La corrente in ingresso può rimanere a zero (effettivamente l'induttanza di dispersione primaria risuona con le capacità parassite del MOSFET e del diodo Di, come qualsiasi convertitore operante nel modo discontinuo), mentre la corrente di magnetizzazione può continuare a diminuire in modo lineare.
[ 0031] Da questa analisi è possibile osservare quanto segue:
- Il diodo di aggancio aggiunto modifica il comportamento del convertitore, rendendolo più simile a quello di convertitori integrati di boost-flyback (IBF) con moltiplicatori di tensione;
- gli intervalli risonanti dovuti alle capacità parassite di diodo sul lato secondario del trasformatore modificano le forme d'onda di corrente e quindi il rapporto di conversione di tensione totale; e
- il modo operativo selezionato permette una disattivazione dolce di tutti i diodi.
[0032 ] Guadagno di tensione di trasformatore non isolato
[ 0033] Per semplificare l'analisi, si trascurino gli intervalli Toi, T12, T34 e T45. Si definiscano le seguenti durate di intervallo relative (d è il ciclo operativo del convertitore):
In questo esempio, si considerano come limiti di progetto i seguenti rapporti di conversione di tensione:
Nello stato stazionario, si assuma che le tensioni medie di induttore e le correnti medie di condensatore siano nulle. Con i suddetti limiti, le tre incognite d, d2 e n2i possono essere ricavate come segue.
[ 0034 ] L’equilibrio di tensione sull'induttanza di magnetizzazione può essere espresso come:
L'equilibrio di tensione sull'induttanza di dispersione può essere espresso come:
L'equilibrio di corrente sul condensatore filtro nello stato stazionario può essere espresso come:
m cui:
(26) La corrente di magnetizzazione media può essere correlata alla corrente media in ingresso con la seguente relazione (si assume una efficienza unitaria per l'ultima equivalenza):
La corrente media attraverso Di può essere approssimata come segue:
Sostituendo l'equazione (28) nell'equazione (27) si ottiene la seguente espressione per la corrente di magnetizzazione media:
Infine, sostituendo questa espressione nell'equazione (26), si ottiene la seguente:
(30) [ 0035 ] Dall'equazione (22) e dividendo per I0per usare quantità normalizzate (indicate da un pedice N), si ottiene quanto segue:
Dall'equazione (15), è possibile ottenere quanto segue:
m cui:
Ora, le equazioni (20), (21) e (31) possono essere combinate per formare un sistema che può esser risolto numericamente.
[ 00 36] Quale esempio di progetto, si consideri le seguenti specifiche del convertitore:
- tensione di ingresso: Ug= 25-35 V;
- tensione di uscita: U0= 400 V;
- potenza nominale di uscita: P0= 300W; e
- frequenza di commutazione: fs= 100 kHz.
Il valore di induttanza di magnetizzazione può essere scelto sulla base dell'increspatura di corrente desiderata e del modo di conduzione continuo alla potenza nominale. Quindi, è possibile scegliere i seguenti valori di parametri del trasformatore:
- induttanza di magnetizzazione: Lm= 20 μΗ;
- induttanza di dispersione primaria: Ld = 0,4 μΗ; e
- induttanza di dispersione secondaria: Ls= 2 μΗ.
[ 0037 ] Mentre il valore di induttanza di dispersione totale è simile al valore misurato in differenti prototipi di trasformatore, la separazione in induttanze di dispersione primarie e secondarie può essere in qualche modo arbitraria. Fortunatamente, i risultati dell'analisi presentata sono quasi indipendenti da tali suddivisioni. Il valore di condensatore risonante può essere scelto come C.= 120pF (60pF per ciascun diodo RHRP1560). I limiti di tensione possono essere fissati a Ui = 150 V e Uo = 400 V. Usando la potenza di uscita nominale e la tensione di ingresso massima per il calcolo dei differenti rapporti di conversione di tensione, dalle equazioni (20), (21) e (31) è possibile ottenere quanto segue: d = 0.625, d2= 0.002 e n2i = 4.287. Usando gli stessi valori parametrici in una simulazione SPICE si ottengono i seguenti risultati: Uisiin=148.5V, U0sim~393.5V, e d2=0.0016, che sono valori molto vicini ai limiti dati.
[ 0038 ] A ulteriore verifica, la fig. 4 mostra il confronto tra i guadagni di tensione calcolati M e Mi e i risultati della simulazione usando PSpice con gli stessi parametri e con una resistenza di carico nominale RL=533Q (corrispondente a Po=300W @ Uo=400V). Ancora una volta, la buona corrispondenza tra l'analisi teorica e le simulazioni può essere apprezzata, a eccezione del punto simulato in d=0.8 che fornisce un differente valore di Mi. Questo è dovuto al fatto che in quel particolare punto operativo, la corrente di D3va a zero durante il tempo di attivazione, dando luogo a una differente sequenza topologica. Inoltre si noti che nel modo di funzionamento descritto, il guadagno di tensione Mi è praticamente indipendente dal valore del ciclo operativo.
[ 0039 ] Per meglio comprendere gli effetti della componente parassita, in fig. 5 si mostrano le forme d’onda principali del convertitore nel caso di fasi risonanti trascurabili. Come si può notare in questo esempio, i diodi D3e D2iniziano la conduzione nel momento in cui la corrente in ingresso equivale a quella di magnetizzazione rispettivamente ai tempi ti e t3- Il confronto di guadagno di tensione, comprendente o trascurante l'effetto della componente parassita, è mostrato in fig. 6 per gli stessi valori parametrici usati sopra. Con questo progetto, le fasi risonanti provocano un leggero aumento del guadagno di tensione del convertitore, principalmente perché D3 opera molto vicino al suo modo discontinuo (vedi le forme d'onda sperimentali in corrispondenza della tensione di ingresso minima mostrate in fig. 8).
[ 0040 ] Risultati sperimentali
[ 0041 ] Un prototipo di convertitore è partito dai limiti di tensione sopra selezionati. In particolare, la tensione di uscita boost massima Ui è stata scelta pari a 150V per utilizzare un MOSFET da 200V nominali, in considerazione di un qualche margine per tollerare oscillazioni parassite della sua tensione assorbitoresorgente.
[ 0042 ] I valori della componente principale sono elencati nella tabella 1, in cui Cm e COUT sono condensatori filtro di ingresso e di uscita. I parametri del trasformatore sono elencati in tabella 2.
[ 0043] Le fig. 7 A e 7B mostrano le forme d’onda principali del convertitore in un periodo di commutazione con i dettagli di disattivazione e attivazione in intervalli, misurati in corrispondenza della tensione di ingresso massima, e condizioni di uscita nominali. I differenti intervalli descritti sopra sono chiaramente visibili, e gli effetti della risonanza sia alla attivazione che alla disattivazione sono evidenziati. La commutazione di corrente nulla in attivazione è pure essa evidente, mentre la sua sollecitazione di tensione è all’incirca 30V sopra al valore teorico (150V) date le induttanze parassite di progetto (vedi le oscillazioni ad alta frequenza alla disattivazione dell'interruttore). La tensione massima dell'interruttore rimane però inferiore a 180V.
[ 004 4 ] Le stesse forme d'onda registrate in corrispondenza della tensione minima di ingresso e nelle condizioni di uscita nominale sono mostrate in fig. 8. In questo punto di funzionamento, il funzionamento discontinuo del diodo di aggancio D3è rivelato dalla variazione di pendenza di corrente di ingresso durante l'intervallo di attivazione dell'interruttore e la comparsa di piccole oscillazioni nella tensione uxnel nodo x identificato in fig. 1. L'efficienza del convertitore misurata in funzione della tensione di ingresso è mostrata per Po=300W in fig. 9 e per Po=200W in fig. 10 (per due differenti frequenze di commutazione fs=100kHz e fs=200kHz). Inoltre, l'efficienza del convertitore tracciata in funzione della potenza di uscita per due differenti valori di tensione di ingresso è mostrata in fig. 11 (con fs=100kHz). Come si può notare, l'efficienza dello stadio di potenza in questa implementazione di esempio rimane attorno al 94% con fs=100kHz per l'intero campo di tensioni di ingresso e cresce fino al 95% per una potenza di uscita ridotta.
[ 0045 ] CONVERTITORE ISOLATO
[ 004 6] La fig. 12 illustra un esempio di convertitore isolato integrato boost-flyback ad alto rapporto di step-up 1200 secondo la presente invenzione. La forma di realizzazione del convertitore 1200 di fig. 12 è puramente illustrativa.
[0047 ] L'architettura di fig. 12 implementa uno schema in cui il convertitore 1200 presenta un aggancio attivo e un moltiplicatore di tensione. La fig. 12 evidenzia le componenti parassite maggiori, ovvero le induttanze di dispersione trasformatore primaria e secondaria Lde Lse le capacità dei diodi raddrizzatori Di e D2, raggruppate in una capacità equivalente Cr.
[ 0048 ] La fig. 13 mostra le forme d'onda associate al funzionamento del convertitore 1200 di fig. 12. Più specificamente, la fig. 13 mostra le forme d’onda principali del convertitore in un periodo di commutazione, assumendo che la sezione di flyback operi nel modo CCM. Ciascun periodo di commutazione può essere suddiviso in sei sotto-intervalli.
[ 0049 ] Intervallo Toi = ti-tp
[ 0050] Prima di questo intervallo, il diodo D2 è in conduzione, e l'energia accumulata nell'induttanza di magnetizzazione è trasferita al condensatore C2. A to, l'interruttore principale S è attivato, causando un aumento di corrente ide una riduzione corrispondente della corrente di D2. Dato che D2 è ancora in conduzione, la corrente di magnetizzazione continua a ridursi. Il circuito equivalente durante questa fase è mostrato in fig. 14A, da cui si ottiene quanto segue:
Quindi, durante l’intervallo Toi, la corrente di magnetizzazione continua a ridursi linearmente, mentre la corrente di ingresso cresce, così come lo stesso intervallo nel caso ideale di componenti parassite trascurabili. La presenza della induttanza Lsdi dispersione secondaria di trasformatore ha un effetto minore che modifica leggermente le pendenze della corrente di induttore secondo l'equazione (37). Questo intervallo termina quando la corrente in ingresso equivale a quella di magnetizzazione e la corrente di D2 va a zero.
[0051] Intervallo T12 = t2-ti
[0052] Quando la corrente in ingresso equivale a quella di magnetizzazione al tempo ti, il diodo D2 si disattiva, permettendo il verificarsi della risonanza secondo il circuito equivalente di fig. 14B. Qui, come già detto prima, la capacità risonante Crrappresenta entrambe le capacità parassite di Di e D2, mentre l'induttanza risonante Lrpuò essere data come:
(38)
La tensione di avvolgimento secondario Uspuò essere data come:
(39) Quando is(ti)=0 e ur(ti)=0, la tensione risonante ur(t) e la corrente secondaria is(t) possono essere date da:
(40) m cui
sono la frequenza di risonanza rispettivamente l’impedenza caratteristica. La fase di risonanza finisce quando la tensione ur(t) equivale alla tensione di uscita Uo^Ui+Us, causando così l'attivazione del diodo Di. La durata T12 di tale intervallo può essere espressa come:
Il valore di corrente secondaria alla fine della fase di risonanza può essere espresso come:
I valori di corrente in ingresso e di magnetizzazione al tempo t2 possono essere calcolati come:
[0053] Intervallo T23 = t3-t2
[0054] Quando Di si attiva, il circuito equivalente diviene quello di fig. 14C, e le tensioni di induttore possono essere espresse come:
Ancora una volta, le corrispondenti correnti possono variare linearmente. Si noti che l'effettiva pendenza della corrente id durante questo intervallo può dipendere dal punto operativo del convertitore, e non è necessariamente negativa come mostrato in fig. 13. Inoltre si noti che, trascurando la fase di risonanza, il diodo Di sarebbe conduttore durante il tempo di attivazione solo se fosse soddisfatta la seguente condizione:
Ma la presenza di componenti parassite da luogo a una corrente non nulla in Di anche se l'equazione (46) non è soddisfatta. In questo secondo caso, la corrente Di semplicemente presenta una pendenza di corrente negativa (la tensione U<c>^ è positiva), il che significa che essa può andare a zero prima della fine del tempo di attivazione, così provocando la disattivazione del diodo Di. Nella seguente analisi, si assume che Di conduca per l'intero intervallo di tempo di attivazione.
[0055] Intervallo
[0056] Al tempo t3, l'interruttore è disattivato, provocando la conduzione del diodo di corpo interruttore ausiliario DAC. Durante questo intervallo, il diodo Di continua a condurre, dando luogo al circuito equivalente di fig. 14D. Le tensioni di induttore possono essere espresse come:
La corrente di induttanza di dispersione decresce rapidamente, mentre quella di magnetizzazione continua ad aumentare. Questo intervallo termina quando la corrente di ingresso equivale a quella di magnetizzazione, e la corrente del diodo Di va a zero. Dopo di che, il diodo D2 inizia a condurre dopo una breve fase di risonanza che scarica a zero il condensatore risonante.
[0057] Intervallo T
[0058] Quando Di si disattiva, si verifica una seconda risonanza, che porta la tensione del condensatore risonante a zero, così da attivare il diodo D2. Il circuito equivalente è mostrato in fig.
14E, in cui:
e is(t4)=0 e ur(t4)=U0. La tensione risonante ur(t) e la corrente secondaria is(t) possono essere espresse come:
Questo intervallo termina al tempo t3, quando la tensione risonante va a zero e il diodo D2 è attivato, e la durata dell'intervallo può essere data da:
Dalle equazioni (49) e (50) il valore di corrente secondaria alla fine della fase di risonanza può essere espressa come:
Le correnti di induttore possono essere trovate usando espressioni simili alle equazioni (43) e (44) sostituendo ti con U e t3⁄4 con t5-[0059] Intervallo T56 = fe-tq
[0060] Durante questo intervallo, l'energia accumulata nell'induttanza di magnetizzazione è fornita all'uscita di flyback, mentre l'energia di induttanza di dispersione continua a essere scambiata con il condensatore d'aggancio secondo il circuito equivalente di ilg. 14F. Le espressioni per la tensione di induttore e di corrente possono essere le seguenti:
Sia l'induttanza di dispersione sia le correnti di magnetizzazione possono decrescere linearmente. Durante questo intervallo, la corrente idinverte la sua direzione di flusso attraverso l'interruttore ausiliario SAC-[0061] Si noti che nella suddetta analisi, si sono trascurati brevi intervalli di risonanza, comportanti la carica e scarica di capacità di uscita di MOSFET. In effetti una interessante proprietà del convertitore di flyback ad aggancio attivo è la possibilità di ottenere una attivazione a tensione nulla dell'interruttore principale S {l'interruttore ausiliario SAC può sempre attivarsi a tensione e corrente zero dato che la sua conduzione si verifica dopo la conduzione del suo diodo di corpo). Una condizione a che ciò accada può essere che l'energia dell'induttanza di dispersione primaria all'atto della disattivazione del SAC (che dipende dal valore di induttanza e dall'ampiezza di corrente | id(to) [ all'istante della commutazione) sia sufficiente a caricare (scaricare) completamente le capacità di uscita del MOSFET. È possibile inserire un adeguato tempo morto nei segnali di controllo di commutazione tra la disattivazione di un interruttore e l'attivazione dell’altro interruttore, per compensare questi intervalli di risonanza.
[0062] In funzione dell'implementazione, il convertitore non isolato 100 può offrire i seguenti vantaggi:
- il diodo di aggancio aggancia naturalmente la tensione del diodo raddrizzatore, così da evitare l'uso di circuiti snubber dissipativi;
~ il diodo di aggancio permette un trasferimento di energia all'uscita anche durante il tempo di attivazione; e
- le risonanze dovute dalle capacità parassite del diodo aumentano il rapporto di step-up del convertitore.
[0063] In funzione dell'implementazione, il convertitore isolato 1200 può offrire i seguenti vantaggi:
- il secondario del trasformatore con moltiplicatore di tensione aggancia naturalmente la tensione del diodo raddrizzatore, così da evitare l'uso di circuiti snubber dissipativi;
- il moltiplicatore di tensione permette un trasferimento di energia all'uscita anche durante il tempo di attivazione, così da aumentare il rapporto di step-up del convertitore e la sua efficienza totale;
- le risonanze causate dalle capacità parassite del diodo aumentano il rapporto di step-up del convertitore; e
- le risonanze causate dalle capacità parassitiche del diodo aggiungono un grado di libertà durante la progettazione dello stadio di potenza, dato che influenzano il valore di corrente nell'aggancio attivo.
[0064] Si noti che il convertitore non isolato 100 e il convertitore isolato 1200 possono essere usati in qualsiasi sistema adeguato. Ad esempio, uno di questi convertitori può essere usato in qualsiasi sistema fotovoltaico divulgato nelle domande brevettuali incorporate per riferimento più sopra. Uno di questi convertitori può anche essere usato in qualsiasi sistema fotovoltaico adeguato o altro sistema in cui si ha trasferimento di energia, per accoppiare un singolo pannello fotovoltaico a una rete di fornitura di energia o altro sistema. Inoltre si noti che anche se in precedenza sono state descritte diverse forme di realizzazione, con dettagli, modelli, simulazioni ed esperimenti, è possibile introdurre diverse variazioni nei disegni, in funzione di quanto richiesto.
[0065] Può essere vantaggioso specificare alcune definizioni di parole e frasi usate nel presente documento brevettuale. II termine "accoppiare" e suoi derivati si riferiscono a qualsiasi comunicazione diretta o indiretta tra due o più componenti, sia che questi componenti siano in contatto fisico tra loro o meno. I termini "includere" e "comprendere" così come i termini derivati indicano una inclusione senza limitazioni. Il termine "oppure" è inclusivo, intendendo e/o. Le frasi "associato a" e "associato ad esso" così come i relativi termini derivati possono indicare l'inclusione, l'inclusione all'interno, l'interconnessione con, il contenere, l'essere contenuto in qualcosa, la connessione a o con, l'accoppiamento a o con, la capacità di comunicazione con, l’interazione con, l'interlacciamento, la giustapposizione, la vicinanza a, il legame con o a, l'avere una proprietà di, o simili.
[0066] Anche se la presente invenzione è stata descritta con riferimento a determinate forme di realizzazione e procedimenti generalmente associati, l'esperto del ramo potrà facilmente comprendere le alterazioni e permutazioni di queste forme di realizzazione e procedimenti. Di conseguenza la suddetta descrizione di forme di realizzazione di esempio non definisce o limita la presente invenzione. Sono possibili altre modifiche, sostituzioni e alterazioni senza discostarsi dallo spirito e dall'ambito della presente invenzione, come definito nelle seguenti rivendicazioni.

Claims (6)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Circuito comprendente: un trasformatore; un diodo raddrizzatore; e circuiti configurati per agganciare la tensione del diodo raddrizzatore.
  2. 2. Circuito secondo la rivendicazione 1, e comprendente un convertitore boost-flyback ad elevato rapporto di step-up comprendente: un trasformatore avente un primo lato e un secondo lato; un interruttore accoppiato al primo lato del trasformatore; un diodo boost accoppiato aH'interruttore e al primo lato del trasformatore; un diodo raddrizzatore accoppiato al secondo lato del trasformatore; e un diodo di aggancio accoppiato al secondo lato del trasformatore, al diodo raddrizzatore e all'interruttore.
  3. 3. Circuito secondo la rivendicazione 2, in cui detto convertitore boost-flyback ad elevato rapporto di step-up fa parte dei circuiti configurati per agganciare la tensione del diodo raddrizzatore.
  4. 4. Circuito comprendente ogni caratteristica mostrata e descritta.
  5. 5. Sistema comprendente ogni caratteristica mostrata e descritta.
  6. 6. Metodo comprendente ogni caratteristica mostrata e descritta.
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Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20110138068A (ko) * 2010-06-18 2011-12-26 페어차일드코리아반도체 주식회사 역률 보상 컨버터 및 그 구동 방법
US10903753B2 (en) 2011-03-29 2021-01-26 Texas Instruments Incorporated Resonant isolated converters for power supply charge balancing systems and other systems
CN102157959B (zh) * 2011-03-30 2013-04-10 华南理工大学 一种太阳能光伏逆变发电系统及其运行方法
KR101310572B1 (ko) * 2011-04-08 2013-09-23 성균관대학교산학협력단 Ｄｃ／ｄｃ 변환 장치 및 이를 포함하는 태양전지 발전 시스템
CN102447396A (zh) * 2012-01-06 2012-05-09 无锡联动太阳能科技有限公司 高升压比变换器、太阳能逆变器与太阳能电池系统
US9473020B2 (en) * 2013-12-13 2016-10-18 2Nd Life Tech. Llc Systems and methods for a battery life extender
US9343996B2 (en) 2014-02-04 2016-05-17 Pavel Dourbal Method and system for transmitting voltage and current between a source and a load
CN103780065B (zh) * 2014-02-28 2016-07-13 惠州市锦湖实业发展有限公司 一种软关断电源变换器
US9748841B2 (en) 2015-05-05 2017-08-29 Texas Instruments Incorporated Multilevel boost DC to DC converter circuit
TWI581552B (zh) * 2015-11-27 2017-05-01 國立臺灣科技大學 升壓轉換裝置
CN108649795B (zh) * 2018-04-12 2020-06-30 东南大学 一种光伏系统用级联型多倍压单元dc-dc变换器
CN108448892B (zh) * 2018-04-13 2020-06-30 东南大学 一种光伏系统用二次型多倍压单元dc-dc变换器
CN112673561B (zh) * 2018-09-13 2024-05-31 日产自动车株式会社 电力变换装置以及电力变换装置的控制方法
CN110311552B (zh) * 2019-06-04 2020-09-08 北京交通大学 基于二极管支路的电流线性无谐振软开关电路
CN110581649B (zh) * 2019-09-20 2021-03-02 福州大学 一种高增益软开关直流变换器及其控制方法
CN110661424B (zh) * 2019-09-29 2021-04-02 三峡大学 一种高变压器利用率高增益反激式dc/dc变换器
CN110572045B (zh) * 2019-10-15 2020-10-09 福州大学 一种基于双耦合电感的高增益dc-dc变换器
GB202008869D0 (en) * 2020-06-11 2020-07-29 Univ Plymouth Flyback converter
CN113783418B (zh) * 2021-09-08 2023-09-29 福州大学 一种低输入电流纹波高增益软开关直流变换器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4899270A (en) * 1989-03-14 1990-02-06 Statpower Technologies Corp. DC-to-DC power supply including an energy transferring snubber circuit
US6175219B1 (en) * 1998-08-27 2001-01-16 Sony Corporation Booster type converter with low power loss
US6650551B1 (en) * 2002-06-06 2003-11-18 Astec International Limited ZVS/ZVT resonant choke with voltage clamp winding
US20060012348A1 (en) * 2000-04-27 2006-01-19 Qun Zhao Coupled inductor DC/DC converter
WO2008033984A2 (en) * 2006-09-13 2008-03-20 Cree Led Lighting Solutions, Inc. Circuitry for supplying electrical power to loads

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3837933A1 (de) * 1988-11-09 1990-05-10 Philips Patentverwaltung Getaktete stromversorgungseinrichtung
KR100219314B1 (ko) * 1992-09-25 1999-09-01 무라따 미치히로 공진형 전원 회로
US6504497B2 (en) * 2000-10-30 2003-01-07 Delta Electronics, Inc. Hold-up-time extension circuits
US6987675B2 (en) * 2003-05-23 2006-01-17 Delta Electronics, Inc. Soft-switched power converters
US6947297B2 (en) * 2003-10-04 2005-09-20 Delta Electronics, Inc. Active resonant snubber for DC-DC converter
US7218081B2 (en) * 2004-04-29 2007-05-15 Delta Electronics, Inc. Power system having multiple power converters with reduced switching loss
US20060185727A1 (en) * 2004-12-29 2006-08-24 Isg Technologies Llc Converter circuit and technique for increasing the output efficiency of a variable power source
JP2007189779A (ja) * 2006-01-11 2007-07-26 Sony Corp スイッチング電源回路
KR100859495B1 (ko) 2007-01-10 2008-09-22 건국대학교 산학협력단 승압컨버터를 이용한 태양광 발전시스템
US8098055B2 (en) * 2008-08-01 2012-01-17 Tigo Energy, Inc. Step-up converter systems and methods
WO2011092693A2 (en) * 2010-01-26 2011-08-04 Nahorled Ltd. Resonant fly-back power converter and led lighting unit powered therefrom

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4899270A (en) * 1989-03-14 1990-02-06 Statpower Technologies Corp. DC-to-DC power supply including an energy transferring snubber circuit
US6175219B1 (en) * 1998-08-27 2001-01-16 Sony Corporation Booster type converter with low power loss
US20060012348A1 (en) * 2000-04-27 2006-01-19 Qun Zhao Coupled inductor DC/DC converter
US6650551B1 (en) * 2002-06-06 2003-11-18 Astec International Limited ZVS/ZVT resonant choke with voltage clamp winding
WO2008033984A2 (en) * 2006-09-13 2008-03-20 Cree Led Lighting Solutions, Inc. Circuitry for supplying electrical power to loads

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US20110013425A1 (en) 2011-01-20
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US8605467B2 (en) 2013-12-10
EP2454806A2 (en) 2012-05-23

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