JP2000152624A - トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JP2000152624A JP2000152624A JP10322280A JP32228098A JP2000152624A JP 2000152624 A JP2000152624 A JP 2000152624A JP 10322280 A JP10322280 A JP 10322280A JP 32228098 A JP32228098 A JP 32228098A JP 2000152624 A JP2000152624 A JP 2000152624A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- transformer
- resonance
- power supply
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング損失、ノイズ及び無効電力を低減し且つスイッ
チング素子の破壊を防止する。 【解決手段】 本発明はスイッチング素子３の両主端子
間に接続された共振回路１２と、共振回路１２と１次巻
線２ａとの間に接続されたバイパス回路１３と、１次巻
線２ａと逆極性で且つ整流平滑回路の出力端子又は直流
電源１の両端に接続された３次巻線２ｃとを備え、共振
回路１２は１次巻線２ａとスイッチング素子３の第１主
端子との間に接続された充電用整流素子１４と、その他
端と電源１及びスイッチング素子３の第２主端子との間
に接続された共振用コンデンサ１５とを備え、バイパス
回路１３は充電用整流素子１４及び共振用コンデンサ１
５の接続点と１次巻線２ａ及び電源１の接続点との間に
直列に接続された共振用リアクトル１６、逆流阻止用整
流素子１７及び補助スイッチング素子１８とを備える。
ッチング損失、ノイズ及び無効電力を低減し且つスイッ
チング素子の破壊を防止する。 【解決手段】 本発明はスイッチング素子３の両主端子
間に接続された共振回路１２と、共振回路１２と１次巻
線２ａとの間に接続されたバイパス回路１３と、１次巻
線２ａと逆極性で且つ整流平滑回路の出力端子又は直流
電源１の両端に接続された３次巻線２ｃとを備え、共振
回路１２は１次巻線２ａとスイッチング素子３の第１主
端子との間に接続された充電用整流素子１４と、その他
端と電源１及びスイッチング素子３の第２主端子との間
に接続された共振用コンデンサ１５とを備え、バイパス
回路１３は充電用整流素子１４及び共振用コンデンサ１
５の接続点と１次巻線２ａ及び電源１の接続点との間に
直列に接続された共振用リアクトル１６、逆流阻止用整
流素子１７及び補助スイッチング素子１８とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータ、特にスイッチング損失やノイズの低
減及びスイッチング素子がオフ状態のときにトランスの
１次側回路の電力損失を低減できるトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータに属する。
−ＤＣコンバータ、特にスイッチング損失やノイズの低
減及びスイッチング素子がオフ状態のときにトランスの
１次側回路の電力損失を低減できるトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータに属する。
【０００２】
【従来の技術】直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
チング素子とが直列に接続され、スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線か
ら整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を取り出す構成のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く
使用されている。
チング素子とが直列に接続され、スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線か
ら整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を取り出す構成のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く
使用されている。
【０００３】例えば、図６に示す従来のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ又はコンデンサ入力
型整流回路等の直流電源１と、直流電源１に直列に接続
された１次巻線２ａ及び２次巻線２ｂを有するトランス
２と、トランス２の１次巻線２ａに直列に両主端子間が
接続されたスイッチング素子としてのトランジスタ３
と、トランス２の２次巻線２ｂにアノード端子が接続さ
れた整流用ダイオード４と、整流用ダイオード４のカソ
ード端子と２次巻線２ｂとの間に接続された転流用ダイ
オード５と、整流用ダイオード４及び転流用ダイオード
５の接続点に一端が接続されたリアクトル６と、リアク
トル６の他端と２次巻線２ｂとの間に接続された平滑コ
ンデンサ７と、平滑コンデンサ７の両端に接続された負
荷８と、負荷８に供給される直流出力電圧に応じてトラ
ンジスタ３のベース端子に制御パルス信号ＶBを付与し
てトランジスタ３をオン・オフ動作させる制御回路９
と、トランス２の１次巻線２ａとトランジスタ３の第１
の主端子との間に一端が接続された第１の共振用コンデ
ンサ１０と、第１の共振用コンデンサ１０の他端と直流
電源１の陽極端子との間に接続されたダイオード１１
と、第１の共振用コンデンサ１０の一端とトランジスタ
３の第１の主端子との間にアノード端子が接続された充
電用ダイオード１４と、充電用ダイオード１４のカソー
ド端子と直流電源１の陰極端子との間に接続された第２
の共振用コンデンサ１５と、ダイオード１１及び第１の
共振用コンデンサ１０の接続点と第２の共振用コンデン
サ１５及び充電用ダイオード１４の接続点との間に直列
に接続された共振用リアクトル１６及び逆流阻止用ダイ
オード１７とを備えている。即ち、図６のトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランジスタ３のオン期間
中に２次側の整流用ダイオード４が導通状態となり、ト
ランジスタ３がオン状態からオフ状態となるとき２次側
の整流用ダイオード４が非導通状態となるフォワード方
式の回路構成となる。また、周知技術のため図示は省略
するが、制御回路９内には、一定の周期の三角波電圧を
発生する発振回路部と、基準電圧に対する負荷８の端子
電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部と、誤差
増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の三角波電圧
を比較する比較回路部と、比較回路部の出力電圧に比例
した時間幅の制御パルス信号ＶBを発生してトランジス
タ３のベース端子に付与する制御パルス発生回路部とが
設けられる。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ又はコンデンサ入力
型整流回路等の直流電源１と、直流電源１に直列に接続
された１次巻線２ａ及び２次巻線２ｂを有するトランス
２と、トランス２の１次巻線２ａに直列に両主端子間が
接続されたスイッチング素子としてのトランジスタ３
と、トランス２の２次巻線２ｂにアノード端子が接続さ
れた整流用ダイオード４と、整流用ダイオード４のカソ
ード端子と２次巻線２ｂとの間に接続された転流用ダイ
オード５と、整流用ダイオード４及び転流用ダイオード
５の接続点に一端が接続されたリアクトル６と、リアク
トル６の他端と２次巻線２ｂとの間に接続された平滑コ
ンデンサ７と、平滑コンデンサ７の両端に接続された負
荷８と、負荷８に供給される直流出力電圧に応じてトラ
ンジスタ３のベース端子に制御パルス信号ＶBを付与し
てトランジスタ３をオン・オフ動作させる制御回路９
と、トランス２の１次巻線２ａとトランジスタ３の第１
の主端子との間に一端が接続された第１の共振用コンデ
ンサ１０と、第１の共振用コンデンサ１０の他端と直流
電源１の陽極端子との間に接続されたダイオード１１
と、第１の共振用コンデンサ１０の一端とトランジスタ
３の第１の主端子との間にアノード端子が接続された充
電用ダイオード１４と、充電用ダイオード１４のカソー
ド端子と直流電源１の陰極端子との間に接続された第２
の共振用コンデンサ１５と、ダイオード１１及び第１の
共振用コンデンサ１０の接続点と第２の共振用コンデン
サ１５及び充電用ダイオード１４の接続点との間に直列
に接続された共振用リアクトル１６及び逆流阻止用ダイ
オード１７とを備えている。即ち、図６のトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランジスタ３のオン期間
中に２次側の整流用ダイオード４が導通状態となり、ト
ランジスタ３がオン状態からオフ状態となるとき２次側
の整流用ダイオード４が非導通状態となるフォワード方
式の回路構成となる。また、周知技術のため図示は省略
するが、制御回路９内には、一定の周期の三角波電圧を
発生する発振回路部と、基準電圧に対する負荷８の端子
電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部と、誤差
増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の三角波電圧
を比較する比較回路部と、比較回路部の出力電圧に比例
した時間幅の制御パルス信号ＶBを発生してトランジス
タ３のベース端子に付与する制御パルス発生回路部とが
設けられる。
【０００４】上記のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、制御回路９により、トランジスタ３のベース端
子に付与する制御パルス信号ＶBのパルス幅を負荷８の
端子電圧に応じて変化させ、トランジスタ３のオン・オ
フ期間を制御することにより、直流電源１の電圧Ｅとは
異なる定電圧の直流出力を負荷８に供給する。また、第
１及び第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リア
クトル１６との共振作用により、トランジスタ３の両主
端子間の電圧及びトランジスタ３に流れる電流が０から
正弦波状に上昇するので、トランジスタ３のターンオフ
及びターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッ
チングとなり、スイッチング損失が低減される。更に、
トランジスタ３のターンオフ及びターンオン時に発生す
るスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第１及び
第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リアクトル
１６との共振作用により吸収され、トランジスタ３のオ
ン・オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズが
低減される。
タでは、制御回路９により、トランジスタ３のベース端
子に付与する制御パルス信号ＶBのパルス幅を負荷８の
端子電圧に応じて変化させ、トランジスタ３のオン・オ
フ期間を制御することにより、直流電源１の電圧Ｅとは
異なる定電圧の直流出力を負荷８に供給する。また、第
１及び第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リア
クトル１６との共振作用により、トランジスタ３の両主
端子間の電圧及びトランジスタ３に流れる電流が０から
正弦波状に上昇するので、トランジスタ３のターンオフ
及びターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッ
チングとなり、スイッチング損失が低減される。更に、
トランジスタ３のターンオフ及びターンオン時に発生す
るスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第１及び
第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リアクトル
１６との共振作用により吸収され、トランジスタ３のオ
ン・オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズが
低減される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図６に示す
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジス
タ３がオン状態からオフ状態になると、トランジスタ３
に流れる電流が充電用ダイオード１４を介して第２の共
振用コンデンサ１５に流れる電流に切り替わり、第２の
共振用コンデンサ１５が略０Ｖから正弦波状に充電され
るため、トランジスタ３の両主端子間の電圧が略０Ｖか
ら正弦波状に上昇する。したがって、トランジスタ３は
ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）でオフ状態となり、ス
イッチング損失が低減される。しかしながら、第２の共
振用コンデンサ１５の充電電圧が直流電源１の電圧Ｅに
達し且つトランス２の１次巻線２ａにエネルギが残留す
る場合、トランス２の１次巻線２ａ−充電用ダイオード
１４−共振用リアクトル１６−逆流阻止用ダイオード１
７−ダイオード１１の経路で僅かではあるが電流が流れ
続ける。このため、第２の共振用コンデンサ１５に直流
電源１の電圧Ｅ以上の電圧が充電されず、前記の経路で
流れ続ける電流により電力損失が発生する欠点があっ
た。
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジス
タ３がオン状態からオフ状態になると、トランジスタ３
に流れる電流が充電用ダイオード１４を介して第２の共
振用コンデンサ１５に流れる電流に切り替わり、第２の
共振用コンデンサ１５が略０Ｖから正弦波状に充電され
るため、トランジスタ３の両主端子間の電圧が略０Ｖか
ら正弦波状に上昇する。したがって、トランジスタ３は
ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）でオフ状態となり、ス
イッチング損失が低減される。しかしながら、第２の共
振用コンデンサ１５の充電電圧が直流電源１の電圧Ｅに
達し且つトランス２の１次巻線２ａにエネルギが残留す
る場合、トランス２の１次巻線２ａ−充電用ダイオード
１４−共振用リアクトル１６−逆流阻止用ダイオード１
７−ダイオード１１の経路で僅かではあるが電流が流れ
続ける。このため、第２の共振用コンデンサ１５に直流
電源１の電圧Ｅ以上の電圧が充電されず、前記の経路で
流れ続ける電流により電力損失が発生する欠点があっ
た。
【０００６】更に、図６に示すトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータでは、トランジスタ３がオン状態のとき、
直流電源１からトランス２に励磁電流が流れてエネルギ
が蓄積され、トランス２のコアの磁束密度が上昇する。
次に、トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると
きにオン期間中に蓄積されたエネルギがそのまま保持さ
れるため、トランジスタ３がオン状態となる度にエネル
ギが蓄積され、トランス２のコアの磁束密度が上昇す
る。この磁束密度が最大磁束密度を超えると、トランス
２が磁気飽和してインダクタンスが小さくなり、トラン
ス２に大きな励磁電流が流れてトランジスタ３が破損す
る危険がある。このように、図６のトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータはトランジスタ３のオフ期間中にトラ
ンス２をリセットできないため、トランス２の磁気飽和
によりトランジスタ３が破壊される欠点があった。
Ｃコンバータでは、トランジスタ３がオン状態のとき、
直流電源１からトランス２に励磁電流が流れてエネルギ
が蓄積され、トランス２のコアの磁束密度が上昇する。
次に、トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると
きにオン期間中に蓄積されたエネルギがそのまま保持さ
れるため、トランジスタ３がオン状態となる度にエネル
ギが蓄積され、トランス２のコアの磁束密度が上昇す
る。この磁束密度が最大磁束密度を超えると、トランス
２が磁気飽和してインダクタンスが小さくなり、トラン
ス２に大きな励磁電流が流れてトランジスタ３が破損す
る危険がある。このように、図６のトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータはトランジスタ３のオフ期間中にトラ
ンス２をリセットできないため、トランス２の磁気飽和
によりトランジスタ３が破壊される欠点があった。
【０００７】そこで、本発明はスイッチング損失やノイ
ズ及びスイッチング素子がオフ状態のときにトランスの
１次側回路に流れる電流による電力損失を低減すると共
に、トランスの磁気飽和を防止してトランジスタの破壊
を防止できるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することを目的とする。
ズ及びスイッチング素子がオフ状態のときにトランスの
１次側回路に流れる電流による電力損失を低減すると共
に、トランスの磁気飽和を防止してトランジスタの破壊
を防止できるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によるトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源とトランスの１
次巻線とスイッチング素子とが直列に接続され、前記ス
イッチング素子をオン・オフ動作させることにより前記
トランスの２次巻線から整流平滑回路を介して前記直流
電源の電圧とは異なる定電圧の直流出力を取り出す。こ
のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記スイ
ッチング素子の両主端子間に接続された共振回路と、該
共振回路と前記トランスの１次巻線との間に接続された
バイパス回路と、前記トランスの１次巻線と逆極性に接
続され且つ前記整流平滑回路の出力端子又は前記直流電
源の両端に接続されたトランスの３次巻線とを備える。
前記共振回路は、前記１次巻線と前記スイッチング素子
の第１の主端子との間に一端が接続された充電用整流素
子と、該充電用整流素子の他端と前記直流電源及び前記
スイッチング素子の第２の主端子との間に接続された共
振用コンデンサとを備え、前記バイパス回路は、前記充
電用整流素子及び前記共振用コンデンサの接続点と前記
１次巻線及び直流電源の接続点との間に直列に接続され
た共振用リアクトル及び補助スイッチング素子とを備え
る。前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態とな
るとき、前記トランスの３次巻線に発生する電圧により
前記１次巻線に逆電圧を発生させ、該逆電圧及び前記直
流電源の電圧により前記充電用整流素子を介して前記直
流電源の電圧よりも高い電圧に前記共振用コンデンサを
充電してエネルギを蓄積し、前記補助スイッチング素子
が前記スイッチング素子と同時に又は遅れてオフ状態か
らオン状態となるとき、前記共振用コンデンサに蓄積さ
れたエネルギを前記共振用リアクトル及び補助スイッチ
ング素子を介して前記直流電源に回生する。
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源とトランスの１
次巻線とスイッチング素子とが直列に接続され、前記ス
イッチング素子をオン・オフ動作させることにより前記
トランスの２次巻線から整流平滑回路を介して前記直流
電源の電圧とは異なる定電圧の直流出力を取り出す。こ
のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記スイ
ッチング素子の両主端子間に接続された共振回路と、該
共振回路と前記トランスの１次巻線との間に接続された
バイパス回路と、前記トランスの１次巻線と逆極性に接
続され且つ前記整流平滑回路の出力端子又は前記直流電
源の両端に接続されたトランスの３次巻線とを備える。
前記共振回路は、前記１次巻線と前記スイッチング素子
の第１の主端子との間に一端が接続された充電用整流素
子と、該充電用整流素子の他端と前記直流電源及び前記
スイッチング素子の第２の主端子との間に接続された共
振用コンデンサとを備え、前記バイパス回路は、前記充
電用整流素子及び前記共振用コンデンサの接続点と前記
１次巻線及び直流電源の接続点との間に直列に接続され
た共振用リアクトル及び補助スイッチング素子とを備え
る。前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態とな
るとき、前記トランスの３次巻線に発生する電圧により
前記１次巻線に逆電圧を発生させ、該逆電圧及び前記直
流電源の電圧により前記充電用整流素子を介して前記直
流電源の電圧よりも高い電圧に前記共振用コンデンサを
充電してエネルギを蓄積し、前記補助スイッチング素子
が前記スイッチング素子と同時に又は遅れてオフ状態か
らオン状態となるとき、前記共振用コンデンサに蓄積さ
れたエネルギを前記共振用リアクトル及び補助スイッチ
ング素子を介して前記直流電源に回生する。
【０００９】スイッチング素子をオンした状態からオフ
状態に切り替えると、スイッチング素子に流れていた電
流が共振回路側への電流に切り替わり、充電用整流素子
を介して共振用コンデンサが正弦波状に充電される。こ
れにより、スイッチング素子の第１の主端子と第２の主
端子との間の電圧が略０Ｖから正弦波状に上昇するの
で、スイッチング素子のターンオフ時においてゼロ電圧
スイッチング（ＺＶＳ）となり、スイッチング素子のタ
ーンオフ時のスイッチング損失を低減できる。
状態に切り替えると、スイッチング素子に流れていた電
流が共振回路側への電流に切り替わり、充電用整流素子
を介して共振用コンデンサが正弦波状に充電される。こ
れにより、スイッチング素子の第１の主端子と第２の主
端子との間の電圧が略０Ｖから正弦波状に上昇するの
で、スイッチング素子のターンオフ時においてゼロ電圧
スイッチング（ＺＶＳ）となり、スイッチング素子のタ
ーンオフ時のスイッチング損失を低減できる。
【００１０】また、スイッチング素子をオンした状態か
らオフ状態に切り替えるとき、スイッチング素子のオン
期間中にトランスに蓄積された励磁エネルギが３次巻線
を介して整流平滑回路の出力端子又は直流電源側に放出
される。これにより、トランスの３次巻線に電圧が発生
し、この電圧により１次巻線に逆電圧が発生し、この逆
電圧及び直流電源の電圧により充電用整流素子を介して
直流電源の電圧よりも高い電圧に共振用コンデンサが充
電されてエネルギが蓄積される。このとき補助スイッチ
ング素子はオフ状態であるので、トランスの１次側回路
に流れる電流による電力損失が発生せず、確実に直流電
源の電圧よりも高い電圧を共振用コンデンサに充電でき
る。また、トランスの１次巻線に逆電圧が発生すると、
トランスのコアの磁束密度がスイッチング素子のオン期
間中に上昇した分だけ減少してトランスがリセットされ
るので、トランスの磁気飽和を防止しトランジスタの破
壊を防止できる。
らオフ状態に切り替えるとき、スイッチング素子のオン
期間中にトランスに蓄積された励磁エネルギが３次巻線
を介して整流平滑回路の出力端子又は直流電源側に放出
される。これにより、トランスの３次巻線に電圧が発生
し、この電圧により１次巻線に逆電圧が発生し、この逆
電圧及び直流電源の電圧により充電用整流素子を介して
直流電源の電圧よりも高い電圧に共振用コンデンサが充
電されてエネルギが蓄積される。このとき補助スイッチ
ング素子はオフ状態であるので、トランスの１次側回路
に流れる電流による電力損失が発生せず、確実に直流電
源の電圧よりも高い電圧を共振用コンデンサに充電でき
る。また、トランスの１次巻線に逆電圧が発生すると、
トランスのコアの磁束密度がスイッチング素子のオン期
間中に上昇した分だけ減少してトランスがリセットされ
るので、トランスの磁気飽和を防止しトランジスタの破
壊を防止できる。
【００１１】スイッチング素子をオフ状態からオン状態
にすると同時に又は遅れて補助スイッチング素子をオフ
状態からオン状態にすると、直流電源の電圧よりも高い
電圧に充電された共振用コンデンサのエネルギが共振用
リアクトル及び補助スイッチング素子のバイパス回路を
介して直流電源側へ回生されるので、トランスの１次側
回路に流れる電流による電力損失を低減できる。
にすると同時に又は遅れて補助スイッチング素子をオフ
状態からオン状態にすると、直流電源の電圧よりも高い
電圧に充電された共振用コンデンサのエネルギが共振用
リアクトル及び補助スイッチング素子のバイパス回路を
介して直流電源側へ回生されるので、トランスの１次側
回路に流れる電流による電力損失を低減できる。
【００１２】以上により、スイッチング素子の動作時の
スイッチング損失を低減できると共に、スイッチング素
子のターンオフ時に発生するスパイク状のサージ電圧、
サージ電流及びノイズは、共振用コンデンサ及び共振用
リアクトルの共振作用により吸収され、スイッチング素
子の電圧波形の立上りが緩やかになるので、スイッチン
グ素子の動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを
低減することが可能となる。また、スイッチング素子が
オフ状態に切り替わるとき、トランスに蓄積する励磁エ
ネルギを３次巻線を介して放出すると、３次巻線に発生
する電圧により１次巻線に逆電圧が発生してトランスが
リセットされるので、トランスの磁気飽和を防止してス
イッチング素子の破壊を未然に防止できる。更に、逆電
圧及び直流電源の電圧により直流電源の電圧よりも高い
電圧に充電された共振用コンデンサの電圧は、直流電源
側に回生されるので無効電力の低減を図ることができ
る。
スイッチング損失を低減できると共に、スイッチング素
子のターンオフ時に発生するスパイク状のサージ電圧、
サージ電流及びノイズは、共振用コンデンサ及び共振用
リアクトルの共振作用により吸収され、スイッチング素
子の電圧波形の立上りが緩やかになるので、スイッチン
グ素子の動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを
低減することが可能となる。また、スイッチング素子が
オフ状態に切り替わるとき、トランスに蓄積する励磁エ
ネルギを３次巻線を介して放出すると、３次巻線に発生
する電圧により１次巻線に逆電圧が発生してトランスが
リセットされるので、トランスの磁気飽和を防止してス
イッチング素子の破壊を未然に防止できる。更に、逆電
圧及び直流電源の電圧により直流電源の電圧よりも高い
電圧に充電された共振用コンデンサの電圧は、直流電源
側に回生されるので無効電力の低減を図ることができ
る。
【００１３】本発明によるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの一実施の形態では、前記バイパス回路は、前
記充電用整流素子及び前記共振用コンデンサの接続点と
前記１次巻線及び直流電源の接続点との間に直列に接続
された共振用リアクトル及び補助スイッチング素子と直
列に接続された逆流阻止用整流素子を備えている。前記
補助スイッチング素子が前記スイッチング素子と同時に
又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、前記共振
用コンデンサに蓄積されたエネルギを前記共振用リアク
トル、逆流阻止用整流素子及び補助スイッチング素子を
介して前記直流電源に回生する。
ンバータの一実施の形態では、前記バイパス回路は、前
記充電用整流素子及び前記共振用コンデンサの接続点と
前記１次巻線及び直流電源の接続点との間に直列に接続
された共振用リアクトル及び補助スイッチング素子と直
列に接続された逆流阻止用整流素子を備えている。前記
補助スイッチング素子が前記スイッチング素子と同時に
又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、前記共振
用コンデンサに蓄積されたエネルギを前記共振用リアク
トル、逆流阻止用整流素子及び補助スイッチング素子を
介して前記直流電源に回生する。
【００１４】また、本発明による他のトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、直流電源に対してトランスの第
１の１次巻線及び第１のスイッチング素子が直列に接続
され、前記直流電源に対して前記トランスの第２の１次
巻線及び第２のスイッチング素子が直列に接続され、前
記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オフ
動作させることにより前記トランスの２次巻線から整流
平滑回路を介して前記直流電源の電圧とは異なる定電圧
の直流出力を取り出す。このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、前記第１のスイッチング素子の両主端
子間に接続された第１の共振回路と、該第１の共振回路
と前記トランスの第１の１次巻線との間に接続された第
１のバイパス回路と、前記第２のスイッチング素子の両
主端子間に接続された第２の共振回路と、該第２の共振
回路と前記トランスの第２の１次巻線との間に接続され
た第２のバイパス回路と、前記トランスの第１及び第２
の１次巻線と逆極性に結合し且つ前記整流平滑回路の出
力端子又は前記直流電源の両端に接続されるトランスの
３次巻線とを備える。前記第１の共振回路は、前記第１
の１次巻線と前記第１のスイッチング素子の第１の主端
子との間に一端が接続された第１の充電用整流素子と、
該第１の充電用整流素子の他端と前記直流電源及び前記
第１のスイッチング素子の第２の主端子との間に接続さ
れた第１の共振用コンデンサとを備えている。前記第１
のバイパス回路は、前記第１の充電用整流素子及び前記
第１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の１次巻線
及び前記直流電源の接続点との間に直列に接続された第
１の共振用リアクトル及び第１の補助スイッチング素子
とを備えている。前記第２の共振回路は、前記第２の１
次巻線と前記第２のスイッチング素子の第１の主端子と
の間に一端が接続された第２の充電用整流素子と、該第
２の充電用整流素子の他端と前記直流電源及び前記第２
のスイッチング素子の第２の主端子との間に接続された
第２の共振用コンデンサとを備えている。前記第２のバ
イパス回路は、前記第２の充電用整流素子及び前記第２
の共振用コンデンサの接続点と前記第２の１次巻線及び
前記直流電源の接続点との間に直列に接続された第２の
共振用リアクトル及び第２の補助スイッチング素子とを
備えている。
Ｃ−ＤＣコンバータは、直流電源に対してトランスの第
１の１次巻線及び第１のスイッチング素子が直列に接続
され、前記直流電源に対して前記トランスの第２の１次
巻線及び第２のスイッチング素子が直列に接続され、前
記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オフ
動作させることにより前記トランスの２次巻線から整流
平滑回路を介して前記直流電源の電圧とは異なる定電圧
の直流出力を取り出す。このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、前記第１のスイッチング素子の両主端
子間に接続された第１の共振回路と、該第１の共振回路
と前記トランスの第１の１次巻線との間に接続された第
１のバイパス回路と、前記第２のスイッチング素子の両
主端子間に接続された第２の共振回路と、該第２の共振
回路と前記トランスの第２の１次巻線との間に接続され
た第２のバイパス回路と、前記トランスの第１及び第２
の１次巻線と逆極性に結合し且つ前記整流平滑回路の出
力端子又は前記直流電源の両端に接続されるトランスの
３次巻線とを備える。前記第１の共振回路は、前記第１
の１次巻線と前記第１のスイッチング素子の第１の主端
子との間に一端が接続された第１の充電用整流素子と、
該第１の充電用整流素子の他端と前記直流電源及び前記
第１のスイッチング素子の第２の主端子との間に接続さ
れた第１の共振用コンデンサとを備えている。前記第１
のバイパス回路は、前記第１の充電用整流素子及び前記
第１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の１次巻線
及び前記直流電源の接続点との間に直列に接続された第
１の共振用リアクトル及び第１の補助スイッチング素子
とを備えている。前記第２の共振回路は、前記第２の１
次巻線と前記第２のスイッチング素子の第１の主端子と
の間に一端が接続された第２の充電用整流素子と、該第
２の充電用整流素子の他端と前記直流電源及び前記第２
のスイッチング素子の第２の主端子との間に接続された
第２の共振用コンデンサとを備えている。前記第２のバ
イパス回路は、前記第２の充電用整流素子及び前記第２
の共振用コンデンサの接続点と前記第２の１次巻線及び
前記直流電源の接続点との間に直列に接続された第２の
共振用リアクトル及び第２の補助スイッチング素子とを
備えている。
【００１５】前記第１又は第２のスイッチング素子がオ
ン状態からオフ状態となるとき、前記第２又は第１のス
イッチング素子がオフ状態からオン状態になると共に、
前記トランスの３次巻線に発生する電圧により前記第１
又は第２の１次巻線に逆電圧を発生させ、該逆電圧及び
前記直流電源の電圧により前記第１又は第２の充電用整
流素子を介して前記直流電源の電圧よりも高い電圧に前
記第１又は第２の共振用コンデンサを充電してエネルギ
を蓄積し、前記第１又は第２の補助スイッチング素子が
前記第１又は第２のスイッチング素子と同時に又は遅れ
てオフ状態からオン状態となるとき、前記第１又は第２
の共振用コンデンサに蓄積されたエネルギを前記第１又
は第２の共振用リアクトル及び第１又は第２の補助スイ
ッチング素子を介して前記直流電源に回生する。
ン状態からオフ状態となるとき、前記第２又は第１のス
イッチング素子がオフ状態からオン状態になると共に、
前記トランスの３次巻線に発生する電圧により前記第１
又は第２の１次巻線に逆電圧を発生させ、該逆電圧及び
前記直流電源の電圧により前記第１又は第２の充電用整
流素子を介して前記直流電源の電圧よりも高い電圧に前
記第１又は第２の共振用コンデンサを充電してエネルギ
を蓄積し、前記第１又は第２の補助スイッチング素子が
前記第１又は第２のスイッチング素子と同時に又は遅れ
てオフ状態からオン状態となるとき、前記第１又は第２
の共振用コンデンサに蓄積されたエネルギを前記第１又
は第２の共振用リアクトル及び第１又は第２の補助スイ
ッチング素子を介して前記直流電源に回生する。
【００１６】本発明の他の実施の形態では、前記第１の
バイパス回路は、前記第１の充電用整流素子及び前記第
１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の１次巻線及
び前記直流電源の接続点との間に直列に接続された第１
の共振用リアクトル及び第１の補助スイッチング素子と
直列に接続された第１の逆流阻止用整流素子を備えてい
る。前記第２のバイパス回路は、前記第２の充電用整流
素子及び前記第２の共振用コンデンサの接続点と前記第
２の１次巻線及び前記直流電源の接続点との間に直列に
接続された第２の共振用リアクトル及び第２の補助スイ
ッチング素子と直列に接続された第２の逆流阻止用整流
素子を備えている。前記第１又は第２の補助スイッチン
グ素子が前記第１又は第２のスイッチング素子と同時に
又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、前記第１
又は第２の共振用コンデンサに蓄積されたエネルギを前
記第１又は第２の共振用リアクトル、第１又は第２の逆
流阻止用整流素子及び第１又は第２の補助スイッチング
素子を介して前記直流電源に回生する。
バイパス回路は、前記第１の充電用整流素子及び前記第
１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の１次巻線及
び前記直流電源の接続点との間に直列に接続された第１
の共振用リアクトル及び第１の補助スイッチング素子と
直列に接続された第１の逆流阻止用整流素子を備えてい
る。前記第２のバイパス回路は、前記第２の充電用整流
素子及び前記第２の共振用コンデンサの接続点と前記第
２の１次巻線及び前記直流電源の接続点との間に直列に
接続された第２の共振用リアクトル及び第２の補助スイ
ッチング素子と直列に接続された第２の逆流阻止用整流
素子を備えている。前記第１又は第２の補助スイッチン
グ素子が前記第１又は第２のスイッチング素子と同時に
又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、前記第１
又は第２の共振用コンデンサに蓄積されたエネルギを前
記第１又は第２の共振用リアクトル、第１又は第２の逆
流阻止用整流素子及び第１又は第２の補助スイッチング
素子を介して前記直流電源に回生する。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施の形態を図１及び図２
に基づいて説明する。但し、図１では図６に示す箇所と
実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略する。
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施の形態を図１及び図２
に基づいて説明する。但し、図１では図６に示す箇所と
実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略する。
【００１８】本実施の形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図１に示すように、逆流阻止用ダイオー
ド１７のカソード端子と直流電源１及びトランス２の１
次巻線２ａの接続点との間にトランジスタ３と同時にオ
ン状態となる補助トランジスタ１８の両主端子を接続
し、トランス２に設けられた１次巻線２ａと逆極性に結
合する３次巻線２ｃを整流用ダイオード１９を介して平
滑コンデンサ７の両端に接続したものである。図１の回
路では、図６に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、第１の共振用コンデンサ１０及びダイオー
ド１１が省略され、その他の構成は、図６のトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同一である。
コンバータは、図１に示すように、逆流阻止用ダイオー
ド１７のカソード端子と直流電源１及びトランス２の１
次巻線２ａの接続点との間にトランジスタ３と同時にオ
ン状態となる補助トランジスタ１８の両主端子を接続
し、トランス２に設けられた１次巻線２ａと逆極性に結
合する３次巻線２ｃを整流用ダイオード１９を介して平
滑コンデンサ７の両端に接続したものである。図１の回
路では、図６に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、第１の共振用コンデンサ１０及びダイオー
ド１１が省略され、その他の構成は、図６のトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同一である。
【００１９】次に、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作について説明する。図２（Ａ）に示
すようにトランジスタ３がオン状態のときは、直流電源
１の電圧Ｅによりトランス２が励磁され、トランス２の
１次巻線２ａ及びトランジスタ３に電流ＩOが流れてい
る。このとき、トランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２
ａの電圧と同極性の電圧が誘起されるので、整流用ダイ
オード４が順方向にバイアスされて導通状態となり、２
次巻線２ｂから整流用ダイオード４及びリアクトル６を
介して平滑コンデンサ７に電流が流れ、負荷６に直流電
圧が供給される。
Ｃコンバータの動作について説明する。図２（Ａ）に示
すようにトランジスタ３がオン状態のときは、直流電源
１の電圧Ｅによりトランス２が励磁され、トランス２の
１次巻線２ａ及びトランジスタ３に電流ＩOが流れてい
る。このとき、トランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２
ａの電圧と同極性の電圧が誘起されるので、整流用ダイ
オード４が順方向にバイアスされて導通状態となり、２
次巻線２ｂから整流用ダイオード４及びリアクトル６を
介して平滑コンデンサ７に電流が流れ、負荷６に直流電
圧が供給される。
【００２０】図２（Ａ）に示すように、制御回路９から
トランジスタ３のベース端子に付与される制御パルス信
号電圧ＶBがｔ1において高レベルから低レベルになり、
トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、トラ
ンジスタ３に流れていた図２（Ｅ）に示す電流ＩSが直
ちに共振回路１２側へ流れる電流に切り替わり、整流用
ダイオード４が非導通状態となるので、リアクトル６に
逆起電力が発生し、リアクトル６、平滑コンデンサ７及
び転流用ダイオード５の経路で電流が流れる。このと
き、充電用ダイオード１４を介して共振用コンデンサ１
５に流れる電流の増加に伴って共振用コンデンサ１５が
充電され、図２（Ｃ）に示すように共振用コンデンサ１
５の両端の電圧ＶCが略０Ｖから正弦波状に上昇する。
これにより、図２（Ｆ）に示すようにトランジスタ３の
第１及び第２の主端子であるコレクタ及びエミッタ間の
電圧ＶSが略０Ｖから正弦波状に上昇し、トランジスタ
３のターンオフ時において電圧波形と電流波形の重なり
が少ないゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となる。
トランジスタ３のベース端子に付与される制御パルス信
号電圧ＶBがｔ1において高レベルから低レベルになり、
トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、トラ
ンジスタ３に流れていた図２（Ｅ）に示す電流ＩSが直
ちに共振回路１２側へ流れる電流に切り替わり、整流用
ダイオード４が非導通状態となるので、リアクトル６に
逆起電力が発生し、リアクトル６、平滑コンデンサ７及
び転流用ダイオード５の経路で電流が流れる。このと
き、充電用ダイオード１４を介して共振用コンデンサ１
５に流れる電流の増加に伴って共振用コンデンサ１５が
充電され、図２（Ｃ）に示すように共振用コンデンサ１
５の両端の電圧ＶCが略０Ｖから正弦波状に上昇する。
これにより、図２（Ｆ）に示すようにトランジスタ３の
第１及び第２の主端子であるコレクタ及びエミッタ間の
電圧ＶSが略０Ｖから正弦波状に上昇し、トランジスタ
３のターンオフ時において電圧波形と電流波形の重なり
が少ないゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となる。
【００２１】また、トランジスタ３がオン状態からオフ
状態になると、トランジスタ３のオン期間中にトランス
２に蓄積された励磁エネルギが３次巻線２ｃを介して負
荷８に放出される。このとき、トランス２の３次巻線２
ｃに発生する電圧により１次巻線２ａに逆電圧が発生
し、この逆電圧及び直流電源の電圧により充電用ダイオ
ード１４を介して直流電源１の電圧Ｅよりも高い電圧に
共振用コンデンサ１５が充電され、図２（Ｃ）に示すよ
うにｔ2の時点では最大値２Ｅに達する。また、トラン
ス２の１次巻線２ａに逆電圧が発生するとトランス２の
１次巻線２ａが逆励磁され、トランス２のコアの磁束密
度がトランジスタ３のオン期間中に上昇した分だけ減少
し、トランス２がリセットされるので、トランス２の磁
気飽和を防止してトランジスタ３の破壊を未然に防止で
きる。トランス２がリセットされるとトランス２の電圧
は略０Ｖとなり、図２（Ｆ）に示すようにｔ3時点でト
ランジスタ３のコレクタ−エミッタ間の電圧ＶSが直流
電源１の電圧Ｅと等しくなる。
状態になると、トランジスタ３のオン期間中にトランス
２に蓄積された励磁エネルギが３次巻線２ｃを介して負
荷８に放出される。このとき、トランス２の３次巻線２
ｃに発生する電圧により１次巻線２ａに逆電圧が発生
し、この逆電圧及び直流電源の電圧により充電用ダイオ
ード１４を介して直流電源１の電圧Ｅよりも高い電圧に
共振用コンデンサ１５が充電され、図２（Ｃ）に示すよ
うにｔ2の時点では最大値２Ｅに達する。また、トラン
ス２の１次巻線２ａに逆電圧が発生するとトランス２の
１次巻線２ａが逆励磁され、トランス２のコアの磁束密
度がトランジスタ３のオン期間中に上昇した分だけ減少
し、トランス２がリセットされるので、トランス２の磁
気飽和を防止してトランジスタ３の破壊を未然に防止で
きる。トランス２がリセットされるとトランス２の電圧
は略０Ｖとなり、図２（Ｆ）に示すようにｔ3時点でト
ランジスタ３のコレクタ−エミッタ間の電圧ＶSが直流
電源１の電圧Ｅと等しくなる。
【００２２】図２（Ａ）に示すように、制御回路９から
トランジスタ３のベース端子に付与される制御パルス信
号電圧ＶB１がｔ4の時点において低レベルから高レベル
になり、トランジスタ３がオフ状態からオン状態になる
と、図２（Ｅ）に示すようにトランジスタ３に電流ＩS
が流れ、図２（Ｆ）に示すようにそのコレクタ−エミッ
タ間の電圧ＶSが速やかに略０Ｖまで降下する。これに
より、トランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２ａの電圧
と同極性の電圧が誘起されて整流用ダイオード４が導通
状態となり、２次巻線２ｂから整流用ダイオード４及び
リアクトル６を介して平滑コンデンサ７に電流が流れ、
負荷８に直流電圧が供給される。
トランジスタ３のベース端子に付与される制御パルス信
号電圧ＶB１がｔ4の時点において低レベルから高レベル
になり、トランジスタ３がオフ状態からオン状態になる
と、図２（Ｅ）に示すようにトランジスタ３に電流ＩS
が流れ、図２（Ｆ）に示すようにそのコレクタ−エミッ
タ間の電圧ＶSが速やかに略０Ｖまで降下する。これに
より、トランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２ａの電圧
と同極性の電圧が誘起されて整流用ダイオード４が導通
状態となり、２次巻線２ｂから整流用ダイオード４及び
リアクトル６を介して平滑コンデンサ７に電流が流れ、
負荷８に直流電圧が供給される。
【００２３】一方、補助トランジスタ１８はトランジス
タ３と同時にオフ状態からオン状態となるため、直流電
源１よりも高い電圧２Ｅに充電された共振用コンデンサ
１５のエネルギが共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダ
イオード１７及び補助トランジスタ１８のバイパス回路
１３を介して直流電源１側へ回生される。このとき、共
振用コンデンサ１５及び共振用リアクトル１６の共振作
用により、共振用コンデンサ１５の電圧ＶCが図２
（Ｃ）に示すように電圧２Ｅからなだらかに降下し、共
振用リアクトル１６に流れる電流ＩLが図２（Ｄ）に示
すように正弦波状となる。共振用リアクトル１６に流れ
る電流ＩLがｔ5において０Ａになるとき、共振用コンデ
ンサ１５の両端の電圧ＶCが略０Ｖとなる。その後、図
２（Ｂ）に示すように、制御回路９から補助トランジス
タ１８のベース端子に付与される制御パルス信号電圧Ｖ
B2がｔ6において高レベルから低レベルになり、補助ト
ランジスタ１８がオン状態からオン状態になる。
タ３と同時にオフ状態からオン状態となるため、直流電
源１よりも高い電圧２Ｅに充電された共振用コンデンサ
１５のエネルギが共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダ
イオード１７及び補助トランジスタ１８のバイパス回路
１３を介して直流電源１側へ回生される。このとき、共
振用コンデンサ１５及び共振用リアクトル１６の共振作
用により、共振用コンデンサ１５の電圧ＶCが図２
（Ｃ）に示すように電圧２Ｅからなだらかに降下し、共
振用リアクトル１６に流れる電流ＩLが図２（Ｄ）に示
すように正弦波状となる。共振用リアクトル１６に流れ
る電流ＩLがｔ5において０Ａになるとき、共振用コンデ
ンサ１５の両端の電圧ＶCが略０Ｖとなる。その後、図
２（Ｂ）に示すように、制御回路９から補助トランジス
タ１８のベース端子に付与される制御パルス信号電圧Ｖ
B2がｔ6において高レベルから低レベルになり、補助ト
ランジスタ１８がオン状態からオン状態になる。
【００２４】上記のように、本実施の形態ではトランジ
スタ３のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチングと
なるので、トランジスタ３の動作時の電力損失、即ちス
イッチング損失を低減することができる。トランジスタ
３のターンオフ時に発生するスパイク状のサージ電圧及
びサージ電流は、共振用コンデンサ１５と共振用リアク
トル１６との共振作用により吸収され、トランジスタ３
の電圧の立上りが緩やかになるので、トランジスタ３の
オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減
することが可能となる。また、トランジスタ３のターン
オフ時に、トランス２に蓄積された励磁エネルギが３次
巻線２ｃ及び整流用ダイオード１９を介して負荷８に放
出されると共に、トランス２の３次巻線２ｃに発生する
電圧により１次巻線２ａに逆電圧が発生し、トランス２
のコアの磁束密度がトランジスタ３のオン期間中に上昇
した分だけ減少するので、トランス２が確実にリセット
されてトランス２の磁気飽和によるトランジスタ３の破
壊を未然に防止できる。更に、トランス２の１次巻線２
ａに発生した逆電圧及び直流電源１の電圧Ｅにより直流
電源１の電圧Ｅよりも高い電圧２Ｅに充電された共振用
コンデンサ１５の電圧Ｖｃは共振用リアクトル１６、逆
流阻止用ダイオード１７及び補助トランジスタ１８を介
して直流電源１側へ回生されるので、トランス２の１次
側回路に流れる電流による電力損失を低減して無効電力
の低減を図ることができる。
スタ３のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチングと
なるので、トランジスタ３の動作時の電力損失、即ちス
イッチング損失を低減することができる。トランジスタ
３のターンオフ時に発生するスパイク状のサージ電圧及
びサージ電流は、共振用コンデンサ１５と共振用リアク
トル１６との共振作用により吸収され、トランジスタ３
の電圧の立上りが緩やかになるので、トランジスタ３の
オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減
することが可能となる。また、トランジスタ３のターン
オフ時に、トランス２に蓄積された励磁エネルギが３次
巻線２ｃ及び整流用ダイオード１９を介して負荷８に放
出されると共に、トランス２の３次巻線２ｃに発生する
電圧により１次巻線２ａに逆電圧が発生し、トランス２
のコアの磁束密度がトランジスタ３のオン期間中に上昇
した分だけ減少するので、トランス２が確実にリセット
されてトランス２の磁気飽和によるトランジスタ３の破
壊を未然に防止できる。更に、トランス２の１次巻線２
ａに発生した逆電圧及び直流電源１の電圧Ｅにより直流
電源１の電圧Ｅよりも高い電圧２Ｅに充電された共振用
コンデンサ１５の電圧Ｖｃは共振用リアクトル１６、逆
流阻止用ダイオード１７及び補助トランジスタ１８を介
して直流電源１側へ回生されるので、トランス２の１次
側回路に流れる電流による電力損失を低減して無効電力
の低減を図ることができる。
【００２５】図１に示す実施の形態のトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは変更が可能である。例えば、図３
に示す実施の形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、直流電源１に対してトランス２の第１の１次巻線
２ａ1及び第１のトランジスタ３ａが直列に接続され、
直流電源１に対してトランス２の第２の１次巻線２ａ 2
及び第２のトランジスタ３ｂが直列に接続され、第１及
び第２のトランジスタ３ａ、３ｂを交互にオン・オフ動
作させることによりトランス２の２次巻線２ｂから整流
平滑回路を介して直流電源１の電圧とは異なる定電圧の
直流出力を負荷８に供給するセンタタップ方式のトラン
ス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用したもの
である。即ち、図３に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、第１のトランジスタ３ａの両主端子間に接
続された第１の共振回路１２ａと、第１の共振回路１２
ａとトランス２の第１の１次巻線２ａ1との間に接続さ
れた第１のバイパス回路１３ａと、第２のトランジスタ
３ｂの両主端子間に接続された第２の共振回路１２ｂ
と、第２の共振回路１２ｂとトランス２の第２の１次巻
線２ａ2との間に接続された第２のバイパス回路１３ｂ
と、トランス２の第１及び第２の１次巻線２ａ1、２ａ2
と逆極性に結合し且つ整流平滑回路の出力端子又は直流
電源１の両端に接続されるトランス２の３次巻線２ｃと
を備える。また、第１の共振回路１２ａは、第１の１次
巻線２ａ1と第１のトランジスタ３ａの第１の主端子と
の間に一端が接続された第１の充電用整流素子１４ａ
と、第１の充電用整流素子１４ａの他端と直流電源１及
び第１のトランジスタ３ａの第２の主端子との間に接続
された第１の共振用コンデンサとを備え、第１のバイパ
ス回路１３ａは、第１の充電用整流素子１４ａ及び第１
の共振用コンデンサ１５ａの接続点と第１の１次巻線２
ａ1及び直流電源１の接続点との間に直列に接続された
第１の共振用リアクトル１６ａ、第１の逆流阻止用整流
素子１７ａ及び第１の補助トランジスタ１８ａとを備
え、第２の共振回路１２ｂは、第２の１次巻線２ａ2と
第２のトランジスタ３ｂの第１の主端子との間に一端が
接続された第２の充電用整流素子１４ｂと、第２の充電
用整流素子１４ｂの他端と直流電源１及び第２のトラン
ジスタ３ｂの第２の主端子との間に接続された第２の共
振用コンデンサ１５ｂとを備え、第２のバイパス回路１
３ｂは、第２の充電用整流素子１４ｂ及び第２の共振用
コンデンサ１５ｂの接続点と第２の１次巻線２ａ2及び
直流電源１の接続点との間に直列に接続された第２の共
振用リアクトル１６ｂ、第２の逆流阻止用整流素子１７
ｂ及び第２の補助トランジスタ１８ｂとを備える。
Ｃ−ＤＣコンバータは変更が可能である。例えば、図３
に示す実施の形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、直流電源１に対してトランス２の第１の１次巻線
２ａ1及び第１のトランジスタ３ａが直列に接続され、
直流電源１に対してトランス２の第２の１次巻線２ａ 2
及び第２のトランジスタ３ｂが直列に接続され、第１及
び第２のトランジスタ３ａ、３ｂを交互にオン・オフ動
作させることによりトランス２の２次巻線２ｂから整流
平滑回路を介して直流電源１の電圧とは異なる定電圧の
直流出力を負荷８に供給するセンタタップ方式のトラン
ス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用したもの
である。即ち、図３に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、第１のトランジスタ３ａの両主端子間に接
続された第１の共振回路１２ａと、第１の共振回路１２
ａとトランス２の第１の１次巻線２ａ1との間に接続さ
れた第１のバイパス回路１３ａと、第２のトランジスタ
３ｂの両主端子間に接続された第２の共振回路１２ｂ
と、第２の共振回路１２ｂとトランス２の第２の１次巻
線２ａ2との間に接続された第２のバイパス回路１３ｂ
と、トランス２の第１及び第２の１次巻線２ａ1、２ａ2
と逆極性に結合し且つ整流平滑回路の出力端子又は直流
電源１の両端に接続されるトランス２の３次巻線２ｃと
を備える。また、第１の共振回路１２ａは、第１の１次
巻線２ａ1と第１のトランジスタ３ａの第１の主端子と
の間に一端が接続された第１の充電用整流素子１４ａ
と、第１の充電用整流素子１４ａの他端と直流電源１及
び第１のトランジスタ３ａの第２の主端子との間に接続
された第１の共振用コンデンサとを備え、第１のバイパ
ス回路１３ａは、第１の充電用整流素子１４ａ及び第１
の共振用コンデンサ１５ａの接続点と第１の１次巻線２
ａ1及び直流電源１の接続点との間に直列に接続された
第１の共振用リアクトル１６ａ、第１の逆流阻止用整流
素子１７ａ及び第１の補助トランジスタ１８ａとを備
え、第２の共振回路１２ｂは、第２の１次巻線２ａ2と
第２のトランジスタ３ｂの第１の主端子との間に一端が
接続された第２の充電用整流素子１４ｂと、第２の充電
用整流素子１４ｂの他端と直流電源１及び第２のトラン
ジスタ３ｂの第２の主端子との間に接続された第２の共
振用コンデンサ１５ｂとを備え、第２のバイパス回路１
３ｂは、第２の充電用整流素子１４ｂ及び第２の共振用
コンデンサ１５ｂの接続点と第２の１次巻線２ａ2及び
直流電源１の接続点との間に直列に接続された第２の共
振用リアクトル１６ｂ、第２の逆流阻止用整流素子１７
ｂ及び第２の補助トランジスタ１８ｂとを備える。
【００２６】図３に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータでは、第１又は第２のトランジスタ３ａ、３ｂが
オン状態からオフ状態となるとき、第２又は第１のトラ
ンジスタ３ｂ、３ａがオフ状態からオン状態になると共
に、トランス２の３次巻線２ｃに発生する電圧により第
１又は第２の１次巻線２ａ1、２ａ2に逆電圧を発生さ
せ、逆電圧及び直流電源１の電圧により第１又は第２の
充電用整流素子１４ａ、１４ｂを介して直流電源１の電
圧よりも高い電圧に第１又は第２の共振用コンデンサ１
５ａ、１５ｂを充電してエネルギを蓄積し、第１又は第
２の補助トランジスタ１８ａ、１８ｂが第１又は第２の
トランジスタ３ａ、３ｂと同時に又は遅れてオフ状態か
らオン状態となるとき、第１又は第２の共振用コンデン
サ１５ａ、１５ｂに蓄積されたエネルギを第１又は第２
の共振用リアクトル１６ａ、１６ｂ、第１又は第２の逆
流阻止用整流素子１７ａ、１７ｂ及び第１又は第２の補
助トランジスタ１８ａ、１８ｂを介して直流電源１に回
生する。従って、図３においても図１に示すトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと同様な作用効果を得ること
ができる。なお、ブリッジ整流回路１８及び平滑コンデ
ンサ７から成る整流平滑回路の代わりに、図４に示すよ
うな２つの整流用ダイオード２０、２１及び平滑コンデ
ンサ７から成る整流平滑回路を使用してもよい。
バータでは、第１又は第２のトランジスタ３ａ、３ｂが
オン状態からオフ状態となるとき、第２又は第１のトラ
ンジスタ３ｂ、３ａがオフ状態からオン状態になると共
に、トランス２の３次巻線２ｃに発生する電圧により第
１又は第２の１次巻線２ａ1、２ａ2に逆電圧を発生さ
せ、逆電圧及び直流電源１の電圧により第１又は第２の
充電用整流素子１４ａ、１４ｂを介して直流電源１の電
圧よりも高い電圧に第１又は第２の共振用コンデンサ１
５ａ、１５ｂを充電してエネルギを蓄積し、第１又は第
２の補助トランジスタ１８ａ、１８ｂが第１又は第２の
トランジスタ３ａ、３ｂと同時に又は遅れてオフ状態か
らオン状態となるとき、第１又は第２の共振用コンデン
サ１５ａ、１５ｂに蓄積されたエネルギを第１又は第２
の共振用リアクトル１６ａ、１６ｂ、第１又は第２の逆
流阻止用整流素子１７ａ、１７ｂ及び第１又は第２の補
助トランジスタ１８ａ、１８ｂを介して直流電源１に回
生する。従って、図３においても図１に示すトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと同様な作用効果を得ること
ができる。なお、ブリッジ整流回路１８及び平滑コンデ
ンサ７から成る整流平滑回路の代わりに、図４に示すよ
うな２つの整流用ダイオード２０、２１及び平滑コンデ
ンサ７から成る整流平滑回路を使用してもよい。
【００２７】本発明の実施態様は前記の各実施の形態に
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の各実施の形態ではトランジスタ３と同時に補助トラ
ンジスタ１８をオン状態にする形態を示したが、トラン
ジスタ３よりも若干遅れて補助トランジスタ１８をオン
状態にしてもよい。また、図１に示す実施の形態では整
流用ダイオード１９を介してトランス２の３次巻線２ｃ
を平滑コンデンサ７の両端に接続した形態を示したが、
図５に示すようにトランス２の３次巻線２ｃを整流用ダ
イオード１９を介して直流電源１の両端に接続してもよ
い。また、上記の各実施の形態ではスイッチング素子及
び補助スイッチング素子としてバイポーラ型トランジス
タを使用した形態を示したが、ＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ
型電界効果型トランジスタ）、Ｊ−ＦＥＴ（接合型電界
効果トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジ
スタ）又はサイリスタ等の他のスイッチング素子も使用
可能である。また、トランス２の２次巻線２ｂを巻数の
それぞれ異なる複数の巻線に分割し、各２次巻線に整流
平滑回路をそれぞれ接続してマルチ出力のＤＣ−ＤＣコ
ンバータとすることも可能である。
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の各実施の形態ではトランジスタ３と同時に補助トラ
ンジスタ１８をオン状態にする形態を示したが、トラン
ジスタ３よりも若干遅れて補助トランジスタ１８をオン
状態にしてもよい。また、図１に示す実施の形態では整
流用ダイオード１９を介してトランス２の３次巻線２ｃ
を平滑コンデンサ７の両端に接続した形態を示したが、
図５に示すようにトランス２の３次巻線２ｃを整流用ダ
イオード１９を介して直流電源１の両端に接続してもよ
い。また、上記の各実施の形態ではスイッチング素子及
び補助スイッチング素子としてバイポーラ型トランジス
タを使用した形態を示したが、ＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ
型電界効果型トランジスタ）、Ｊ−ＦＥＴ（接合型電界
効果トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジ
スタ）又はサイリスタ等の他のスイッチング素子も使用
可能である。また、トランス２の２次巻線２ｂを巻数の
それぞれ異なる複数の巻線に分割し、各２次巻線に整流
平滑回路をそれぞれ接続してマルチ出力のＤＣ−ＤＣコ
ンバータとすることも可能である。
【００２８】また、バイパス回路１３を構成する直列回
路内では、共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダイオー
ド１７及び補助トランジスタ１８の配列順序を変更する
ことができ、逆流阻止用ダイオード１７を省略してもよ
い。同様に、第１及び第２のバイパス回路１３ａ、１３
ｂを構成する直列回路内では、共振用リアクトル１６
ａ、逆流阻止用ダイオード１７ａ及び補助トランジスタ
１８ａの配列順序を変更することができ、逆流阻止用ダ
イオード１７ａを省略してもよい。
路内では、共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダイオー
ド１７及び補助トランジスタ１８の配列順序を変更する
ことができ、逆流阻止用ダイオード１７を省略してもよ
い。同様に、第１及び第２のバイパス回路１３ａ、１３
ｂを構成する直列回路内では、共振用リアクトル１６
ａ、逆流阻止用ダイオード１７ａ及び補助トランジスタ
１８ａの配列順序を変更することができ、逆流阻止用ダ
イオード１７ａを省略してもよい。
【００２９】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子動作
時のスイッチング損失及びノイズを低減できるので、ノ
イズフィルタ等を削減できる。また、１次側回路に流れ
る電流により発生する無効電力を低減できるので、トラ
ンス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上する
ことができる。更に、トランスの磁気飽和によるスイッ
チング素子の破壊を未然に防止することができる。
時のスイッチング損失及びノイズを低減できるので、ノ
イズフィルタ等を削減できる。また、１次側回路に流れ
る電流により発生する無効電力を低減できるので、トラ
ンス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上する
ことができる。更に、トランスの磁気飽和によるスイッ
チング素子の破壊を未然に防止することができる。
【図１】 本発明の一実施の形態を示すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
【図２】 図１に示す回路の各部の電圧及び電流を示す
波形図
波形図
【図３】 本発明による他の実施の形態を示すトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
【図４】 図３に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの他の整流平滑回路を示す電気回路図
ータの他の整流平滑回路を示す電気回路図
【図５】 図１の変更実施の形態を示すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
【図６】 従来のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す電気回路図
を示す電気回路図
１・・直流電源、 ２・・トランス、 ２ａ・・１次巻
線、 ２ｂ・・２次巻線、 ２ｃ・・３次巻線、 ３・
・トランジスタ（スイッチング素子）、 ４・・整流用
ダイオード、 ５・・転流用ダイオード、 ６・・リア
クトル、 ７・・平滑コンデンサ、 ８・・負荷、 ９
・・制御回路、 １２・・共振回路、１３・・バイパス
回路、 １４・・充電用ダイオード（充電用整流素
子）、 １５・・共振用コンデンサ、 １６・・共振用
リアクトル、 １７・・逆流阻止用ダイオード（逆流阻
止用整流素子）、 １８・・補助トランジスタ（補助ス
イッチング素子）、 １７・・整流用ダイオード、 １
８・・ブリッジ整流回路、２０，２１・・整流用ダイオ
ード、
線、 ２ｂ・・２次巻線、 ２ｃ・・３次巻線、 ３・
・トランジスタ（スイッチング素子）、 ４・・整流用
ダイオード、 ５・・転流用ダイオード、 ６・・リア
クトル、 ７・・平滑コンデンサ、 ８・・負荷、 ９
・・制御回路、 １２・・共振回路、１３・・バイパス
回路、 １４・・充電用ダイオード（充電用整流素
子）、 １５・・共振用コンデンサ、 １６・・共振用
リアクトル、 １７・・逆流阻止用ダイオード（逆流阻
止用整流素子）、 １８・・補助トランジスタ（補助ス
イッチング素子）、 １７・・整流用ダイオード、 １
８・・ブリッジ整流回路、２０，２１・・整流用ダイオ
ード、
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA02 AA14 AA19 BB23 BB25 BB57 BB72 DD02 EE02 EE03 EE04 EE08 EE10 EE75 FD01 FF02 FG05
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
チング素子とが直列に接続され、前記スイッチング素子
をオン・オフ動作させることにより前記トランスの２次
巻線から整流平滑回路を介して前記直流電源の電圧とは
異なる定電圧の直流出力を取り出すトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、 前記スイッチング素子の両主端子間に接続された共振回
路と、該共振回路と前記トランスの１次巻線との間に接
続されたバイパス回路と、前記トランスの１次巻線と逆
極性に接続され且つ前記整流平滑回路の出力端子又は前
記直流電源の両端に接続されたトランスの３次巻線とを
備え、 前記共振回路は、前記１次巻線と前記スイッチング素子
の第１の主端子との間に一端が接続された充電用整流素
子と、該充電用整流素子の他端と前記直流電源及び前記
スイッチング素子の第２の主端子との間に接続された共
振用コンデンサとを備え、 前記バイパス回路は、前記充電用整流素子及び前記共振
用コンデンサの接続点と前記１次巻線及び直流電源の接
続点との間に直列に接続された共振用リアクトル及び補
助スイッチング素子とを備え、 前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態となると
き、前記トランスの３次巻線に発生する電圧により前記
１次巻線に逆電圧を発生させ、該逆電圧及び前記直流電
源の電圧により前記充電用整流素子を介して前記直流電
源の電圧よりも高い電圧に前記共振用コンデンサを充電
してエネルギを蓄積し、 前記補助スイッチング素子が前記スイッチング素子と同
時に又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、前記
共振用コンデンサに蓄積されたエネルギを前記共振用リ
アクトル及び補助スイッチング素子を介して前記直流電
源に回生することを特徴とするトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項２】 前記バイパス回路は、前記充電用整流素
子及び前記共振用コンデンサの接続点と前記１次巻線及
び直流電源の接続点との間に直列に接続された共振用リ
アクトル及び補助スイッチング素子と直列に接続された
逆流阻止用整流素子を備え、 前記補助スイッチング素子が前記スイッチング素子と同
時に又は遅れてオフ状態からオン状態となるとき、前記
共振用コンデンサに蓄積されたエネルギを前記共振用リ
アクトル、逆流阻止用整流素子及び補助スイッチング素
子を介して前記直流電源に回生する請求項１に記載のト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 直流電源に対してトランスの第１の１次
巻線及び第１のスイッチング素子が直列に接続され、前
記直流電源に対して前記トランスの第２の１次巻線及び
第２のスイッチング素子が直列に接続され、前記第１及
び第２のスイッチング素子を交互にオン・オフ動作させ
ることにより前記トランスの２次巻線から整流平滑回路
を介して前記直流電源の電圧とは異なる定電圧の直流出
力を取り出すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、 前記第１のスイッチング素子の両主端子間に接続された
第１の共振回路と、該第１の共振回路と前記トランスの
第１の１次巻線との間に接続された第１のバイパス回路
と、前記第２のスイッチング素子の両主端子間に接続さ
れた第２の共振回路と、該第２の共振回路と前記トラン
スの第２の１次巻線との間に接続された第２のバイパス
回路と、前記トランスの第１及び第２の１次巻線と逆極
性に結合し且つ前記整流平滑回路の出力端子又は前記直
流電源の両端に接続されるトランスの３次巻線とを備
え、 前記第１の共振回路は、前記第１の１次巻線と前記第１
のスイッチング素子の第１の主端子との間に一端が接続
された第１の充電用整流素子と、該第１の充電用整流素
子の他端と前記直流電源及び前記第１のスイッチング素
子の第２の主端子との間に接続された第１の共振用コン
デンサとを備え、 前記第１のバイパス回路は、前記第１の充電用整流素子
及び前記第１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の
１次巻線及び前記直流電源の接続点との間に直列に接続
された第１の共振用リアクトル及び第１の補助スイッチ
ング素子とを備え、 前記第２の共振回路は、前記第２の１次巻線と前記第２
のスイッチング素子の第１の主端子との間に一端が接続
された第２の充電用整流素子と、該第２の充電用整流素
子の他端と前記直流電源及び前記第２のスイッチング素
子の第２の主端子との間に接続された第２の共振用コン
デンサとを備え、 前記第２のバイパス回路は、前記第２の充電用整流素子
及び前記第２の共振用コンデンサの接続点と前記第２の
１次巻線及び前記直流電源の接続点との間に直列に接続
された第２の共振用リアクトル及び第２の補助スイッチ
ング素子とを備え、 前記第１又は第２のスイッチング素子がオン状態からオ
フ状態となるとき、前記第２又は第１のスイッチング素
子がオフ状態からオン状態になると共に、前記トランス
の３次巻線に発生する電圧により前記第１又は第２の１
次巻線に逆電圧を発生させ、該逆電圧及び前記直流電源
の電圧により前記第１又は第２の充電用整流素子を介し
て前記直流電源の電圧よりも高い電圧に前記第１又は第
２の共振用コンデンサを充電してエネルギを蓄積し、 前記第１又は第２の補助スイッチング素子が前記第１又
は第２のスイッチング素子と同時に又は遅れてオフ状態
からオン状態となるとき、前記第１又は第２の共振用コ
ンデンサに蓄積されたエネルギを前記第１又は第２の共
振用リアクトル及び第１又は第２の補助スイッチング素
子を介して前記直流電源に回生することを特徴とするト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記第１のバイパス回路は、前記第１の
充電用整流素子及び前記第１の共振用コンデンサの接続
点と前記第１の１次巻線及び前記直流電源の接続点との
間に直列に接続された第１の共振用リアクトル及び第１
の補助スイッチング素子と直列に接続された第１の逆流
阻止用整流素子を備え、 前記第２のバイパス回路は、前記第２の充電用整流素子
及び前記第２の共振用コンデンサの接続点と前記第２の
１次巻線及び前記直流電源の接続点との間に直列に接続
された第２の共振用リアクトル及び第２の補助スイッチ
ング素子と直列に接続された第２の逆流阻止用整流素子
を備え、 前記第１又は第２の補助スイッチング素子が前記第１又
は第２のスイッチング素子と同時に又は遅れてオフ状態
からオン状態となるとき、前記第１又は第２の共振用コ
ンデンサに蓄積されたエネルギを前記第１又は第２の共
振用リアクトル、第１又は第２の逆流阻止用整流素子及
び第１又は第２の補助スイッチング素子を介して前記直
流電源に回生する請求項３に記載のトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32228098A JP3531155B2 (ja) | 1998-11-12 | 1998-11-12 | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32228098A JP3531155B2 (ja) | 1998-11-12 | 1998-11-12 | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000152624A true JP2000152624A (ja) | 2000-05-30 |
| JP3531155B2 JP3531155B2 (ja) | 2004-05-24 |
Family
ID=18141886
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32228098A Expired - Fee Related JP3531155B2 (ja) | 1998-11-12 | 1998-11-12 | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3531155B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002007296A1 (en) * | 2000-07-18 | 2002-01-24 | Coutant Lambda Limited | A dc switching regulator |
| CN101860219A (zh) * | 2010-05-25 | 2010-10-13 | 深圳市核达中远通电源技术有限公司 | 一种dc-dc变换器 |
| WO2011074081A1 (ja) * | 2009-12-16 | 2011-06-23 | 株式会社三社電機製作所 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ回路 |
| US9467071B2 (en) | 2014-09-17 | 2016-10-11 | Ricoh Company, Ltd. | Voltage resonant inverter, control method, and surface treatment device |
-
1998
- 1998-11-12 JP JP32228098A patent/JP3531155B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002007296A1 (en) * | 2000-07-18 | 2002-01-24 | Coutant Lambda Limited | A dc switching regulator |
| WO2011074081A1 (ja) * | 2009-12-16 | 2011-06-23 | 株式会社三社電機製作所 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ回路 |
| CN102227865A (zh) * | 2009-12-16 | 2011-10-26 | 株式会社三社电机制作所 | Dc-dc转换器电路 |
| US8363432B2 (en) | 2009-12-16 | 2013-01-29 | Sansha Electric Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC converter circuit |
| JP5143281B2 (ja) * | 2009-12-16 | 2013-02-13 | 株式会社三社電機製作所 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
| CN101860219A (zh) * | 2010-05-25 | 2010-10-13 | 深圳市核达中远通电源技术有限公司 | 一种dc-dc变换器 |
| US9467071B2 (en) | 2014-09-17 | 2016-10-11 | Ricoh Company, Ltd. | Voltage resonant inverter, control method, and surface treatment device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3531155B2 (ja) | 2004-05-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6714428B2 (en) | Combined transformer-inductor device for application to DC-to-DC converter with synchronous rectifier | |
| JP4605532B2 (ja) | 多出力型スイッチング電源装置 | |
| JP3038701B2 (ja) | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2000152624A (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3055121B2 (ja) | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3033085B2 (ja) | 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH08308219A (ja) | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3124921B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2000184710A (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3166149B2 (ja) | 直流コンバータ装置 | |
| JP3522125B2 (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3525427B2 (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2858407B2 (ja) | Ｐｗｍ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2993635B2 (ja) | トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3539852B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2858412B2 (ja) | トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3104875B2 (ja) | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3402362B2 (ja) | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2004147475A (ja) | 整流装置 | |
| JP3275856B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3138998B2 (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH11356045A (ja) | 直流―直流変換装置 | |
| JP2000166229A (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH09252576A (ja) | 直流−直流変換装置のスナバ回路 | |
| JPH06269165A (ja) | Ｐｗｍ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040105 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040209 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040222 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |