JP3522125B2 - トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータ、特にスイッチング損失やノイズの低
減及びフォワード方式の場合におけるトランスの磁気飽
和によるスイッチング素子の破損防止を図ったトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
チング素子とが直列に接続され、スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線か
ら整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を取り出す構成のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く
使用されている。

【０００３】例えば、図５に示す従来のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ又はコンデンサ入力
型整流回路等の直流電源１と、直流電源１の陽極端子と
直列に接続された１次巻線２ａ及び２次巻線２ｂを有す
るトランス２と、トランス２の１次巻線２ａと直列にコ
レクタ端子（第１の主端子）が接続されかつ直流電源１
の陰極端子にエミッタ端子（第２の主端子）が接続され
たスイッチング素子としてのトランジスタ３と、トラン
ス２の２次巻線２ｂに接続された整流用ダイオード４及
び平滑コンデンサ５から成る整流平滑回路と、平滑コン
デンサ５と並列に接続された負荷６と、負荷６の端子電
圧に応じてトランジスタ３のベース端子（制御端子）に
制御パルス信号Ｖ_Bを付与してトランジスタ３をオン・
オフ動作させる制御回路７と、トランス２の１次巻線２
ａとトランジスタ３のコレクタ端子との間に一端が接続
された第１の共振用コンデンサ８と、第１の共振用コン
デンサ８の他端と直流電源１の陽極端子との間に接続さ
れた放電用ダイオード９と、第１の共振用コンデンサ８
の一端及びトランジスタ３のコレクタ端子との間にアノ
ード端子（一端）が接続された充電用整流素子としての
充電用ダイオード１０と、充電用ダイオード１０のカソ
ード端子（他端）と直流電源１の陰極端子及びトランジ
スタ３のエミッタ端子との間に接続された第２の共振用
コンデンサ１１と、第１の共振用コンデンサ８及び放電
用ダイオード９の接続点と充電用ダイオード１０及び第
２の共振用コンデンサ１１の接続点との間に直列に接続
された共振用リアクトル１３及び逆流阻止用整流素子と
しての逆流阻止用ダイオード１４とを備えている。即
ち、図５のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、ト
ランジスタ３のオン期間中にトランス２にエネルギを蓄
積すると共に２次側の整流用ダイオード４が非導通状態
で、トランジスタ３がオン状態からオフ状態となるとき
にトランス２からエネルギが放出されると共に２次側の
整流用ダイオード４が導通状態となるフライバック方式
の回路構成となっている。

【０００４】また、周知技術のため図示は省略するが、
制御回路７内には、一定の周期の三角波電圧を発生する
発振回路部と、基準電圧に対する負荷６の端子電圧の誤
差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部と、誤差増幅回路
部の誤差出力電圧及び発振回路部の三角波電圧を比較す
る比較回路部と、比較回路部の出力電圧に比例した時間
幅の制御パルス信号Ｖ_Bを発生してトランジスタ３のベ
ース端子に付与する制御パルス発生回路部とが設けられ
ている。

【０００５】上記のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、制御回路７により、トランジスタ３のベース端
子に付与する制御パルス信号Ｖ_Bのパルス幅を負荷６の
端子電圧に応じて変化させ、トランジスタ３のオン・オ
フ期間を制御することにより、直流電源１の電圧Ｅとは
異なる一定の直流出力電圧Ｖ_Oを負荷６に供給する。ま
た、第１及び第２の共振用コンデンサ８、１１と共振用
リアクトル１３との共振作用により、トランジスタ３の
コレクタ−エミッタ端子間（両主端子間）の電圧が０Ｖ
から正弦波状に上昇するので、トランジスタ３のターン
オフ時においてゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）とな
り、スイッチング損失が低減される。更に、トランジス
タ３のターンオフ及びターンオン時に発生するスパイク
状のサージ電圧及びサージ電流は、第１及び第２の共振
用コンデンサ８、１１と共振用リアクトル１３との共振
作用により吸収され、トランジスタ３のオン・オフ動作
時のサージ電圧、サージ電流及びノイズが低減される。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図５に示す
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジス
タ３がオン状態のとき、直流電源１からトランス２に励
磁電流が流れてエネルギが蓄積され、トランス２のコア
の磁束密度が上昇する。次に、トランジスタ３がオン状
態からオフ状態になると、トランス２に蓄積されたエネ
ルギを放出しながらトランジスタ３のオン期間中の上昇
分だけトランス２のコアの磁束密度が減少し、トランス
２がリセットされる。しかし、図５に示すトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータをフォワード方式の回路構成と
した場合、トランジスタ３がオン状態からオフ状態にな
るときにオン期間中に蓄積されたエネルギがそのままの
状態となるため、トランジスタ３がオン状態となる度に
エネルギが蓄積され、トランス２のコアの磁束密度が上
昇して行く。そして、この磁束密度が最大磁束密度を越
えると、トランス２が磁気飽和してインダクタンスが小
さくなり、トランス２に大きな励磁電流が流れてトラン
ジスタ３を破損させる可能性がある。したがって、図５
のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータをフォワード方
式に適用した場合において、トランジスタ３のオフ期間
中にトランス２をリセットできないため、トランス２の
磁気飽和によりトランジスタ３が破壊される欠点があっ
た。

【０００７】そこで、本発明はスイッチング損失やノイ
ズを低減できかつフォワード方式の場合においてトラン
スの磁気飽和によるスイッチング素子の破壊を防止でき
るトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を目的とする。

【０００８】

【発明が解決しようとする手段】本発明によるトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源(1)に直列に
接続されたトランス(2)の１次巻線(2a)及びスイッチン
グ素子(3)と、１次巻線(2a)に接続されたスイッチング
素子(3)の第１の主端子と第２の主端子との間に接続さ
れた共振回路(12)と、共振回路(12)とトランス(2)の１
次巻線(2a)との間に接続されたバイパス回路(15)とを備
えている。共振回路(12)は、１次巻線(2a)とスイッチン
グ素子(3)の第１の主端子との接続点に一端を接続した
充電用整流素子(10)と、直流電源(1)に接続されたスイ
ッチング素子(3)の第２の主端子と充電用整流素子(10)
の他端との間に接続された共振用コンデンサ(11)とを備
えている。スイッチング素子(3)をオン・オフ動作させ
ることによりトランス(2)の２次巻線(2b)から整流平滑
回路を介して直流電源(1)の電圧(E)とは異なる定電圧の
直流出力を取り出す。バイパス回路(15)は、充電用整流
素子(10)及び共振用コンデンサ(11)の接続点と１次巻線
(2a)及びスイッチング素子(3)の第１の主端子の接続点
との間に直列に接続された共振用リアクトル(13)及び逆
流阻止用整流素子(14)を備えている。スイッチング素子
(3)がオン状態からオフ状態となるとき、直流電源(1)か
ら１次巻線(2a)を介して共振回路(12)に流れる電流とト
ランス(2)の励磁電流により、略０Ｖから直流電源(1)の
電圧(E)よりも高い電圧(E₁)に共振回路(12)内の共振用
コンデンサ(11)を充電し、共振用コンデンサ(11)の電圧
(E₁)によりバイパス回路(15)を介して１次巻線(2a)を逆
励磁する。

【０００９】オン状態からオフ状態にスイッチング素子
(3)を切り替えると、スイッチング素子(3)に流れていた
電流が共振回路(12)側への電流に切り替わり、充電用整
流素子(10)を介して共振用コンデンサ(11)が正弦波状に
充電される。これにより、スイッチング素子(3)の第１
の主端子及び第２の主端子間の電圧が０Ｖから正弦波状
に上昇するので、スイッチング素子(3)のターンオフ時
にゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング素子(3)
のスイッチング損失を低減できる。

【００１０】このとき、直流電源(1)からトランス(2)の
１次巻線(2a)を介して共振回路(12)に流れる電流とトラ
ンス(2)の励磁電流により、共振回路(12)内の共振用コ
ンデンサ(11)が略０Ｖから直流電源(1)の電圧(E)よりも
高い電圧に充電され、共振用コンデンサ(11)の充電電圧
(E₁)によりバイパス回路(15)を介してトランス(2)の１
次巻線(2a)に逆方向の電圧が印加され、トランス(2)の
１次巻線(2a)が逆励磁される。これにより、スイッチン
グ素子(3)のオン期間中に上昇した分だけトランス(2)の
コアの磁束密度が減少してトランス(2)がリセットされ
るので、トランス(2)の磁気飽和を防止してトランジス
タの破壊を防止できる。

【００１１】このように、スイッチング素子(3)の動作
時のスイッチング損失を低減できると共に、フォワード
方式の場合にトランス(2)の磁気飽和によるスイッチン
グ素子(3)の破壊を防止できる。また、スイッチング素
子(3)のターンオフ及びターンオン時に発生するスパイ
ク状のサージ電圧、サージ電流及びノイズは、共振回路
(12)内の共振用コンデンサ(11)及びバイパス回路(15)内
の共振用リアクトル(13)の共振作用により吸収され、ス
イッチング素子(3)の電圧及び電流波形の立下り及び立
上りが緩やかになるので、スイッチング素子(3)の動作
時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減できる。

【００１２】また、トランス(2)に１次巻線(2a)と逆極
性で３次巻線(2c)を結合し、スイッチング素子(3)がオ
ン状態からオフ状態となるとき、３次巻線(2c)に発生す
る電圧により１次巻線(2a)に発生する逆電圧と共振用コ
ンデンサ(11)の充電電圧により１次巻線(2a)を逆励磁す
る場合は、スイッチング素子(3)のオフ期間中に共振用
コンデンサ(11)の充電電圧(E₁)を直流電源(1)の電圧(E)
以上で一定に保持できるので、トランス(2)をより確実
にリセットでき、トランス(2)の磁気飽和によるトラン
ジスタの破壊をより確実に防止できる利点がある。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施の形態を図１及び図２
に基づいて説明する。但し、図１では図５に示す箇所と
実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略する。

【００１４】図１に示すように、本実施の形態のトラン
ス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図５に示すトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１の共振用コ
ンデンサ８及び放電用ダイオード９を省略し、逆流阻止
用ダイオード１４のカソード端子をトランス２の１次巻
線２ａとトランジスタ３のコレクタ端子との間に接続
し、トランス２の２次巻線２ｂを１次巻線２ａと同極性
にすると共に整流用ダイオード４と平滑コンデンサ５と
の間に転流用ダイオード１６及びリアクトル１７を接続
してフォワード方式の回路構成に変更したものである。
図１の回路において、充電用ダイオード１０及び共振用
コンデンサ１１は共振回路１２を構成し、共振用リアク
トル１３及び逆流阻止用ダイオード１４はバイパス回路
１５を構成する。その他の構成は、図５のトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同一である。

【００１５】次に、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作について説明する。図２（Ａ）に示
すようにｔ₁以前においてトランジスタ３がオン状態の
ときは、直流電源１の電圧Ｅによりトランス２が励磁さ
れ、トランス２の１次巻線２ａ及びトランジスタ３に電
流Ｉ₀が流れている。このとき、トランス２の２次巻線
２ｂに１次巻線２ａの電圧と同極性の電圧が誘起される
ので、整流用ダイオード４が順方向にバイアスされて導
通状態となり、２次巻線２ｂから整流用ダイオード４及
びリアクトル１７を介して平滑コンデンサ５に電流が流
れ、負荷６に直流出力電圧Ｖ_Oが供給される。

【００１６】図２（Ａ）に示すように、ｔ₁において制
御回路７からトランジスタ３のベース端子に付与される
制御パルス信号電圧Ｖ_Bが高レベルから低レベルにな
り、トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、
トランジスタ３に流れていた図２（Ｅ）に示す電流Ｉ_S
が直ちに共振回路１２側へ流れる電流に切り替わる。こ
れと同時に、整流用ダイオード４が非導通状態となるの
で、リアクトル１７に逆起電力が発生してリアクトル１
７、平滑コンデンサ５及び転流用ダイオード１６の経路
で電流が流れ、負荷６に直流出力電圧Ｖ_Oが供給され
る。このとき、共振回路１２内の充電用ダイオード１０
を介して共振用コンデンサ１１に流れる電流の増加に伴
って共振用コンデンサ１１が図１に示す極性で充電さ
れ、図２（Ｂ）に示すように共振用コンデンサ１１の両
端の電圧Ｖ_Cが０Ｖから正弦波状に上昇する。これによ
り、図２（Ｄ）に示すようにトランジスタ３のコレクタ
−エミッタ端子間の電圧Ｖ_Sが０Ｖから正弦波状に上昇
するため、トランジスタ３のターンオフ時において電圧
波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイッチング
となる。

【００１７】また、このときに共振用コンデンサ１１に
流れる電流は、直流電源１からトランス２の１次巻線２
ａ及び充電用ダイオード１０を介して流れる電流とトラ
ンス２の励磁電流との和となるため、図２（Ｂ）に示す
ように直流電源１の電圧Ｅよりも高い電圧に共振用コン
デンサ１１が充電され、ｔ₂において最大値Ｅ₁に達す
る。このため、共振用コンデンサ１１からバイパス回路
１５を介してトランス２の１次巻線２ａに逆方向の電圧
が印加され、トランス２の１次巻線２ａが逆励磁され
る。これにより、トランス２のコアの磁束密度がトラン
ジスタ３のオン期間中に上昇した分だけ減少し、トラン
ス２がリセットされる。その後、共振用コンデンサ１１
は共振用リアクトル１３及び逆流阻止用ダイオード１４
のバイパス回路１５とトランス２の１次巻線２ａを介し
て放電し、図２（Ｂ）に示すように共振用コンデンサ１
１の両端の電圧Ｖ_Cがｔ₃において直流電源１の電圧Ｅに
等しくなる。

【００１８】図２（Ａ）に示すように、ｔ₄において制
御回路７からトランジスタ３のベース端子に付与される
制御パルス信号電圧Ｖ_Bが低レベルから高レベルにな
り、トランジスタ３がオフ状態からオン状態になると、
図２（Ｄ）に示すようにトランジスタ３のコレクタ−エ
ミッタ端子間の電圧Ｖ_Sが速やかに０Ｖまで降下する。
これと同時に、共振用コンデンサ１１の両端の電圧Ｖ_C
が図２（Ｂ）に示すように電圧Ｅから余弦波状に降下
し、共振用コンデンサ１１と共振用リアクトル１３とが
共振して共振用コンデンサ１１、共振用リアクトル１
３、逆流阻止用ダイオード１４及びトランジスタ３の経
路で共振電流が流れる。このため、共振用リアクトル１
３に流れる電流Ｉ_Lが図２（Ｃ）に示すように正弦波状
となる。また、トランジスタ３に流れる電流Ｉ_Sは、前
記の経路で流れる共振電流とトランス２の励磁電流との
和となるため、図２（Ｅ）に示すように共振電流分が正
弦波状に増加する。

【００１９】図２（Ｂ）に示すように、ｔ₅において共
振用コンデンサ１１の両端の電圧Ｖ_Cが０Ｖになると、
共振用リアクトル１３に流れる電流Ｉ_Lが図２（Ｃ）に
示すように正弦波の略最大値となり、共振用リアクトル
１３、逆流阻止用ダイオード１４及び充電用ダイオード
１０の経路で循環電流となって流れ続けようとする。し
かし、この循環電流は充電用ダイオード１０、共振用リ
アクトル１３、逆流阻止用ダイオード１４及び配線等の
インピーダンスの抵抗分によって図２（Ｃ）に示すよう
に次第に減衰して行き、最終的には０となる。このと
き、トランジスタ３の電流Ｉ_Sの共振電流分が０となる
ので、図２（Ｅ）に示すようにトランス２の１次巻線２
ａに流れる電流Ｉ₀に等しくなり、ｔ₅以降は直流電源１
からトランス２の１次巻線２ａ及びトランジスタ３に電
流Ｉ₀が流れる。これにより、トランス２の２次巻線２
ｂに１次巻線２ａの電圧と同極性の電圧が誘起されて整
流用ダイオード４が導通状態となり、２次巻線２ｂから
整流用ダイオード４及びリアクトル１７を介して平滑コ
ンデンサ５に電流が流れ、負荷６に直流出力電圧Ｖ_Oが
供給される。

【００２０】上記のように、本実施の形態ではトランジ
スタ３のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチングと
なるので、トランジスタ３の動作時の電力損失、即ちス
イッチング損失を低減することができる。また、トラン
ジスタ３のターンオフ時に直流電源１からトランス２の
１次巻線２ａ及び充電用ダイオード１０を介して流れる
電流とトランス２の励磁電流により、共振用コンデンサ
１１が０Ｖから直流電源１の電圧Ｅよりも高い電圧Ｅ₁
に充電され、この電圧Ｅ₁によりトランス２の１次巻線
２ａに逆方向の電圧が印加されてトランス２の１次巻線
２ａが逆励磁される。これにより、トランス２のコアの
磁束密度がトランジスタ３のオン期間中に上昇した分だ
け減少してトランス２がリセットされるので、トランス
２の磁気飽和が発生せず、トランジスタ３の破壊を防止
できる。更に、トランジスタ３のターンオフ及びターン
オン時に発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電
流は、共振用コンデンサ１１と共振用リアクトル１３と
の共振作用により吸収され、トランジスタ３の電圧及び
電流波形の立上り及び立下りが緩やかになるので、トラ
ンジスタ３のオン・オフ動作時のサージ電圧、サージ電
流及びノイズを低減することができる。

【００２１】図１に示す実施の形態のトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは変更が可能である。例えば、図３
に示す実施の形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
において、トランス２に１次巻線２ａと逆極性で結合す
る３次巻線２ｃを設け、この３次巻線２ｃを整流用ダイ
オード１８を介して平滑コンデンサ５の両端に接続した
ものである。その他の構成は、図１に示すトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同様である。また、図３に
示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御
パルス信号電圧Ｖ_B、共振用コンデンサ１１の電圧Ｖ_C、
共振用リアクトル１２に流れる電流Ｉ_L、トランジスタ
３のコレクタ−エミッタ端子間の電圧Ｖ_S及びトランジ
スタ３に流れる電流Ｉ_Sの各波形はそれぞれ図４（Ａ）
〜（Ｅ）に示す通りである。図３に示すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ３がオン状態
からオフ状態となるとき、トランス２の３次巻線２ｃに
発生する電圧により１次巻線２ａに逆電圧が発生し、こ
の逆電圧と共振用コンデンサ１１の充電電圧Ｅ₁により
トランス２の１次巻線２ａに逆方向の電圧が印加され、
トランス２の１次巻線２ａが逆励磁される。このため、
図４（Ｂ）に示すようにトランジスタ３のオフ期間中
（ｔ₁〜ｔ₃）において共振用コンデンサ１１の電圧Ｖ_C
を直流電源１の電圧Ｅより高い電圧Ｅ₁に一定に保持で
きるので、トランス２のリセットがより確実となり、ト
ランス２の磁気飽和によるトランジスタ３の破壊をより
確実に防止することが可能となる。

【００２２】本発明の実施態様は前記の各実施の形態に
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の各実施の形態のバイパス回路１５を構成する共振用
リアクトル１３及び逆流阻止ダイオード１４の接続順序
は逆でも構わない。また、上記の各実施の形態ではスイ
ッチング素子としてバイポーラ型トランジスタを使用し
た形態を示したが、ＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果
型トランジスタ）、Ｊ−ＦＥＴ（接合型電界効果トラン
ジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジスタ）又は
サイリスタ等の他のスイッチング素子も使用可能であ
る。また、トランス２の２次巻線２ｂを巻数のそれぞれ
異なる複数の巻線に分割し、各２次巻線に整流平滑回路
をそれぞれ接続してマルチ出力のＤＣ−ＤＣコンバータ
とすることも可能である。更に、図１に示す実施の形態
ではトランス２の１次巻線２ａ及び２次巻線２ｂが互い
に同極性で結合しかつトランジスタ３がオン期間中のと
き整流用ダイオード４が導通状態であるフォワード方式
のＤＣ−ＤＣコンバータへ適用した形態を示したが、ト
ランス２の１次巻線２ａ及び２次巻線２ｂが互いに逆極
性で結合しかつトランジスタ３がオン期間中のとき整流
用ダイオード４が非導通状態であるフライバック方式の
ＤＣ−ＤＣコンバータにも適用が可能である。

【００２３】

【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子の動
作時のスイッチング損失やノイズを低減できると共に、
フォワード方式の場合においてトランスの磁気飽和によ
るスイッチング素子の破壊を防止できるので、フォワー
ド及びフライバックの両方式において変換効率の向上や
ノイズフィルタの低減を図ることができると共に信頼性
の向上を図ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施の形態を示すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図

【図２】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図

【図３】 本発明の他の実施の形態を示すトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図

【図４】 図３の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図

【図５】 従来のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す電気回路図

【符号の説明】

１・・直流電源、 ２・・トランス、 ２ａ・・１次巻
線、 ２ｂ・・２次巻線、 ２ｃ・・３次巻線、 ３・
・トランジスタ（スイッチング素子）、 ４・・整流用
ダイオード、 ５・・平滑コンデンサ、 ６・・負荷、
７・・制御回路、 １０・・充電用ダイオード（充電
用整流素子）、 １１・・共振用コンデンサ、 １２・
・共振回路、 １３・・共振用リアクトル、 １４・・
逆流阻止用ダイオード（逆流阻止用整流素子）、 １５
・・バイパス回路、 １６・・転流用ダイオード、 １
７・・リアクトル、 １８・・整流用ダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/28 H02J 1/00

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源に直列に接続されたトランスの
   １次巻線及びスイッチング素子と、前記１次巻線に接続
   された前記スイッチング素子の第１の主端子と第２の主
   端子との間に接続された共振回路と、該共振回路と前記
   トランスの１次巻線との間に接続されたバイパス回路と
   を備え、 前記共振回路は、前記１次巻線と前記スイッチング素子
   の第１の主端子との接続点に一端を接続した充電用整流
   素子と、前記直流電源に接続された前記スイッチング素
   子の第２の主端子と前記充電用整流素子の他端との間に
   接続された共振用コンデンサとを備え、 前記スイッチング素子をオン・オフ動作させることによ
   り前記トランスの２次巻線から整流平滑回路を介して前
   記直流電源の電圧とは異なる定電圧の直流出力を取り出
   すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記バイパス回路は、前記充電用整流素子及び前記共振
   用コンデンサの接続点と前記１次巻線及び前記スイッチ
   ング素子の第１の主端子の接続点との間に直列に接続さ
   れた共振用リアクトル及び逆流阻止用整流素子を備え、 前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態となると
   き、前記直流電源から前記１次巻線を介して前記共振回
   路に流れる電流と前記トランスの励磁電流により、略０
   Ｖから前記直流電源の電圧よりも高い電圧に前記共振回
   路内の共振用コンデンサを充電し、前記共振用コンデン
   サの電圧により前記バイパス回路を介して前記１次巻線
   を逆励磁することを特徴とするトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータ。
2. 【請求項２】 前記１次巻線と逆極性で結合する３次巻
   線を前記トランスに設け、前記スイッチング素子がオン
   状態からオフ状態となるとき、前記３次巻線に発生する
   電圧により前記１次巻線に発生させる逆電圧と前記共振
   用コンデンサの充電電圧とにより前記１次巻線を逆励磁
   する請求項１に記載のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
   ータ。