JP2993635B2 - トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はトランス接続型ＤＣ
−ＤＣコンバータ、特に部品点数が少なくかつスイッチ
ング損失の少ないトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ
に関するものである。
−ＤＣコンバータ、特に部品点数が少なくかつスイッチ
ング損失の少ないトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
チング素子とが直列に接続され、スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線か
ら整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を取り出す構成のトランス接続型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く
使用されている。例えば、図３に示す従来のトランス接
続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、１次巻線
２a及び２次巻線２bを有するトランス２と、直流電源１
の両端に直列接続されたトランス２の１次巻線２a及び
スイッチング素子としてのトランジスタ３と、トランス
２の２次巻線２bに接続された整流ダイオード４及び平
滑コンデンサ５から成る整流平滑回路と、平滑コンデン
サ５と並列に接続された負荷６と、トランジスタ３のベ
ース端子に制御パルス信号を付与してトランジスタ３を
オン・オフ動作させる制御回路７とを備えている。特に
図示はしないが、制御回路７内には、一定周期の三角波
電圧を発生する発振回路部と、基準電圧に対する負荷６
の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部
と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の三
角波電圧を比較する比較回路部と、比較回路部の出力電
圧に比例した時間幅の制御パルス信号を発生してトラン
ジスタ３のベース端子に付与する制御パルス発生回路部
とが設けられている。このトランス接続型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータでは、制御回路７により出力電圧Ｅ0、即ち負
荷６の端子電圧に応じて制御パルス信号のパルス幅を変
化させ、トランジスタ３のオン・オフ期間を制御するこ
とにより、直流電源１の電圧Ｅとは異なる定電圧の直流
出力を負荷６に供給する。図３に示すトランス接続型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ３のターンオン
又はターンオフ時において、図４に示すようにトランジ
スタ３のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEとトランジ
スタ３のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分Ｗに基づく
大きなスイッチング損失が発生する。また、トランジス
タ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ
電流波形ＩCの立上りが急峻であるため、スパイク状の
サージ電圧Ｖsr、サージ電流Ｉsr及びノイズが発生す
る。
チング素子とが直列に接続され、スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線か
ら整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を取り出す構成のトランス接続型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く
使用されている。例えば、図３に示す従来のトランス接
続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、１次巻線
２a及び２次巻線２bを有するトランス２と、直流電源１
の両端に直列接続されたトランス２の１次巻線２a及び
スイッチング素子としてのトランジスタ３と、トランス
２の２次巻線２bに接続された整流ダイオード４及び平
滑コンデンサ５から成る整流平滑回路と、平滑コンデン
サ５と並列に接続された負荷６と、トランジスタ３のベ
ース端子に制御パルス信号を付与してトランジスタ３を
オン・オフ動作させる制御回路７とを備えている。特に
図示はしないが、制御回路７内には、一定周期の三角波
電圧を発生する発振回路部と、基準電圧に対する負荷６
の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部
と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の三
角波電圧を比較する比較回路部と、比較回路部の出力電
圧に比例した時間幅の制御パルス信号を発生してトラン
ジスタ３のベース端子に付与する制御パルス発生回路部
とが設けられている。このトランス接続型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータでは、制御回路７により出力電圧Ｅ0、即ち負
荷６の端子電圧に応じて制御パルス信号のパルス幅を変
化させ、トランジスタ３のオン・オフ期間を制御するこ
とにより、直流電源１の電圧Ｅとは異なる定電圧の直流
出力を負荷６に供給する。図３に示すトランス接続型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ３のターンオン
又はターンオフ時において、図４に示すようにトランジ
スタ３のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEとトランジ
スタ３のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分Ｗに基づく
大きなスイッチング損失が発生する。また、トランジス
タ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ
電流波形ＩCの立上りが急峻であるため、スパイク状の
サージ電圧Ｖsr、サージ電流Ｉsr及びノイズが発生す
る。
【０００３】上記の問題点を解決するため、本願発明者
は以前に図５及び図６に示すトランス接続型ＤＣ−ＤＣ
コンバータを提案し、特願平７−４４６６１号として平
成７年３月３日付けで特許出願している。図５に示すト
ランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、図３に示すト
ランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、トランス
２の１次巻線２a及びトランジスタ３の接続点に一端が
接続された第１の共振用コンデンサ８と、第１の共振用
コンデンサ８の他端と直流電源１の陽極端子（一端）と
の間に接続された第１の整流素子としての第１のダイオ
ード９と、第１の共振用コンデンサ８の一端及びトラン
ジスタ３の接続点に接続された第２の整流素子としての
第２のダイオード１０と、第２のダイオード１０の他端
と直流電源１の陰極端子（他端）との間に接続された第
２の共振用コンデンサ１１と、第１のダイオード９及び
第１の共振用コンデンサ８の接続点と第２の共振用コン
デンサ１１及び第２のダイオード１０の接続点との間に
直列に接続された共振用リアクトル１２及び第３の整流
素子としての第３のダイオード１３とを追加している。
図５のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、第１
及び第２の共振用コンデンサ８、１０と共振用リアクト
ル１２によりトランジスタ３のターンオフ及びターンオ
ン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングとな
り、スイッチング損失が低減される。また、トランジス
タ３のターンオフ及びターンオン時に発生するスパイク
状のサージ電圧及びサージ電流は、第１及び第２の共振
用コンデンサ８、１０と共振用リアクトル１２との共振
作用により吸収され、トランジスタ３のオン・オフ動作
時のサージ電圧、サージ電流及びノイズが低減される。
図６に示すトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、
図５に示すトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータのトラ
ンス２の１次巻線２aと直列に限流用リアクトル１４を
接続することにより、トランジスタ３のターンオン時に
トランス２の１次巻線２aからトランジスタ３に流れる
サージ電流を低減して、スイッチング損失やノイズを図
５の場合より更に低減している。
は以前に図５及び図６に示すトランス接続型ＤＣ−ＤＣ
コンバータを提案し、特願平７−４４６６１号として平
成７年３月３日付けで特許出願している。図５に示すト
ランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、図３に示すト
ランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、トランス
２の１次巻線２a及びトランジスタ３の接続点に一端が
接続された第１の共振用コンデンサ８と、第１の共振用
コンデンサ８の他端と直流電源１の陽極端子（一端）と
の間に接続された第１の整流素子としての第１のダイオ
ード９と、第１の共振用コンデンサ８の一端及びトラン
ジスタ３の接続点に接続された第２の整流素子としての
第２のダイオード１０と、第２のダイオード１０の他端
と直流電源１の陰極端子（他端）との間に接続された第
２の共振用コンデンサ１１と、第１のダイオード９及び
第１の共振用コンデンサ８の接続点と第２の共振用コン
デンサ１１及び第２のダイオード１０の接続点との間に
直列に接続された共振用リアクトル１２及び第３の整流
素子としての第３のダイオード１３とを追加している。
図５のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、第１
及び第２の共振用コンデンサ８、１０と共振用リアクト
ル１２によりトランジスタ３のターンオフ及びターンオ
ン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングとな
り、スイッチング損失が低減される。また、トランジス
タ３のターンオフ及びターンオン時に発生するスパイク
状のサージ電圧及びサージ電流は、第１及び第２の共振
用コンデンサ８、１０と共振用リアクトル１２との共振
作用により吸収され、トランジスタ３のオン・オフ動作
時のサージ電圧、サージ電流及びノイズが低減される。
図６に示すトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、
図５に示すトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータのトラ
ンス２の１次巻線２aと直列に限流用リアクトル１４を
接続することにより、トランジスタ３のターンオン時に
トランス２の１次巻線２aからトランジスタ３に流れる
サージ電流を低減して、スイッチング損失やノイズを図
５の場合より更に低減している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図５に示す
トランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランス２
が漏洩インダクタンスのない理想的なトランスである場
合、トランジスタ３のターンオン時においてトランス２
の１次巻線２aからトランジスタ３にサージ電流が流
れ、スイッチング損失やノイズが発生する欠点があっ
た。また、図６に示すトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータでは、トランス２の１次巻線２aからトランジスタ
３に流れるサージ電流に起因するスイッチング損失やノ
イズを限流用リアクトル１４により低減することはでき
るが、部品点数が増加し、レギュレーション特性も劣化
する欠点があった。特に、限流用リアクトル１４は巻線
形素子であるため、寸法及び重量共に大きく、リアクト
ル等の大形重量部品の削減はＤＣ−ＤＣコンバータの小
形・軽量化及びコストダウンを図る上で極めて重要な課
題である。
トランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランス２
が漏洩インダクタンスのない理想的なトランスである場
合、トランジスタ３のターンオン時においてトランス２
の１次巻線２aからトランジスタ３にサージ電流が流
れ、スイッチング損失やノイズが発生する欠点があっ
た。また、図６に示すトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータでは、トランス２の１次巻線２aからトランジスタ
３に流れるサージ電流に起因するスイッチング損失やノ
イズを限流用リアクトル１４により低減することはでき
るが、部品点数が増加し、レギュレーション特性も劣化
する欠点があった。特に、限流用リアクトル１４は巻線
形素子であるため、寸法及び重量共に大きく、リアクト
ル等の大形重量部品の削減はＤＣ−ＤＣコンバータの小
形・軽量化及びコストダウンを図る上で極めて重要な課
題である。
【０００５】そこで、本発明は部品点数を削減できかつ
スイッチング損失やノイズ等を低減できるトランス接続
型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
スイッチング損失やノイズ等を低減できるトランス接続
型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によるトランス接
続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源とトランスの１
次巻線とスイッチング素子とが直列に接続され、前記ス
イッチング素子をオン・オフ動作させることにより前記
トランスの２次巻線から整流平滑回路を介して前記直流
電源の電圧とは異なる電圧の直流出力を取り出す。この
トランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記トラン
スの１次巻線と前記スイッチング素子との間に接続され
た共振用リアクトルと、前記トランスの１次巻線及び前
記共振用リアクトルの接続点に一端が接続された第１の
共振用コンデンサと、該第１の共振用コンデンサの他端
と前記直流電源の一端との間に接続された第１の整流素
子と、前記共振用リアクトル及び前記スイッチング素子
の接続点に一端が接続された第２の整流素子と、該第２
の整流素子の他端と前記直流電源の他端との間に接続さ
れた第２の共振用コンデンサと、前記第１の整流素子及
び前記第１の共振用コンデンサの接続点と前記第２の共
振用コンデンサ及び前記第２の整流素子の接続点との間
に接続された第３の整流素子とを備え、前記スイッチン
グ素子がオフ状態となったときに前記第１の共振用コン
デンサが放電されると共に前記第２の共振用コンデンサ
が正弦波状に充電されて行き、前記スイッチング素子が
オン状態となったときに前記第２の共振用コンデンサが
放電されると共に前記第１及び第２の共振用コンデンサ
と前記共振用リアクトルとが共振して前記スイッチング
素子に共振電流が流れる。
続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源とトランスの１
次巻線とスイッチング素子とが直列に接続され、前記ス
イッチング素子をオン・オフ動作させることにより前記
トランスの２次巻線から整流平滑回路を介して前記直流
電源の電圧とは異なる電圧の直流出力を取り出す。この
トランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記トラン
スの１次巻線と前記スイッチング素子との間に接続され
た共振用リアクトルと、前記トランスの１次巻線及び前
記共振用リアクトルの接続点に一端が接続された第１の
共振用コンデンサと、該第１の共振用コンデンサの他端
と前記直流電源の一端との間に接続された第１の整流素
子と、前記共振用リアクトル及び前記スイッチング素子
の接続点に一端が接続された第２の整流素子と、該第２
の整流素子の他端と前記直流電源の他端との間に接続さ
れた第２の共振用コンデンサと、前記第１の整流素子及
び前記第１の共振用コンデンサの接続点と前記第２の共
振用コンデンサ及び前記第２の整流素子の接続点との間
に接続された第３の整流素子とを備え、前記スイッチン
グ素子がオフ状態となったときに前記第１の共振用コン
デンサが放電されると共に前記第２の共振用コンデンサ
が正弦波状に充電されて行き、前記スイッチング素子が
オン状態となったときに前記第２の共振用コンデンサが
放電されると共に前記第１及び第２の共振用コンデンサ
と前記共振用リアクトルとが共振して前記スイッチング
素子に共振電流が流れる。
【０００７】スイッチング素子をオンした状態でスイッ
チング素子をオフ状態に切り替えると、トランスの１次
巻線及びスイッチング素子に流れていた電流がそれぞれ
第１及び第２の共振用コンデンサに流れる電流に切り替
わり、第１の共振用コンデンサが放電されると共に第２
の共振用コンデンサが正弦波状に充電されて行く。これ
により、スイッチング素子の両端の電圧が０Ｖから正弦
波状に上昇するので、スイッチング素子のターンオフ時
におけるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成され、
スイッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を
低減することができる。また、スイッチング素子をオフ
状態からオン状態にすると、第２の共振用コンデンサが
放電されると共に第１及び第２の共振用コンデンサと共
振用リアクトルとが共振してスイッチング素子に共振電
流が流れる。これにより、スイッチング素子の電流が０
から正弦波状に増加するので、スイッチング素子のター
ンオン時におけるゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達
成され、スイッチング素子のターンオン時のスイッチン
グ損失を低減することができる。以上により、スイッチ
ング素子のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減
することができる。これと共に、スイッチング素子のタ
ーンオフ及びターンオン時に発生するスパイク状のサー
ジ電圧及び電流は、共振用コンデンサ及び共振用リアク
トルの共振作用により吸収され、スイッチング素子の電
圧及び電流波形の立下り及び立上りが緩やかになるの
で、スイッチング素子のオン・オフ動作時のサージ電圧
及び電流を低減することができる。更に、スイッチング
素子のターンオン時においてトランスの１次巻線から共
振用リアクトルを介してスイッチング素子に流れるサー
ジ電流が共振用リアクトルの自己誘導作用により吸収さ
れ、スイッチング素子に流れる電流が０から緩やかに増
加する。このため、従来必要とした限流用リアクトルが
不要となり部品点数を削減できると共に、スイッチング
素子のターンオン時におけるゼロ電流スイッチングをよ
り確実にしてスイッチング素子のターンオン時のスイッ
チング損失やノイズをより低減することができる。
チング素子をオフ状態に切り替えると、トランスの１次
巻線及びスイッチング素子に流れていた電流がそれぞれ
第１及び第２の共振用コンデンサに流れる電流に切り替
わり、第１の共振用コンデンサが放電されると共に第２
の共振用コンデンサが正弦波状に充電されて行く。これ
により、スイッチング素子の両端の電圧が０Ｖから正弦
波状に上昇するので、スイッチング素子のターンオフ時
におけるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成され、
スイッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を
低減することができる。また、スイッチング素子をオフ
状態からオン状態にすると、第２の共振用コンデンサが
放電されると共に第１及び第２の共振用コンデンサと共
振用リアクトルとが共振してスイッチング素子に共振電
流が流れる。これにより、スイッチング素子の電流が０
から正弦波状に増加するので、スイッチング素子のター
ンオン時におけるゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達
成され、スイッチング素子のターンオン時のスイッチン
グ損失を低減することができる。以上により、スイッチ
ング素子のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減
することができる。これと共に、スイッチング素子のタ
ーンオフ及びターンオン時に発生するスパイク状のサー
ジ電圧及び電流は、共振用コンデンサ及び共振用リアク
トルの共振作用により吸収され、スイッチング素子の電
圧及び電流波形の立下り及び立上りが緩やかになるの
で、スイッチング素子のオン・オフ動作時のサージ電圧
及び電流を低減することができる。更に、スイッチング
素子のターンオン時においてトランスの１次巻線から共
振用リアクトルを介してスイッチング素子に流れるサー
ジ電流が共振用リアクトルの自己誘導作用により吸収さ
れ、スイッチング素子に流れる電流が０から緩やかに増
加する。このため、従来必要とした限流用リアクトルが
不要となり部品点数を削減できると共に、スイッチング
素子のターンオン時におけるゼロ電流スイッチングをよ
り確実にしてスイッチング素子のターンオン時のスイッ
チング損失やノイズをより低減することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるトランス接続
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を図１及び図２に
基づいて説明する。但し、図１では図５に示す箇所と実
質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省
略する。本実施形態のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、図５に示すトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおける共振用リアクトル１２の接続位置をトランス
２の１次巻線２aとトランジスタ３との間に変更したも
のである。また、トランス２は理想的に製作された漏洩
インダクタンスのないトランスを使用しても構わない。
その他の構成は、図５のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコン
バータと同一である。
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を図１及び図２に
基づいて説明する。但し、図１では図５に示す箇所と実
質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省
略する。本実施形態のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、図５に示すトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおける共振用リアクトル１２の接続位置をトランス
２の１次巻線２aとトランジスタ３との間に変更したも
のである。また、トランス２は理想的に製作された漏洩
インダクタンスのないトランスを使用しても構わない。
その他の構成は、図５のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコン
バータと同一である。
【０００９】次に、図１に示すトランス接続型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作について説明する。図２(Ａ)に示す
ようにｔ1以前においてトランジスタ３がオン状態のと
きは、図２(Ｇ)、(Ｅ)及び(Ｂ)に示すようにトランス２
の１次巻線２a、共振用リアクトル１２及びトランジス
タ３に電流Ｉ0が流れている。このとき、トランス２及
び共振用リアクトル１２にエネルギが蓄積され、図２
(Ｆ)に示すように第１の共振用コンデンサ８は図１に示
す極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている。一
方、トランス２の２次巻線２bには１次巻線２aの電圧と
は逆極性の電圧が誘起されるので、整流ダイオード４は
非導通状態で電流が流れず、平滑コンデンサ５から負荷
６に電流が流れている。
Ｃコンバータの動作について説明する。図２(Ａ)に示す
ようにｔ1以前においてトランジスタ３がオン状態のと
きは、図２(Ｇ)、(Ｅ)及び(Ｂ)に示すようにトランス２
の１次巻線２a、共振用リアクトル１２及びトランジス
タ３に電流Ｉ0が流れている。このとき、トランス２及
び共振用リアクトル１２にエネルギが蓄積され、図２
(Ｆ)に示すように第１の共振用コンデンサ８は図１に示
す極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている。一
方、トランス２の２次巻線２bには１次巻線２aの電圧と
は逆極性の電圧が誘起されるので、整流ダイオード４は
非導通状態で電流が流れず、平滑コンデンサ５から負荷
６に電流が流れている。
【００１０】図２(Ａ)に示すように、ｔ1において制御
回路７からトランジスタ３のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが高レベルから低レベルになり、
トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、図２
(Ｇ)及び(Ｉ)に示すようにトランス２の１次巻線２aに
流れていた電流ＩTが第１の共振用コンデンサ８に流れ
る電流ＩC1に切り替わる。これと共に、図２(Ｂ)及び
(Ｈ)に示すようにトランジスタ３に流れていた電流ＩTR
が直ちに第２のダイオード１０を介して第２の共振用コ
ンデンサ１１に流れる電流に切り替わる。このとき、第
１の共振用コンデンサ８が放電して第１の共振用コンデ
ンサ８に流れる電流ＩC1が図２(Ｉ)に示すように正弦波
状に減少して行くと共に、図２(Ｆ)に示すように第１の
共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が直流電源１の電
圧Ｅから正弦波状に降下して行く。これに伴って、図２
(Ｈ)に示すように第２の共振用コンデンサ１１に流れる
電流ＩC2が余弦波状に増加して第２の共振用コンデンサ
１１が充電されて行き、図２(Ｄ)に示すように第２の共
振用コンデンサ１１の両端の電圧ＶC2が０Ｖから正弦波
状に上昇する。これと同時に、共振用リアクトル１２か
ら蓄積されたエネルギが放出され、図２(Ｅ)に示すよう
に共振用リアクトル１２の電流ＩLが余弦波状に降下し
て行く。これにより、図２(Ｃ)に示すようにトランジス
タ３の両端の電圧ＶTRが０Ｖから正弦波状に上昇する。
このため、トランジスタ３のターンオフ時は電圧波形と
電流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとな
る。
回路７からトランジスタ３のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが高レベルから低レベルになり、
トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、図２
(Ｇ)及び(Ｉ)に示すようにトランス２の１次巻線２aに
流れていた電流ＩTが第１の共振用コンデンサ８に流れ
る電流ＩC1に切り替わる。これと共に、図２(Ｂ)及び
(Ｈ)に示すようにトランジスタ３に流れていた電流ＩTR
が直ちに第２のダイオード１０を介して第２の共振用コ
ンデンサ１１に流れる電流に切り替わる。このとき、第
１の共振用コンデンサ８が放電して第１の共振用コンデ
ンサ８に流れる電流ＩC1が図２(Ｉ)に示すように正弦波
状に減少して行くと共に、図２(Ｆ)に示すように第１の
共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が直流電源１の電
圧Ｅから正弦波状に降下して行く。これに伴って、図２
(Ｈ)に示すように第２の共振用コンデンサ１１に流れる
電流ＩC2が余弦波状に増加して第２の共振用コンデンサ
１１が充電されて行き、図２(Ｄ)に示すように第２の共
振用コンデンサ１１の両端の電圧ＶC2が０Ｖから正弦波
状に上昇する。これと同時に、共振用リアクトル１２か
ら蓄積されたエネルギが放出され、図２(Ｅ)に示すよう
に共振用リアクトル１２の電流ＩLが余弦波状に降下し
て行く。これにより、図２(Ｃ)に示すようにトランジス
タ３の両端の電圧ＶTRが０Ｖから正弦波状に上昇する。
このため、トランジスタ３のターンオフ時は電圧波形と
電流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとな
る。
【００１１】図２(Ｆ)に示すように、ｔ2において第１
の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖになる
と、第１のダイオード９が非導通状態になるので、トラ
ンス２の１次巻線２aには電流が流れなくなり、図２
(Ｇ)に示すようにトランス２の１次巻線２aに流れる電
流ＩTが０となる。また、図２(Ｅ)に示すように共振用
リアクトル１２の電流ＩLが０となる。これと同時に、
図２(Ｄ)に示すように第２の共振用コンデンサ１１の両
端の電圧ＶC2が直流電源１の電圧Ｅに達し、トランジス
タ３の両端の電圧ＶTRが図２(Ｃ)に示すように直流電源
１の電圧Ｅに等しくなる。このとき、トランス２の２次
巻線２bに逆起電力が発生して整流ダイオード４が導通
状態となり、トランス２に蓄積されたエネルギが２次巻
線２bから整流ダイオード４を介して負荷６へ放出され
ると共に、平滑コンデンサ５が充電される。
の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖになる
と、第１のダイオード９が非導通状態になるので、トラ
ンス２の１次巻線２aには電流が流れなくなり、図２
(Ｇ)に示すようにトランス２の１次巻線２aに流れる電
流ＩTが０となる。また、図２(Ｅ)に示すように共振用
リアクトル１２の電流ＩLが０となる。これと同時に、
図２(Ｄ)に示すように第２の共振用コンデンサ１１の両
端の電圧ＶC2が直流電源１の電圧Ｅに達し、トランジス
タ３の両端の電圧ＶTRが図２(Ｃ)に示すように直流電源
１の電圧Ｅに等しくなる。このとき、トランス２の２次
巻線２bに逆起電力が発生して整流ダイオード４が導通
状態となり、トランス２に蓄積されたエネルギが２次巻
線２bから整流ダイオード４を介して負荷６へ放出され
ると共に、平滑コンデンサ５が充電される。
【００１２】図２(Ａ)に示すように、ｔ3において制御
回路７からトランジスタ３のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルになり、
トランジスタ３がオフ状態からオン状態になると、図２
(Ｃ)に示すようにトランジスタ３の両端の電圧ＶTRが速
やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、第２の共振用
コンデンサ１１が放電を開始し、第１及び第２の共振用
コンデンサ８、１１と共振用リアクトル１２とが共振し
て第２の共振用コンデンサ１１、第３のダイオード１
３、第１の共振用コンデンサ８、共振用リアクトル１２
及びトランジスタ３の経路で共振電流が流れる。このと
きの第１及び第２の共振用コンデンサ８、１１に流れる
電流ＩC1、ＩC2の波形はそれぞれ図２(Ｉ)及び(Ｈ)に示
す通りとなる。このとき、第１の共振用コンデンサ８が
余弦波状に充電されて行き、図２(Ｆ)に示すように第１
の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖから余弦
波状に上昇して行く。これと共に、第２の共振用コンデ
ンサ１１の両端の電圧ＶC2が図２(Ｄ)に示すように電圧
Ｅから余弦波状に降下して行く。また、トランジスタ３
のターンオン時においてトランス２の１次巻線２aから
共振用リアクトル１２を介してトランジスタ３に流れる
電流は、共振用リアクトル１２の自己誘導作用により０
から直線的に増加して行く。これにより、トランス２の
１次巻線２a、共振用リアクトル１２及びトランジスタ
３のそれぞれに流れる電流ＩT、ＩL、ＩTRが図２(Ｇ)、
(Ｅ)及び(Ｂ)に示すように０から直線的に増加して行
く。その後、図２(Ｅ)、(Ｂ)及び(Ｇ)に示すように、ｔ
4において共振用リアクトル１２及びトランジスタ３の
電流ＩL、ＩTRがトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0に
等しくなると、ｔ4以降は共振用リアクトル１２及びト
ランジスタ３の電流ＩL、ＩTRが正弦波状に増加して行
く。したがって、トランジスタ３のターンオン時におい
て電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電流スイッ
チングとなる。
回路７からトランジスタ３のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルになり、
トランジスタ３がオフ状態からオン状態になると、図２
(Ｃ)に示すようにトランジスタ３の両端の電圧ＶTRが速
やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、第２の共振用
コンデンサ１１が放電を開始し、第１及び第２の共振用
コンデンサ８、１１と共振用リアクトル１２とが共振し
て第２の共振用コンデンサ１１、第３のダイオード１
３、第１の共振用コンデンサ８、共振用リアクトル１２
及びトランジスタ３の経路で共振電流が流れる。このと
きの第１及び第２の共振用コンデンサ８、１１に流れる
電流ＩC1、ＩC2の波形はそれぞれ図２(Ｉ)及び(Ｈ)に示
す通りとなる。このとき、第１の共振用コンデンサ８が
余弦波状に充電されて行き、図２(Ｆ)に示すように第１
の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖから余弦
波状に上昇して行く。これと共に、第２の共振用コンデ
ンサ１１の両端の電圧ＶC2が図２(Ｄ)に示すように電圧
Ｅから余弦波状に降下して行く。また、トランジスタ３
のターンオン時においてトランス２の１次巻線２aから
共振用リアクトル１２を介してトランジスタ３に流れる
電流は、共振用リアクトル１２の自己誘導作用により０
から直線的に増加して行く。これにより、トランス２の
１次巻線２a、共振用リアクトル１２及びトランジスタ
３のそれぞれに流れる電流ＩT、ＩL、ＩTRが図２(Ｇ)、
(Ｅ)及び(Ｂ)に示すように０から直線的に増加して行
く。その後、図２(Ｅ)、(Ｂ)及び(Ｇ)に示すように、ｔ
4において共振用リアクトル１２及びトランジスタ３の
電流ＩL、ＩTRがトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0に
等しくなると、ｔ4以降は共振用リアクトル１２及びト
ランジスタ３の電流ＩL、ＩTRが正弦波状に増加して行
く。したがって、トランジスタ３のターンオン時におい
て電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電流スイッ
チングとなる。
【００１３】図２(Ｅ)に示すように、ｔ5において共振
用リアクトル１２の電流ＩLが再びＩ0に等しくなると、
第１及び第２の共振用コンデンサ８、１１の両端の電圧
ＶC1、ＶC2が図２(Ｆ)及び(Ｄ)に示すようにそれぞれ直
流電源１の電圧Ｅ及び０Ｖとなる。このとき、トランジ
スタ３の電流ＩTRの共振電流分が０となるので、図２
(Ｂ)に示すようにトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0に
等しくなり、ｔ5以降は直流電源１からトランス２の１
次巻線２a、共振用リアクトル１２及びトランジスタ３
に電流Ｉ0が流れる。これにより、トランス２にエネル
ギが蓄積されると共に整流ダイオード４が非導通状態と
なり、平滑コンデンサ５が放電して負荷６に電流が流れ
る。
用リアクトル１２の電流ＩLが再びＩ0に等しくなると、
第１及び第２の共振用コンデンサ８、１１の両端の電圧
ＶC1、ＶC2が図２(Ｆ)及び(Ｄ)に示すようにそれぞれ直
流電源１の電圧Ｅ及び０Ｖとなる。このとき、トランジ
スタ３の電流ＩTRの共振電流分が０となるので、図２
(Ｂ)に示すようにトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0に
等しくなり、ｔ5以降は直流電源１からトランス２の１
次巻線２a、共振用リアクトル１２及びトランジスタ３
に電流Ｉ0が流れる。これにより、トランス２にエネル
ギが蓄積されると共に整流ダイオード４が非導通状態と
なり、平滑コンデンサ５が放電して負荷６に電流が流れ
る。
【００１４】上記のように、本実施形態ではトランジス
タ３のターンオフ及びターンオン時においてゼロ電圧又
はゼロ電流スイッチングが達成されるので、トランジス
タ３のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング
損失を低減することができる。また、トランジスタ３の
ターンオフ及びターンオン時に発生するスパイク状のサ
ージ電圧及びサージ電流は、第１及び第２の共振用コン
デンサ８、１１と共振用リアクトル１２との共振作用に
より吸収され、トランジスタ３の電圧及び電流波形の立
上り及び立下りが緩やかになるので、トランジスタ３の
オン・オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズ
を低減することができる。更に、トランジスタ３のター
ンオン時においてトランス２の１次巻線２aから共振用
リアクトル１２を介してトランジスタ３に流れるサージ
電流は共振用リアクトル１２の自己誘導作用により吸収
され、トランジスタ３に流れる電流ＩTRが０から緩やか
に増加する。このため、トランス２が漏洩インダクタン
スのない理想的なトランスである場合においても従来必
要とした限流用リアクトルが不要であり、部品点数の削
減が可能である。したがって、少ない部品点数でトラン
ジスタ３のターンオン時におけるゼロ電流スイッチング
をより確実にしてトランジスタ３のターンオン時のスイ
ッチング損失やノイズをより低減することができる。
タ３のターンオフ及びターンオン時においてゼロ電圧又
はゼロ電流スイッチングが達成されるので、トランジス
タ３のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング
損失を低減することができる。また、トランジスタ３の
ターンオフ及びターンオン時に発生するスパイク状のサ
ージ電圧及びサージ電流は、第１及び第２の共振用コン
デンサ８、１１と共振用リアクトル１２との共振作用に
より吸収され、トランジスタ３の電圧及び電流波形の立
上り及び立下りが緩やかになるので、トランジスタ３の
オン・オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズ
を低減することができる。更に、トランジスタ３のター
ンオン時においてトランス２の１次巻線２aから共振用
リアクトル１２を介してトランジスタ３に流れるサージ
電流は共振用リアクトル１２の自己誘導作用により吸収
され、トランジスタ３に流れる電流ＩTRが０から緩やか
に増加する。このため、トランス２が漏洩インダクタン
スのない理想的なトランスである場合においても従来必
要とした限流用リアクトルが不要であり、部品点数の削
減が可能である。したがって、少ない部品点数でトラン
ジスタ３のターンオン時におけるゼロ電流スイッチング
をより確実にしてトランジスタ３のターンオン時のスイ
ッチング損失やノイズをより低減することができる。
【００１５】本発明の実施態様は前記の実施形態に限定
されず、種々の変更が可能である。例えば、上記の実施
形態ではスイッチング素子として接合型パワートランジ
スタを使用した例を示したが、ＦＥＴ（電界効果トラン
ジスタ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サイリスタ）等の他の
スイッチング素子を使用してもよい。また、トランス２
の２次巻線２bを巻数のそれぞれ異なる複数の巻線に分
割し、各２次巻線に整流平滑回路をそれぞれ接続してマ
ルチ出力のＤＣ−ＤＣコンバータとすることも可能であ
る。更に、上記の実施形態ではトランジスタ３がオン期
間中のとき整流ダイオード４が非導通状態であるフライ
バック型のＤＣ−ＤＣコンバータへの適用例を示した
が、トランジスタ３がオン期間中のとき整流ダイオード
４が導通状態であるフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバー
タにも適用が可能である。
されず、種々の変更が可能である。例えば、上記の実施
形態ではスイッチング素子として接合型パワートランジ
スタを使用した例を示したが、ＦＥＴ（電界効果トラン
ジスタ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サイリスタ）等の他の
スイッチング素子を使用してもよい。また、トランス２
の２次巻線２bを巻数のそれぞれ異なる複数の巻線に分
割し、各２次巻線に整流平滑回路をそれぞれ接続してマ
ルチ出力のＤＣ−ＤＣコンバータとすることも可能であ
る。更に、上記の実施形態ではトランジスタ３がオン期
間中のとき整流ダイオード４が非導通状態であるフライ
バック型のＤＣ−ＤＣコンバータへの適用例を示した
が、トランジスタ３がオン期間中のとき整流ダイオード
４が導通状態であるフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバー
タにも適用が可能である。
【００１６】
【発明の効果】本発明によれば、従来必要とした限流用
リアクトル等の大形重量部品を不要にして部品点数を削
減できると共にスイッチング損失やノイズ等を低減でき
るので、小形・軽量・低コストでかつ低損失・低ノイズ
のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータの実現が可能と
なる。
リアクトル等の大形重量部品を不要にして部品点数を削
減できると共にスイッチング損失やノイズ等を低減でき
るので、小形・軽量・低コストでかつ低損失・低ノイズ
のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータの実現が可能と
なる。
【図１】 本発明の一実施形態を示すトランス接続型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの電気回路図
Ｃ−ＤＣコンバータの電気回路図
【図２】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図３】 従来のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す電気回路図
を示す電気回路図
【図４】 図３の回路のスイッチング電圧波形とスイッ
チング電流波形との重複部分を示す波形図
チング電流波形との重複部分を示す波形図
【図５】 図３の回路におけるスイッチング特性の改善
例を示す電気回路図
例を示す電気回路図
【図６】 図５の回路の変更実施形態を示す電気回路図
１．．．直流電源、２．．．トランス、２a．．．１次
巻線、２b．．．２次巻線、３．．．トランジスタ（ス
イッチング素子）、４．．．整流ダイオード、５．．．
平滑コンデンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、
８，１１．．．第１，第２の共振用コンデンサ、９，１
０，１３．．．、第１〜第３のダイオード（第１〜第３
の整流素子）、１２．．．共振用リアクトル、１
４．．．限流用リアクトル
巻線、２b．．．２次巻線、３．．．トランジスタ（ス
イッチング素子）、４．．．整流ダイオード、５．．．
平滑コンデンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、
８，１１．．．第１，第２の共振用コンデンサ、９，１
０，１３．．．、第１〜第３のダイオード（第１〜第３
の整流素子）、１２．．．共振用リアクトル、１
４．．．限流用リアクトル
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
チング素子とが直列に接続され、前記スイッチング素子
をオン・オフ動作させることにより前記トランスの２次
巻線から整流平滑回路を介して前記直流電源の電圧とは
異なる電圧の直流出力を取り出すトランス接続型ＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、 前記トランスの１次巻線と前記スイッチング素子との間
に接続された共振用リアクトルと、前記トランスの１次
巻線及び前記共振用リアクトルの接続点に一端が接続さ
れた第１の共振用コンデンサと、該第１の共振用コンデ
ンサの他端と前記直流電源の一端との間に接続された第
１の整流素子と、前記共振用リアクトル及び前記スイッ
チング素子の接続点に一端が接続された第２の整流素子
と、該第２の整流素子の他端と前記直流電源の他端との
間に接続された第２の共振用コンデンサと、前記第１の
整流素子及び前記第１の共振用コンデンサの接続点と前
記第２の共振用コンデンサ及び前記第２の整流素子の接
続点との間に接続された第３の整流素子とを備え、 前記スイッチング素子がオフ状態となったときに前記第
１の共振用コンデンサが放電されると共に前記第２の共
振用コンデンサが正弦波状に充電されて行き、前記スイ
ッチング素子がオン状態となったときに前記第２の共振
用コンデンサが放電されると共に前記第１及び第２の共
振用コンデンサと前記共振用リアクトルとが共振して前
記スイッチング素子に共振電流が流れることを特徴とす
るトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8212666A JP2993635B2 (ja) | 1996-08-12 | 1996-08-12 | トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8212666A JP2993635B2 (ja) | 1996-08-12 | 1996-08-12 | トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1066337A JPH1066337A (ja) | 1998-03-06 |
| JP2993635B2 true JP2993635B2 (ja) | 1999-12-20 |
Family
ID=16626398
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8212666A Expired - Fee Related JP2993635B2 (ja) | 1996-08-12 | 1996-08-12 | トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2993635B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101676734B1 (ko) * | 2012-11-30 | 2016-11-16 | 도요타 지도샤（주） | 축전 소자의 온도 조절 구조 |
-
1996
- 1996-08-12 JP JP8212666A patent/JP2993635B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1066337A (ja) | 1998-03-06 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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