JP2858412B2 - トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はトランス接続型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ、特にスイッチング損失が少なくかつ高効
率のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するもの
である。
Ｃコンバータ、特にスイッチング損失が少なくかつ高効
率のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】直流電源と、複数の巻線を有するトラン
スと、直流電源の両端に接続されたトランスの１次巻線
及びスイッチング素子の直列回路とを備え、スイッチン
グ素子をオン・オフ動作させることにより、トランスの
２次巻線から整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは
異なる定電圧の直流出力を取り出す構成のトランス接続
型ＤＣ−ＤＣコンバータは従来から電子機器等の電源回
路等に広く使用されている。例えば、図４に示す従来の
トランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１
と、１次巻線２a及び２次巻線２bを有するトランス２
と、直流電源１の両端に接続されたトランス２の１次巻
線２a及びスイッチング素子としてのトランジスタ３の
直列回路と、トランス２の２次巻線２bに接続された整
流ダイオード４及び平滑コンデンサ５から成る整流平滑
回路と、平滑コンデンサ５と並列に接続された負荷６
と、トランジスタ３のベース端子に制御パルス信号を付
与してトランジスタ３をオン・オフ動作させる制御回路
７とを備えている。特に図示はしないが、制御回路７内
には、一定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、
基準電圧に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増
幅する誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電
圧及び発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部
と、比較回路部の出力電圧に比例した時間幅の制御パル
ス信号を発生してトランジスタ３のベース端子に付与す
る制御パルス発生回路部とが設けられている。このトラ
ンス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、制御回路７によ
り出力電圧Ｅ0、即ち負荷６の端子電圧に応じて制御パ
ルス信号のパルス幅を変化させ、トランジスタ３のオン
・オフ期間を制御することにより、直流電源１の電圧Ｅ
とは異なる定電圧の直流出力を負荷６に供給する。
スと、直流電源の両端に接続されたトランスの１次巻線
及びスイッチング素子の直列回路とを備え、スイッチン
グ素子をオン・オフ動作させることにより、トランスの
２次巻線から整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは
異なる定電圧の直流出力を取り出す構成のトランス接続
型ＤＣ−ＤＣコンバータは従来から電子機器等の電源回
路等に広く使用されている。例えば、図４に示す従来の
トランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１
と、１次巻線２a及び２次巻線２bを有するトランス２
と、直流電源１の両端に接続されたトランス２の１次巻
線２a及びスイッチング素子としてのトランジスタ３の
直列回路と、トランス２の２次巻線２bに接続された整
流ダイオード４及び平滑コンデンサ５から成る整流平滑
回路と、平滑コンデンサ５と並列に接続された負荷６
と、トランジスタ３のベース端子に制御パルス信号を付
与してトランジスタ３をオン・オフ動作させる制御回路
７とを備えている。特に図示はしないが、制御回路７内
には、一定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、
基準電圧に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増
幅する誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電
圧及び発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部
と、比較回路部の出力電圧に比例した時間幅の制御パル
ス信号を発生してトランジスタ３のベース端子に付与す
る制御パルス発生回路部とが設けられている。このトラ
ンス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、制御回路７によ
り出力電圧Ｅ0、即ち負荷６の端子電圧に応じて制御パ
ルス信号のパルス幅を変化させ、トランジスタ３のオン
・オフ期間を制御することにより、直流電源１の電圧Ｅ
とは異なる定電圧の直流出力を負荷６に供給する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図４のトラ
ンス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ３
のターンオン又はターンオフ時において、図５に示すよ
うにトランジスタ３のコレクタ−エミッタ間電圧波形Ｖ
CEとトランジスタ３のコレクタ電流波形ＩCとの重複部
分Ｗに基づく大きなスイッチング損失が発生する欠点が
あった。また、トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間
電圧波形ＶCE及びコレクタ電流波形ＩCの立上りが急峻
であるため、スパイク状のサージ電圧Ｖsr、サージ電流
Ｉsr及びノイズが発生する欠点があった。
ンス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ３
のターンオン又はターンオフ時において、図５に示すよ
うにトランジスタ３のコレクタ−エミッタ間電圧波形Ｖ
CEとトランジスタ３のコレクタ電流波形ＩCとの重複部
分Ｗに基づく大きなスイッチング損失が発生する欠点が
あった。また、トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間
電圧波形ＶCE及びコレクタ電流波形ＩCの立上りが急峻
であるため、スパイク状のサージ電圧Ｖsr、サージ電流
Ｉsr及びノイズが発生する欠点があった。
【０００４】そこで、本発明はスイッチング損失やサー
ジ電圧及び電流等を低減できるトランス接続型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供することを目的とする。
ジ電圧及び電流等を低減できるトランス接続型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】「請求項１」に係る発明
のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源
と、複数の巻線を有するトランスと、前記直流電源の両
端に接続された前記トランスの１次巻線及びスイッチン
グ素子の直列回路とを備え、前記スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより前記トランスの２次巻線
から整流平滑回路を介して前記直流電源の電圧とは異な
る電圧の直流出力を取り出す。このトランス接続型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、前記トランスの１次巻線及び前記
スイッチング素子の接続点に接続された第１の共振用コ
ンデンサと、該第１の共振用コンデンサと前記直流電源
の一端との間に接続された第１の還流用整流素子と、前
記第１の共振用コンデンサ及び前記スイッチング素子の
接続点に接続された第２の還流用整流素子と、該第２の
還流用整流素子と前記直流電源の他端との間に接続され
た第２の共振用コンデンサと、前記第１の還流用整流素
子及び前記第１の共振用コンデンサの接続点と前記第２
の共振用コンデンサ及び前記第２の還流用整流素子の接
続点との間に直列に接続された共振用リアクトル及び共
振電流用整流素子とを備え、前記スイッチング素子がオ
フ状態となったときに前記第１の共振用コンデンサが放
電されると共に前記第２の共振用コンデンサが徐々に充
電されて行き、前記スイッチング素子がオン状態となっ
たときに前記第２の共振用コンデンサが放電されると共
に前記第１及び第２の共振用コンデンサと前記共振用リ
アクトルとが共振して前記スイッチング素子に共振電流
が流れる。また、「請求項２」に係る発明のトランス接
続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記トランスの１次巻
線又は前記スイッチング素子と直列に限流用リアクトル
が接続されている。更に、「請求項３」に係る発明のト
ランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記限流用リ
アクトルが前記トランスの漏洩インダクタンスにより前
記トランスの１次巻線と一体に形成されている。
のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源
と、複数の巻線を有するトランスと、前記直流電源の両
端に接続された前記トランスの１次巻線及びスイッチン
グ素子の直列回路とを備え、前記スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより前記トランスの２次巻線
から整流平滑回路を介して前記直流電源の電圧とは異な
る電圧の直流出力を取り出す。このトランス接続型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、前記トランスの１次巻線及び前記
スイッチング素子の接続点に接続された第１の共振用コ
ンデンサと、該第１の共振用コンデンサと前記直流電源
の一端との間に接続された第１の還流用整流素子と、前
記第１の共振用コンデンサ及び前記スイッチング素子の
接続点に接続された第２の還流用整流素子と、該第２の
還流用整流素子と前記直流電源の他端との間に接続され
た第２の共振用コンデンサと、前記第１の還流用整流素
子及び前記第１の共振用コンデンサの接続点と前記第２
の共振用コンデンサ及び前記第２の還流用整流素子の接
続点との間に直列に接続された共振用リアクトル及び共
振電流用整流素子とを備え、前記スイッチング素子がオ
フ状態となったときに前記第１の共振用コンデンサが放
電されると共に前記第２の共振用コンデンサが徐々に充
電されて行き、前記スイッチング素子がオン状態となっ
たときに前記第２の共振用コンデンサが放電されると共
に前記第１及び第２の共振用コンデンサと前記共振用リ
アクトルとが共振して前記スイッチング素子に共振電流
が流れる。また、「請求項２」に係る発明のトランス接
続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記トランスの１次巻
線又は前記スイッチング素子と直列に限流用リアクトル
が接続されている。更に、「請求項３」に係る発明のト
ランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記限流用リ
アクトルが前記トランスの漏洩インダクタンスにより前
記トランスの１次巻線と一体に形成されている。
【０００６】
【作用】スイッチング素子をオンした状態でスイッチン
グ素子をオフ状態に切り替えると、トランスの１次巻線
及びスイッチング素子に流れていた電流がそれぞれ第１
及び第２の共振用コンデンサに流れる電流に切り替わ
り、第１の共振用コンデンサが放電されると共に第２の
共振用コンデンサが徐々に充電されて行く。これによ
り、スイッチング素子の両端の電圧が０Ｖから緩やかに
上昇するので、スイッチング素子のターンオフ時におけ
るゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成され、スイッ
チング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減す
ることができる。また、スイッチング素子をオフ状態か
らオン状態にすると、第２の共振用コンデンサが放電さ
れると共に第１及び第２の共振用コンデンサと共振用リ
アクトルとが共振してスイッチング素子に共振電流が流
れる。これにより、スイッチング素子の電流が０から正
弦波状に増加するので、スイッチング素子のターンオン
時におけるゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達成さ
れ、スイッチング素子のターンオン時のスイッチング損
失を低減することができる。以上により、スイッチング
素子のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減する
ことができる。これと共に、スイッチング素子のターン
オフ及びターンオン時に発生するスパイク状のサージ電
圧及び電流は、共振用コンデンサ及び共振用リアクトル
の共振作用により吸収され、スイッチング素子の電圧及
び電流波形の立下り及び立上りが緩やかになるので、ス
イッチング素子のオン・オフ動作時のサージ電圧及び電
流を低減することができる。更に、トランスの１次巻線
又はスイッチング素子と直列に限流用リアクトルを接続
した場合は、スイッチング素子のターンオン時において
トランスの１次巻線からスイッチング素子に流れる電流
が限流用リアクトルの自己誘導作用により０から緩やか
に増加するので、スイッチング素子のターンオン時にお
けるゼロ電流スイッチングをより確実にしてスイッチン
グ素子のターンオン時のスイッチング損失をより低減す
ることができる。
グ素子をオフ状態に切り替えると、トランスの１次巻線
及びスイッチング素子に流れていた電流がそれぞれ第１
及び第２の共振用コンデンサに流れる電流に切り替わ
り、第１の共振用コンデンサが放電されると共に第２の
共振用コンデンサが徐々に充電されて行く。これによ
り、スイッチング素子の両端の電圧が０Ｖから緩やかに
上昇するので、スイッチング素子のターンオフ時におけ
るゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成され、スイッ
チング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減す
ることができる。また、スイッチング素子をオフ状態か
らオン状態にすると、第２の共振用コンデンサが放電さ
れると共に第１及び第２の共振用コンデンサと共振用リ
アクトルとが共振してスイッチング素子に共振電流が流
れる。これにより、スイッチング素子の電流が０から正
弦波状に増加するので、スイッチング素子のターンオン
時におけるゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達成さ
れ、スイッチング素子のターンオン時のスイッチング損
失を低減することができる。以上により、スイッチング
素子のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減する
ことができる。これと共に、スイッチング素子のターン
オフ及びターンオン時に発生するスパイク状のサージ電
圧及び電流は、共振用コンデンサ及び共振用リアクトル
の共振作用により吸収され、スイッチング素子の電圧及
び電流波形の立下り及び立上りが緩やかになるので、ス
イッチング素子のオン・オフ動作時のサージ電圧及び電
流を低減することができる。更に、トランスの１次巻線
又はスイッチング素子と直列に限流用リアクトルを接続
した場合は、スイッチング素子のターンオン時において
トランスの１次巻線からスイッチング素子に流れる電流
が限流用リアクトルの自己誘導作用により０から緩やか
に増加するので、スイッチング素子のターンオン時にお
けるゼロ電流スイッチングをより確実にしてスイッチン
グ素子のターンオン時のスイッチング損失をより低減す
ることができる。
【０００７】
【実施例】以下、本発明によるトランス接続型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの実施例を図１及び図２に基づいて説明す
る。但し、図１では図４に示す箇所と実質的に同一の部
分には同一の符号を付し、その説明を省略する。本実施
例のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示
すように、トランス２の１次巻線２a及びトランジスタ
３の接続点に接続された第１の共振用コンデンサ８と、
第１の共振用コンデンサ８と直流電源１の陽極端子（一
端）との間に接続された第１の還流用整流素子としての
第１の還流用ダイオード９と、第１の共振用コンデンサ
８及びトランジスタ３の接続点に接続された第２の還流
用整流素子としての第２の還流用ダイオード１０と、第
２の還流用ダイオード１０と直流電源１の陰極端子（他
端）との間に接続された第２の共振用コンデンサ１１
と、第１の還流用ダイオード９及び第１の共振用コンデ
ンサ８の接続点と第２の共振用コンデンサ１１及び第２
の還流用ダイオード１０の接続点との間に直列に接続さ
れた共振用リアクトル１２及び共振電流用整流素子とし
ての共振電流用ダイオード１３とを図４のトランス接続
型ＤＣ−ＤＣコンバータに追加したものである。また、
トランス２の１次巻線２aと直列に限流用リアクトル１
４が接続されている。その他の構成は、図４のトランス
接続型ＤＣ−ＤＣコンバータと同一である。
Ｃコンバータの実施例を図１及び図２に基づいて説明す
る。但し、図１では図４に示す箇所と実質的に同一の部
分には同一の符号を付し、その説明を省略する。本実施
例のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示
すように、トランス２の１次巻線２a及びトランジスタ
３の接続点に接続された第１の共振用コンデンサ８と、
第１の共振用コンデンサ８と直流電源１の陽極端子（一
端）との間に接続された第１の還流用整流素子としての
第１の還流用ダイオード９と、第１の共振用コンデンサ
８及びトランジスタ３の接続点に接続された第２の還流
用整流素子としての第２の還流用ダイオード１０と、第
２の還流用ダイオード１０と直流電源１の陰極端子（他
端）との間に接続された第２の共振用コンデンサ１１
と、第１の還流用ダイオード９及び第１の共振用コンデ
ンサ８の接続点と第２の共振用コンデンサ１１及び第２
の還流用ダイオード１０の接続点との間に直列に接続さ
れた共振用リアクトル１２及び共振電流用整流素子とし
ての共振電流用ダイオード１３とを図４のトランス接続
型ＤＣ−ＤＣコンバータに追加したものである。また、
トランス２の１次巻線２aと直列に限流用リアクトル１
４が接続されている。その他の構成は、図４のトランス
接続型ＤＣ−ＤＣコンバータと同一である。
【０００８】次に、図１に示すトランス接続型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作について説明する。図２(Ａ)に示す
ようにｔ0以前においてトランジスタ３がオン状態のと
きは、図２(Ｂ)に示すようにトランス２の１次巻線２a
及びトランジスタ３に電流Ｉ0が流れている。このと
き、トランス２にエネルギが蓄積され、図２(Ｅ)に示す
ように第１の共振用コンデンサ８は図１に示す極性で直
流電源１の電圧Ｅまで充電されている。一方、トランス
２の２次巻線２bには１次巻線２aの電圧とは逆極性の電
圧が誘起されるので、整流ダイオード４は非導通状態で
電流が流れず、平滑コンデンサ５から負荷６に電流が流
れている。
Ｃコンバータの動作について説明する。図２(Ａ)に示す
ようにｔ0以前においてトランジスタ３がオン状態のと
きは、図２(Ｂ)に示すようにトランス２の１次巻線２a
及びトランジスタ３に電流Ｉ0が流れている。このと
き、トランス２にエネルギが蓄積され、図２(Ｅ)に示す
ように第１の共振用コンデンサ８は図１に示す極性で直
流電源１の電圧Ｅまで充電されている。一方、トランス
２の２次巻線２bには１次巻線２aの電圧とは逆極性の電
圧が誘起されるので、整流ダイオード４は非導通状態で
電流が流れず、平滑コンデンサ５から負荷６に電流が流
れている。
【０００９】図２(Ａ)に示すように、ｔ0において制御
回路７からトランジスタ３のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが高レベルから低レベルになり、
トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、トラ
ンス２の１次巻線２aに流れていた電流Ｉ0が第１の共振
用コンデンサ８に流れる電流、即ち図２(Ｆ)に示すよう
に第１の還流用ダイオード９に流れる電流ＩD1に切り替
わる。これと共に、図２(Ｂ)に示すようにトランジスタ
３に流れていた電流ＩTRが直ちに第２の還流用ダイオー
ド１０を介して第２の共振用コンデンサ１１に流れる電
流に切り替わる。このとき、第１の共振用コンデンサ８
が徐々に放電して行き、図２(Ｅ)に示すように第１の共
振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が直流電源１の電圧
Ｅから直線的に降下して行く。これに伴って、第２の共
振用コンデンサ１１が０Ｖから徐々に充電されて行き、
図２(Ｄ)に示すように第２の共振用コンデンサ１１の両
端の電圧ＶC2が０Ｖから直線的に上昇する。これによ
り、図２(Ｃ)に示すようにトランジスタ３の両端の電圧
ＶTRが０Ｖから直線的に上昇する。このため、トランジ
スタ３のターンオフ時は電圧波形と電流波形の重なりが
少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
回路７からトランジスタ３のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが高レベルから低レベルになり、
トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、トラ
ンス２の１次巻線２aに流れていた電流Ｉ0が第１の共振
用コンデンサ８に流れる電流、即ち図２(Ｆ)に示すよう
に第１の還流用ダイオード９に流れる電流ＩD1に切り替
わる。これと共に、図２(Ｂ)に示すようにトランジスタ
３に流れていた電流ＩTRが直ちに第２の還流用ダイオー
ド１０を介して第２の共振用コンデンサ１１に流れる電
流に切り替わる。このとき、第１の共振用コンデンサ８
が徐々に放電して行き、図２(Ｅ)に示すように第１の共
振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が直流電源１の電圧
Ｅから直線的に降下して行く。これに伴って、第２の共
振用コンデンサ１１が０Ｖから徐々に充電されて行き、
図２(Ｄ)に示すように第２の共振用コンデンサ１１の両
端の電圧ＶC2が０Ｖから直線的に上昇する。これによ
り、図２(Ｃ)に示すようにトランジスタ３の両端の電圧
ＶTRが０Ｖから直線的に上昇する。このため、トランジ
スタ３のターンオフ時は電圧波形と電流波形の重なりが
少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１０】図２(Ｅ)に示すように、ｔ1において第１
の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖになる
と、第１の還流用ダイオード９が非導通状態になり、第
１の還流用ダイオード９の電流ＩD1が図２(Ｆ)に示すよ
うに０となるので、トランス２の１次巻線２aには電流
が流れなくなる。これと同時に、図２(Ｄ)に示すように
第２の共振用コンデンサ１１の両端の電圧ＶC2が直流電
源１の電圧Ｅに達し、トランジスタ３の両端の電圧ＶTR
が図２(Ｃ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等しくな
る。このとき、トランス２の２次巻線２bに逆起電力が
発生して整流ダイオード４が導通状態となり、トランス
２に蓄積されたエネルギが２次巻線２bから整流ダイオ
ード４を介して負荷６へ放出されると共に平滑コンデン
サ５が充電される。
の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖになる
と、第１の還流用ダイオード９が非導通状態になり、第
１の還流用ダイオード９の電流ＩD1が図２(Ｆ)に示すよ
うに０となるので、トランス２の１次巻線２aには電流
が流れなくなる。これと同時に、図２(Ｄ)に示すように
第２の共振用コンデンサ１１の両端の電圧ＶC2が直流電
源１の電圧Ｅに達し、トランジスタ３の両端の電圧ＶTR
が図２(Ｃ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等しくな
る。このとき、トランス２の２次巻線２bに逆起電力が
発生して整流ダイオード４が導通状態となり、トランス
２に蓄積されたエネルギが２次巻線２bから整流ダイオ
ード４を介して負荷６へ放出されると共に平滑コンデン
サ５が充電される。
【００１１】図２(Ａ)に示すように、ｔ2において制御
回路７からトランジスタ３のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルになり、
トランジスタ３がオフ状態からオン状態になると、図２
(Ｃ)に示すようにトランジスタ３の両端の電圧ＶTRが速
やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、第２の共振用
コンデンサ１１が放電を開始し、第１及び第２の共振用
コンデンサ８、１１と共振用リアクトル１２とが共振し
て第２の共振用コンデンサ１１、共振用リアクトル１
２、共振電流用ダイオード１３、第１の共振用コンデン
サ８及びトランジスタ３の経路で共振電流が流れる。こ
のため、共振用リアクトル１２に流れる電流ＩLは図２
(Ｇ)に示すように正弦波状に変化する。このとき、第１
の共振用コンデンサ８が余弦波状に充電されて行き、図
２(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８の両端の
電圧ＶC1が０Ｖから余弦波状に上昇して行く。これと共
に、第２の共振用コンデンサ１１の両端の電圧ＶC2が図
２(Ｄ)に示すように電圧Ｅから余弦波状に降下して行
く。また、トランジスタ３のターンオン時においてトラ
ンス２の１次巻線２aからトランジスタ３に流れる電流
は、限流用リアクトル１４の自己誘導作用により０から
直線的に増加して行く。これにより、トランジスタ３の
電流ＩTRが図２(Ｂ)に示すように０から直線的に増加し
て行き、ｔ3においてトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ
0に等しくなるとそれ以降は正弦波状に増加して行く。
したがって、トランジスタ３のターンオン時において電
圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電流スイッチン
グとなる。
回路７からトランジスタ３のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルになり、
トランジスタ３がオフ状態からオン状態になると、図２
(Ｃ)に示すようにトランジスタ３の両端の電圧ＶTRが速
やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、第２の共振用
コンデンサ１１が放電を開始し、第１及び第２の共振用
コンデンサ８、１１と共振用リアクトル１２とが共振し
て第２の共振用コンデンサ１１、共振用リアクトル１
２、共振電流用ダイオード１３、第１の共振用コンデン
サ８及びトランジスタ３の経路で共振電流が流れる。こ
のため、共振用リアクトル１２に流れる電流ＩLは図２
(Ｇ)に示すように正弦波状に変化する。このとき、第１
の共振用コンデンサ８が余弦波状に充電されて行き、図
２(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８の両端の
電圧ＶC1が０Ｖから余弦波状に上昇して行く。これと共
に、第２の共振用コンデンサ１１の両端の電圧ＶC2が図
２(Ｄ)に示すように電圧Ｅから余弦波状に降下して行
く。また、トランジスタ３のターンオン時においてトラ
ンス２の１次巻線２aからトランジスタ３に流れる電流
は、限流用リアクトル１４の自己誘導作用により０から
直線的に増加して行く。これにより、トランジスタ３の
電流ＩTRが図２(Ｂ)に示すように０から直線的に増加し
て行き、ｔ3においてトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ
0に等しくなるとそれ以降は正弦波状に増加して行く。
したがって、トランジスタ３のターンオン時において電
圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電流スイッチン
グとなる。
【００１２】図２(Ｇ)に示すように、ｔ4において共振
用リアクトル１２の電流ＩLが０になると、第１及び第
２の共振用コンデンサ８、１１の両端の電圧ＶC1、ＶC2
が図２(Ｅ)及び(Ｄ)に示すようにそれぞれ直流電源１の
電圧Ｅ及び０Ｖとなる。このとき、トランジスタ３の電
流ＩTRの共振電流分が０となるので、図２(Ｂ)に示すよ
うにトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0に等しくなり、
ｔ4以降は直流電源１からトランス２の１次巻線２a及び
トランジスタ３に電流Ｉ0が流れる。これにより、トラ
ンス２にエネルギが蓄積されると共に整流ダイオード４
が非導通状態となり、平滑コンデンサ５が放電して負荷
６に電流が流れる。
用リアクトル１２の電流ＩLが０になると、第１及び第
２の共振用コンデンサ８、１１の両端の電圧ＶC1、ＶC2
が図２(Ｅ)及び(Ｄ)に示すようにそれぞれ直流電源１の
電圧Ｅ及び０Ｖとなる。このとき、トランジスタ３の電
流ＩTRの共振電流分が０となるので、図２(Ｂ)に示すよ
うにトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0に等しくなり、
ｔ4以降は直流電源１からトランス２の１次巻線２a及び
トランジスタ３に電流Ｉ0が流れる。これにより、トラ
ンス２にエネルギが蓄積されると共に整流ダイオード４
が非導通状態となり、平滑コンデンサ５が放電して負荷
６に電流が流れる。
【００１３】上記のように、本実施例ではトランジスタ
３のターンオフ及びターンオン時においてゼロ電圧及び
ゼロ電流スイッチングが達成されるので、トランジスタ
３のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損
失を低減することができる。また、トランジスタ３のタ
ーンオフ及びターンオン時に発生するスパイク状のサー
ジ電圧及びサージ電流は、第１及び第２の共振用コンデ
ンサ８、１１と共振用リアクトル１２との共振作用によ
り吸収され、トランジスタ３の電圧及び電流波形の立上
り及び立下りが緩やかになるので、トランジスタ３のオ
ン・オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを
低減することができる。なお、トランジスタ３のターン
オン時においてトランス２の１次巻線２aからトランジ
スタ３に流れる電流により発生するスイッチング損失を
無視できる場合には、図３に示すように限流用リアクト
ル１４を省略することができる。また、本実施例の限流
用リアクトル１４は、トランジスタ２又は直流電源１と
直列に接続しても作用及び効果は同じである。
３のターンオフ及びターンオン時においてゼロ電圧及び
ゼロ電流スイッチングが達成されるので、トランジスタ
３のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損
失を低減することができる。また、トランジスタ３のタ
ーンオフ及びターンオン時に発生するスパイク状のサー
ジ電圧及びサージ電流は、第１及び第２の共振用コンデ
ンサ８、１１と共振用リアクトル１２との共振作用によ
り吸収され、トランジスタ３の電圧及び電流波形の立上
り及び立下りが緩やかになるので、トランジスタ３のオ
ン・オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを
低減することができる。なお、トランジスタ３のターン
オン時においてトランス２の１次巻線２aからトランジ
スタ３に流れる電流により発生するスイッチング損失を
無視できる場合には、図３に示すように限流用リアクト
ル１４を省略することができる。また、本実施例の限流
用リアクトル１４は、トランジスタ２又は直流電源１と
直列に接続しても作用及び効果は同じである。
【００１４】本発明の実施態様は前記の実施例に限定さ
れず、種々の変更が可能である。例えば、上記の実施例
における限流用リアクトル１４はトランス２の漏洩イン
ダクタンスによりトランス２の１次巻線２aと一体に形
成してもよい。この場合は、部品点数を削減できるの
で、装置の小型化及び軽量化が可能となると共に製造コ
ストを削減することができる。また、上記の実施例では
スイッチング素子として接合型パワートランジスタを使
用した例を示したが、ＦＥＴ（電界効果トランジス
タ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サイリスタ）等の他のスイ
ッチング素子を使用してもよい。また、トランス２の２
次巻線２bを巻数のそれぞれ異なる複数の巻線に分割
し、各２次巻線に整流平滑回路をそれぞれ接続してマル
チ出力のＤＣ−ＤＣコンバータとすることも可能であ
る。更に、上記の実施例ではトランジスタ３がオン期間
中のとき整流ダイオード４が非導通状態であるフライバ
ック型のＤＣ−ＤＣコンバータへの適用例を示したが、
トランジスタ３がオン期間中のとき整流ダイオード４が
導通状態であるフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータに
も適用が可能である。
れず、種々の変更が可能である。例えば、上記の実施例
における限流用リアクトル１４はトランス２の漏洩イン
ダクタンスによりトランス２の１次巻線２aと一体に形
成してもよい。この場合は、部品点数を削減できるの
で、装置の小型化及び軽量化が可能となると共に製造コ
ストを削減することができる。また、上記の実施例では
スイッチング素子として接合型パワートランジスタを使
用した例を示したが、ＦＥＴ（電界効果トランジス
タ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サイリスタ）等の他のスイ
ッチング素子を使用してもよい。また、トランス２の２
次巻線２bを巻数のそれぞれ異なる複数の巻線に分割
し、各２次巻線に整流平滑回路をそれぞれ接続してマル
チ出力のＤＣ−ＤＣコンバータとすることも可能であ
る。更に、上記の実施例ではトランジスタ３がオン期間
中のとき整流ダイオード４が非導通状態であるフライバ
ック型のＤＣ−ＤＣコンバータへの適用例を示したが、
トランジスタ３がオン期間中のとき整流ダイオード４が
導通状態であるフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータに
も適用が可能である。
【００１５】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子のゼ
ロ電圧及びゼロ電流スイッチングを容易に達成できるの
で、スイッチング素子の電圧波形と電流波形との重複部
分を少なくしてトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータの
スイッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ち
スイッチング損失を低減することができる。また、共振
用リアクトルと共振用コンデンサとの共振作用により、
トランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素
子のスイッチング動作時におけるサージ電圧、サージ電
流及びノイズを低減することができる。更に、トランス
の１次巻線又はスイッチング素子と直列に限流用リアク
トルを接続した場合は、スイッチング素子のターンオン
時におけるトランスの１次巻線からスイッチング素子に
流れる電流によるスイッチング損失を低減して、トラン
ス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失をより低減す
ることが可能である。
ロ電圧及びゼロ電流スイッチングを容易に達成できるの
で、スイッチング素子の電圧波形と電流波形との重複部
分を少なくしてトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータの
スイッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ち
スイッチング損失を低減することができる。また、共振
用リアクトルと共振用コンデンサとの共振作用により、
トランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素
子のスイッチング動作時におけるサージ電圧、サージ電
流及びノイズを低減することができる。更に、トランス
の１次巻線又はスイッチング素子と直列に限流用リアク
トルを接続した場合は、スイッチング素子のターンオン
時におけるトランスの１次巻線からスイッチング素子に
流れる電流によるスイッチング損失を低減して、トラン
ス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失をより低減す
ることが可能である。
【図１】 本発明の実施例を示すトランス接続型ＤＣ−
ＤＣコンバータの電気回路図
ＤＣコンバータの電気回路図
【図２】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図３】 図１の変更実施例を示す電気回路図
【図４】 トランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータの従来
例を示す電気回路図
例を示す電気回路図
【図５】 図４の回路のスイッチング電圧波形とスイッ
チング電流波形との重複部分を示す波形図
チング電流波形との重複部分を示す波形図
１．．．直流電源、２．．．トランス、２a．．．１次
巻線、２b．．．２次巻線、３．．．トランジスタ（ス
イッチング素子）、４．．．整流ダイオード、５．．．
平滑コンデンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、
８，１１．．．第１，第２の共振用コンデンサ、９，１
０．．．、第１，第２の還流用ダイオード（第１，第２
の還流用整流素子）、１２．．．共振用リアクトル、１
３．．．共振電流用ダイオード（共振電流用整流素
子）、１４．．．限流用リアクトル
巻線、２b．．．２次巻線、３．．．トランジスタ（ス
イッチング素子）、４．．．整流ダイオード、５．．．
平滑コンデンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、
８，１１．．．第１，第２の共振用コンデンサ、９，１
０．．．、第１，第２の還流用ダイオード（第１，第２
の還流用整流素子）、１２．．．共振用リアクトル、１
３．．．共振電流用ダイオード（共振電流用整流素
子）、１４．．．限流用リアクトル
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源と、複数の巻線を有するトラン
スと、前記直流電源の両端に接続された前記トランスの
１次巻線及びスイッチング素子の直列回路とを備え、前
記スイッチング素子をオン・オフ動作させることにより
前記トランスの２次巻線から整流平滑回路を介して前記
直流電源の電圧とは異なる電圧の直流出力を取り出すト
ランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記トランスの１次巻線及び前記スイッチング素子の接
続点に接続された第１の共振用コンデンサと、該第１の
共振用コンデンサと前記直流電源の一端との間に接続さ
れた第１の還流用整流素子と、前記第１の共振用コンデ
ンサ及び前記スイッチング素子の接続点に接続された第
２の還流用整流素子と、該第２の還流用整流素子と前記
直流電源の他端との間に接続された第２の共振用コンデ
ンサと、前記第１の還流用整流素子及び前記第１の共振
用コンデンサの接続点と前記第２の共振用コンデンサ及
び前記第２の還流用整流素子の接続点との間に直列に接
続された共振用リアクトル及び共振電流用整流素子とを
備え、 前記スイッチング素子がオフ状態となったときに前記第
１の共振用コンデンサが放電されると共に前記第２の共
振用コンデンサが徐々に充電されて行き、前記スイッチ
ング素子がオン状態となったときに前記第２の共振用コ
ンデンサが放電されると共に前記第１及び第２の共振用
コンデンサと前記共振用リアクトルとが共振して前記ス
イッチング素子に共振電流が流れることを特徴とするト
ランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記トランスの１次巻線又は前記スイッ
チング素子と直列に限流用リアクトルが接続された「請
求項１」に記載のトランス接続型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項３】 前記限流用リアクトルが前記トランスの
漏洩インダクタンスにより前記トランスの１次巻線と一
体に形成された「請求項２」に記載のトランス接続型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4466195A JP2858412B2 (ja) | 1995-03-03 | 1995-03-03 | トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4466195A JP2858412B2 (ja) | 1995-03-03 | 1995-03-03 | トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08251917A JPH08251917A (ja) | 1996-09-27 |
| JP2858412B2 true JP2858412B2 (ja) | 1999-02-17 |
Family
ID=12697636
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4466195A Expired - Fee Related JP2858412B2 (ja) | 1995-03-03 | 1995-03-03 | トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2858412B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19745008A1 (de) * | 1997-10-11 | 1999-04-15 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Steuerung des Schaltverhaltens eines Durchflußwandler-Stellgliedes sowie Durchflußwandler |
-
1995
- 1995-03-03 JP JP4466195A patent/JP2858412B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08251917A (ja) | 1996-09-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |