JP3097519B2 - チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はチョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ、特にスイッチング損失が少なくかつ高効
率のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであ
る。
Ｃコンバータ、特にスイッチング損失が少なくかつ高効
率のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】直流電源と負荷との間に主スイッチング
素子及びリアクトルが直列に接続され、主還流用整流素
子が主スイッチング素子とリアクトルとの接続点と直流
電源との間にＴ形に接続され、負荷と並列に出力コンデ
ンサが接続され、出力コンデンサの一端に主還流用整流
素子の一端が接続され、主スイッチング素子をオン・オ
フ制御することにより、直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を負荷に供給する構成のチョッパ型ＤＣ−
ＤＣコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広
く使用されている。例えば、図１７に示す従来の降圧チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、コレ
クタ端子（一方の主端子）が直流電源１の一端に接続さ
れた主スイッチング素子としての主トランジスタ２と、
主トランジスタ２のエミッタ端子（他方の主端子）と直
流電源１の他端との間に接続された主還流用整流素子と
しての主還流用ダイオード３と、主トランジスタ２及び
主還流用ダイオード３の接続点に接続されたリアクトル
４と、リアクトル４と直流電源１の他端との間に接続さ
れた出力コンデンサ５と、出力コンデンサ５と並列に接
続された負荷６と、主トランジスタ２のベース端子に制
御パルス信号を付与して主トランジスタ２をオン・オフ
制御する制御回路７とを備えている。この降圧チョッパ
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２をオン
・オフ制御することにより、直流電源１の電圧よりも低
い電圧の直流出力が負荷６に供給される。
素子及びリアクトルが直列に接続され、主還流用整流素
子が主スイッチング素子とリアクトルとの接続点と直流
電源との間にＴ形に接続され、負荷と並列に出力コンデ
ンサが接続され、出力コンデンサの一端に主還流用整流
素子の一端が接続され、主スイッチング素子をオン・オ
フ制御することにより、直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を負荷に供給する構成のチョッパ型ＤＣ−
ＤＣコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広
く使用されている。例えば、図１７に示す従来の降圧チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、コレ
クタ端子（一方の主端子）が直流電源１の一端に接続さ
れた主スイッチング素子としての主トランジスタ２と、
主トランジスタ２のエミッタ端子（他方の主端子）と直
流電源１の他端との間に接続された主還流用整流素子と
しての主還流用ダイオード３と、主トランジスタ２及び
主還流用ダイオード３の接続点に接続されたリアクトル
４と、リアクトル４と直流電源１の他端との間に接続さ
れた出力コンデンサ５と、出力コンデンサ５と並列に接
続された負荷６と、主トランジスタ２のベース端子に制
御パルス信号を付与して主トランジスタ２をオン・オフ
制御する制御回路７とを備えている。この降圧チョッパ
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２をオン
・オフ制御することにより、直流電源１の電圧よりも低
い電圧の直流出力が負荷６に供給される。
【０００３】また、図１８に示す従来の昇圧チョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、直流電源１の
正側ライン（一方のライン）に接続されたリアクトル４
と、コレクタ端子がリアクトル４を介して接続されかつ
エミッタ端子が直流電源１の負側ライン（他方のライ
ン）に接続された主スイッチング素子としての主トラン
ジスタ２と、主トランジスタ２のコレクタ端子に接続さ
れた主還流用整流素子としての主還流用ダイオード３
と、主還流用ダイオード３と直流電源１の負側ラインと
の間に接続された出力コンデンサ５と、出力コンデンサ
５と並列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベ
ース端子に制御パルス信号を付与して主トランジスタ２
をオン・オフ制御する制御回路７とを備えている。この
昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジ
スタ２をオン・オフ制御することにより、直流電源１の
電圧よりも高い電圧の直流出力が負荷６に供給される。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、直流電源１の
正側ライン（一方のライン）に接続されたリアクトル４
と、コレクタ端子がリアクトル４を介して接続されかつ
エミッタ端子が直流電源１の負側ライン（他方のライ
ン）に接続された主スイッチング素子としての主トラン
ジスタ２と、主トランジスタ２のコレクタ端子に接続さ
れた主還流用整流素子としての主還流用ダイオード３
と、主還流用ダイオード３と直流電源１の負側ラインと
の間に接続された出力コンデンサ５と、出力コンデンサ
５と並列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベ
ース端子に制御パルス信号を付与して主トランジスタ２
をオン・オフ制御する制御回路７とを備えている。この
昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジ
スタ２をオン・オフ制御することにより、直流電源１の
電圧よりも高い電圧の直流出力が負荷６に供給される。
【０００４】図１７及び図１８に示す制御回路７は、負
荷６の端子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベ
ース端子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させ
ることにより、主トランジスタ２のオン期間を制御し、
負荷６に供給される直流電力の安定化を図っている。
荷６の端子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベ
ース端子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させ
ることにより、主トランジスタ２のオン期間を制御し、
負荷６に供給される直流電力の安定化を図っている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１７及び
図１８のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トラ
ンジスタ２のターンオン又はターンオフ時に、図１９に
示すように主トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電
圧波形ＶCEと主トランジスタ２のコレクタ電流波形ＩC
との重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング損失が発生
する欠点があった。また、主トランジスタ２のコレクタ
−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流波形ＩCの
立上りが急峻であるため、スパイク状のサージ電圧
Ｖsr、サージ電流Ｉsr及びノイズが発生する欠点があっ
た。
図１８のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トラ
ンジスタ２のターンオン又はターンオフ時に、図１９に
示すように主トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電
圧波形ＶCEと主トランジスタ２のコレクタ電流波形ＩC
との重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング損失が発生
する欠点があった。また、主トランジスタ２のコレクタ
−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流波形ＩCの
立上りが急峻であるため、スパイク状のサージ電圧
Ｖsr、サージ電流Ｉsr及びノイズが発生する欠点があっ
た。
【０００６】そこで、本発明はスイッチング損失やサー
ジ電圧及び電流等を低減できるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを提供することを目的とする。
ジ電圧及び電流等を低減できるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によるチョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流電源(1)に対し主スイ
ッチング素子(2)と主還流用整流素子(3)とを直列又は並
列に接続し、主還流用整流素子(3)に対して出力コンデ
ンサ(5)及び負荷(6)をそれぞれ並列又は直列に接続す
る。また、主還流用整流素子(3)と出力コンデンサ(5)と
の間又は直流電源(1)と主還流用整流素子(3)との間にリ
アクトル(4)を接続し、主スイッチング素子(2)をオン・
オフ制御することにより、直流電源(1)の電圧とは異な
る電圧の直流出力を前記負荷(6)に供給する。このチョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主スイッチング素子
(2)と並列に補助スイッチング素子(9)及び第１の共振用
リアクトル(10)の直列回路が接続され、補助スイッチン
グ素子(9)と第１の共振用リアクトル(10)との接続点に
第１の補助還流用整流素子(11)の一端が接続される。第
１の共振用リアクトル(10)及び主スイッチング素子(2)
の接続点に第１の共振用コンデンサ(8)が接続され、第
１の共振用コンデンサ(8)と第１の補助還流用整流素子
(11)の他端との間に第２の共振用リアクトル(15)及び共
振電流用整流素子(16)が直列に接続される。また、第１
の共振用コンデンサ(8)及び第２の共振用リアクトル(1
5)の接続点と主還流用整流素子(3)及び出力コンデンサ
(5)の接続点との間に第２の補助還流用整流素子(12)が
接続され、主スイッチング素子(2)と一体に形成された
整流素子又は独立の整流素子から成る循環電流用整流素
子(13)が主スイッチング素子(2)と並列に接続される。
循環電流用整流素子(13)と並列に第２の共振用コンデン
サ(14)が接続され、第１の補助還流用整流素子(11)及び
共振電流用整流素子(16)の接続点と主スイッチング素子
(2)及び補助スイッチング素子(9)の接続点との間に第３
の共振用コンデンサ(17)が接続される。主スイッチング
素子(2)をオフ状態からオン状態にする前に、補助スイ
ッチング素子(9)をオフ状態からオン状態にし、補助ス
イッチング素子(9)のオン期間中に、第１の共振用コン
デンサ(8)の充電電圧が最大値に達しかつ第３の共振用
コンデンサ(17)の電圧が０Ｖになるまで放電したとき以
降に補助スイッチング素子(9)をオン状態からオフ状態
にする。
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流電源(1)に対し主スイ
ッチング素子(2)と主還流用整流素子(3)とを直列又は並
列に接続し、主還流用整流素子(3)に対して出力コンデ
ンサ(5)及び負荷(6)をそれぞれ並列又は直列に接続す
る。また、主還流用整流素子(3)と出力コンデンサ(5)と
の間又は直流電源(1)と主還流用整流素子(3)との間にリ
アクトル(4)を接続し、主スイッチング素子(2)をオン・
オフ制御することにより、直流電源(1)の電圧とは異な
る電圧の直流出力を前記負荷(6)に供給する。このチョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主スイッチング素子
(2)と並列に補助スイッチング素子(9)及び第１の共振用
リアクトル(10)の直列回路が接続され、補助スイッチン
グ素子(9)と第１の共振用リアクトル(10)との接続点に
第１の補助還流用整流素子(11)の一端が接続される。第
１の共振用リアクトル(10)及び主スイッチング素子(2)
の接続点に第１の共振用コンデンサ(8)が接続され、第
１の共振用コンデンサ(8)と第１の補助還流用整流素子
(11)の他端との間に第２の共振用リアクトル(15)及び共
振電流用整流素子(16)が直列に接続される。また、第１
の共振用コンデンサ(8)及び第２の共振用リアクトル(1
5)の接続点と主還流用整流素子(3)及び出力コンデンサ
(5)の接続点との間に第２の補助還流用整流素子(12)が
接続され、主スイッチング素子(2)と一体に形成された
整流素子又は独立の整流素子から成る循環電流用整流素
子(13)が主スイッチング素子(2)と並列に接続される。
循環電流用整流素子(13)と並列に第２の共振用コンデン
サ(14)が接続され、第１の補助還流用整流素子(11)及び
共振電流用整流素子(16)の接続点と主スイッチング素子
(2)及び補助スイッチング素子(9)の接続点との間に第３
の共振用コンデンサ(17)が接続される。主スイッチング
素子(2)をオフ状態からオン状態にする前に、補助スイ
ッチング素子(9)をオフ状態からオン状態にし、補助ス
イッチング素子(9)のオン期間中に、第１の共振用コン
デンサ(8)の充電電圧が最大値に達しかつ第３の共振用
コンデンサ(17)の電圧が０Ｖになるまで放電したとき以
降に補助スイッチング素子(9)をオン状態からオフ状態
にする。
【０００８】本発明の実施の形態では、第１の共振用リ
アクトル(10)及び第１の補助還流用整流素子(11)の接続
点と主還流用整流素子(3)及び出力コンデンサ(5)の接続
点との間、第３の共振用コンデンサ(17)及び第１の補助
還流用整流素子(11)の接続点と主還流用整流素子(3)及
び出力コンデンサ(5)の接続点との間又は第２の共振用
リアクトル(15)及び共振電流用整流素子(16)の接続点と
主還流用整流素子(3)及び出力コンデンサ(5)の接続点と
の間にエネルギ帰還用整流素子(18)が接続される。第３
の共振用コンデンサ(17)と並列に又は補助スイッチング
素子(9)と並列に逆充電防止用整流素子(19)が接続され
る。補助スイッチング素子(9)及び第１の共振用リアク
トル(10)と直列に放電防止用整流素子(20)を接続し、第
１の共振用リアクトル(10)の電流が０となったときに、
放電防止用整流素子(20)は、補助スイッチング素子(9)
の寄生コンデンサに充電されたエネルギが主スイッチン
グ素子(2)及び第１の共振用リアクトル(10)を通して放
電されることを防止する。本発明の他の実施の形態で
は、第１の共振用リアクトル(10)及び第１の共振用コン
デンサ(8)の接続点と第１の補助還流用整流素子(11)及
び第１の共振用リアクトル(10)の接続点との間に第３の
補助還流用整流素子(22)及び第４の共振用コンデンサ(2
3)を直列接続し、第３の補助還流用整流素子(22)及び第
４の共振用コンデンサ(23)の接続点と主還流用整流素子
(3)及び出力コンデンサ(5)の接続点との間に第４の補助
還流用整流素子(24)を接続する。
アクトル(10)及び第１の補助還流用整流素子(11)の接続
点と主還流用整流素子(3)及び出力コンデンサ(5)の接続
点との間、第３の共振用コンデンサ(17)及び第１の補助
還流用整流素子(11)の接続点と主還流用整流素子(3)及
び出力コンデンサ(5)の接続点との間又は第２の共振用
リアクトル(15)及び共振電流用整流素子(16)の接続点と
主還流用整流素子(3)及び出力コンデンサ(5)の接続点と
の間にエネルギ帰還用整流素子(18)が接続される。第３
の共振用コンデンサ(17)と並列に又は補助スイッチング
素子(9)と並列に逆充電防止用整流素子(19)が接続され
る。補助スイッチング素子(9)及び第１の共振用リアク
トル(10)と直列に放電防止用整流素子(20)を接続し、第
１の共振用リアクトル(10)の電流が０となったときに、
放電防止用整流素子(20)は、補助スイッチング素子(9)
の寄生コンデンサに充電されたエネルギが主スイッチン
グ素子(2)及び第１の共振用リアクトル(10)を通して放
電されることを防止する。本発明の他の実施の形態で
は、第１の共振用リアクトル(10)及び第１の共振用コン
デンサ(8)の接続点と第１の補助還流用整流素子(11)及
び第１の共振用リアクトル(10)の接続点との間に第３の
補助還流用整流素子(22)及び第４の共振用コンデンサ(2
3)を直列接続し、第３の補助還流用整流素子(22)及び第
４の共振用コンデンサ(23)の接続点と主還流用整流素子
(3)及び出力コンデンサ(5)の接続点との間に第４の補助
還流用整流素子(24)を接続する。
【０００９】本発明の別の実施の形態では、主スイッチ
ング素子(2)の一方の主端子が直流電源(1)の一端に接続
され、主還流用整流素子(3)が主スイッチング素子(2)の
他方の主端子と直流電源(1)の他端との間に接続され、
リアクトル(4)が主スイッチング素子(2)及び主還流用整
流素子(3)の接続点と負荷(6)との間に接続され、主スイ
ッチング素子(2)をオン・オフ制御することにより、直
流電源(1)の電圧よりも低い電圧の直流出力が負荷(6)に
供給される。
ング素子(2)の一方の主端子が直流電源(1)の一端に接続
され、主還流用整流素子(3)が主スイッチング素子(2)の
他方の主端子と直流電源(1)の他端との間に接続され、
リアクトル(4)が主スイッチング素子(2)及び主還流用整
流素子(3)の接続点と負荷(6)との間に接続され、主スイ
ッチング素子(2)をオン・オフ制御することにより、直
流電源(1)の電圧よりも低い電圧の直流出力が負荷(6)に
供給される。
【００１０】リアクトル(4)は直流電源(1)の一方のライ
ンに接続され、主スイッチング素子(2)の一方の主端子
はリアクトル(4)を介して直流電源(1)に接続され、主ス
イッチング素子(2)の他方の主端子が直流電源(1)の他方
のラインに接続され、主還流用整流素子(3)が主スイッ
チング素子(2)の一方の主端子と負荷(6)との間に接続さ
れる。主スイッチング素子(2)をオン・オフ制御するこ
とにより、直流電源(1)の電圧よりも高い電圧の直流出
力が負荷(6)に供給される。
ンに接続され、主スイッチング素子(2)の一方の主端子
はリアクトル(4)を介して直流電源(1)に接続され、主ス
イッチング素子(2)の他方の主端子が直流電源(1)の他方
のラインに接続され、主還流用整流素子(3)が主スイッ
チング素子(2)の一方の主端子と負荷(6)との間に接続さ
れる。主スイッチング素子(2)をオン・オフ制御するこ
とにより、直流電源(1)の電圧よりも高い電圧の直流出
力が負荷(6)に供給される。
【００１１】交流電源(25, 26)と、交流電源(25, 26)の
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路(27, 28, 41)と
から直流電源(1)を構成してもよく、整流回路(27, 28,
41)の交流入力側又は直流出力側にリアクトル(4)が接続
される。
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路(27, 28, 41)と
から直流電源(1)を構成してもよく、整流回路(27, 28,
41)の交流入力側又は直流出力側にリアクトル(4)が接続
される。
【００１２】主スイッチング素子(2)をオンした状態で
主スイッチング素子(2)をオフ状態に切り替えると、主
スイッチング素子(2)に流れる電流が直ちに第１及び第
２の共振用コンデンサ(8, 14)に流れる電流に切り替わ
り第１の共振用コンデンサ(8)が徐々に放電する。これ
と共に、第２の共振用コンデンサ(14)が徐々に充電さ
れ、主スイッチング素子(2)の両端の電圧が０Ｖから緩
やかに上昇する。これにより、主スイッチング素子(2)
のターンオフ時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達
成されるので、主スイッチング素子(2)のターンオフ時
のスイッチング損失を低減することができる。
主スイッチング素子(2)をオフ状態に切り替えると、主
スイッチング素子(2)に流れる電流が直ちに第１及び第
２の共振用コンデンサ(8, 14)に流れる電流に切り替わ
り第１の共振用コンデンサ(8)が徐々に放電する。これ
と共に、第２の共振用コンデンサ(14)が徐々に充電さ
れ、主スイッチング素子(2)の両端の電圧が０Ｖから緩
やかに上昇する。これにより、主スイッチング素子(2)
のターンオフ時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達
成されるので、主スイッチング素子(2)のターンオフ時
のスイッチング損失を低減することができる。
【００１３】また、主スイッチング素子(2)をオフ状態
からオン状態にする前に、補助スイッチング素子(9)を
オフ状態からオン状態にすると、第１の共振用リアクト
ル(10)の電流が０より直線的に増加する。これにより、
補助スイッチング素子(9)のターンオン時にゼロ電流ス
イッチング（ＺＣＳ）が達成されるので、補助スイッチ
ング素子(9)のターンオン時のスイッチング損失を低減
することができる。
からオン状態にする前に、補助スイッチング素子(9)を
オフ状態からオン状態にすると、第１の共振用リアクト
ル(10)の電流が０より直線的に増加する。これにより、
補助スイッチング素子(9)のターンオン時にゼロ電流ス
イッチング（ＺＣＳ）が達成されるので、補助スイッチ
ング素子(9)のターンオン時のスイッチング損失を低減
することができる。
【００１４】第１の共振用リアクトル(10)の電流の増加
に伴って主還流用整流素子(3)の電流は直線的に減少
し、主還流用整流素子(3)の電流が０になると、主還流
用整流素子(3)がカットオフする。このとき、第２の共
振用コンデンサ(14)が放電を開始し、第２の共振用コン
デンサ(14)、補助スイッチング素子(9)及び第１の共振
用リアクトル(10)の経路で正弦波状の共振電流が流れ
る。これと同時に、充電された第３の共振用コンデンサ
(17)も放電を開始し、第３の共振用コンデンサ(17)、補
助スイッチング素子(9)、第１の共振用リアクトル(1
0)、第１の共振用コンデンサ(8)、第２の共振用リアク
トル(15)及び共振電流用整流素子(16)の経路で正弦波状
の共振電流が流れると共に第１の共振用コンデンサ(8)
が正弦波状に充電される。第２の共振用コンデンサ(14)
の放電により、第２の共振用コンデンサ(14)の電圧、即
ち主スイッチング素子(2)の電圧が正弦波状に０Ｖまで
降下する。第１の共振用リアクトル(10)に流れる電流が
略最大値に達しかつ主スイッチング素子(2)の電圧が０
Ｖとなったとき、第１の共振用リアクトル(10)の電圧も
０Ｖとなり、循環電流用整流素子(13)が導通状態とな
る。このときに主スイッチング素子(2)をオフ状態から
オン状態にすることにより、主スイッチング素子(2)の
ターンオン時にゼロ電圧スイッチングが達成されるの
で、主スイッチング素子(2)のターンオン時のスイッチ
ング損失を低減することができる。
に伴って主還流用整流素子(3)の電流は直線的に減少
し、主還流用整流素子(3)の電流が０になると、主還流
用整流素子(3)がカットオフする。このとき、第２の共
振用コンデンサ(14)が放電を開始し、第２の共振用コン
デンサ(14)、補助スイッチング素子(9)及び第１の共振
用リアクトル(10)の経路で正弦波状の共振電流が流れ
る。これと同時に、充電された第３の共振用コンデンサ
(17)も放電を開始し、第３の共振用コンデンサ(17)、補
助スイッチング素子(9)、第１の共振用リアクトル(1
0)、第１の共振用コンデンサ(8)、第２の共振用リアク
トル(15)及び共振電流用整流素子(16)の経路で正弦波状
の共振電流が流れると共に第１の共振用コンデンサ(8)
が正弦波状に充電される。第２の共振用コンデンサ(14)
の放電により、第２の共振用コンデンサ(14)の電圧、即
ち主スイッチング素子(2)の電圧が正弦波状に０Ｖまで
降下する。第１の共振用リアクトル(10)に流れる電流が
略最大値に達しかつ主スイッチング素子(2)の電圧が０
Ｖとなったとき、第１の共振用リアクトル(10)の電圧も
０Ｖとなり、循環電流用整流素子(13)が導通状態とな
る。このときに主スイッチング素子(2)をオフ状態から
オン状態にすることにより、主スイッチング素子(2)の
ターンオン時にゼロ電圧スイッチングが達成されるの
で、主スイッチング素子(2)のターンオン時のスイッチ
ング損失を低減することができる。
【００１５】循環電流用整流素子(13)が導通状態のと
き、第１の共振用リアクトル(10)に流れる電流は循環電
流用整流素子(13)及び補助スイッチング素子(9)を通し
て流れ続ける。この間も第３の共振用コンデンサ(17)は
放電し続けるので、第１の共振用コンデンサ(8)も充電
され続ける。更に、第１の共振用コンデンサ(8)の充電
電圧が最大値に達しかつ第３の共振用コンデンサ(17)の
電圧が０Ｖになったとき以降に補助スイッチング素子
(9)をオン状態からオフ状態にすると、補助スイッチン
グ素子(9)に流れる電流が第３の共振用コンデンサ(17)
に流れる電流に切り替わり、第３の共振用コンデンサ(1
7)が再び０Ｖより正弦波状に充電される。このため、補
助スイッチング素子(9)の電圧が０Ｖより正弦波状に上
昇し、この電圧が最大値に達すると第１の共振用リアク
トル(10)に流れる電流の共振電流分は０となる。これに
より、補助スイッチング素子(9)のターンオフ時にゼロ
電圧スイッチングが達成されるので、補助スイッチング
素子(9)のターンオフ時のスイッチング損失を低減する
ことができる。
き、第１の共振用リアクトル(10)に流れる電流は循環電
流用整流素子(13)及び補助スイッチング素子(9)を通し
て流れ続ける。この間も第３の共振用コンデンサ(17)は
放電し続けるので、第１の共振用コンデンサ(8)も充電
され続ける。更に、第１の共振用コンデンサ(8)の充電
電圧が最大値に達しかつ第３の共振用コンデンサ(17)の
電圧が０Ｖになったとき以降に補助スイッチング素子
(9)をオン状態からオフ状態にすると、補助スイッチン
グ素子(9)に流れる電流が第３の共振用コンデンサ(17)
に流れる電流に切り替わり、第３の共振用コンデンサ(1
7)が再び０Ｖより正弦波状に充電される。このため、補
助スイッチング素子(9)の電圧が０Ｖより正弦波状に上
昇し、この電圧が最大値に達すると第１の共振用リアク
トル(10)に流れる電流の共振電流分は０となる。これに
より、補助スイッチング素子(9)のターンオフ時にゼロ
電圧スイッチングが達成されるので、補助スイッチング
素子(9)のターンオフ時のスイッチング損失を低減する
ことができる。
【００１６】以上により、主スイッチング素子(2)及び
補助スイッチング素子(9)のオン・オフ動作時のスイッ
チング損失を低減することができる。また、主スイッチ
ング素子(2)及び補助スイッチング素子(9)のターンオン
及びターンオフ時に発生するスパイク状のサージ電圧及
び電流は、共振用コンデンサ及び共振用リアクトルの共
振作用により吸収され、主スイッチング素子(2)及び補
助スイッチング素子(9)の電圧及び電流波形の立上り及
び立下りが緩やかになるので、主スイッチング素子(2)
及び補助スイッチング素子(9)のオン・オフ動作時のサ
ージ電圧及び電流を低減することができる。また、第１
の共振用コンデンサ(8)の充電電圧が最大値に達しかつ
第３の共振用コンデンサ(17)の電圧が０Ｖになるまで放
電したとき以降に補助スイッチング素子(9)をオン状態
からオフ状態にするので、補助スイッチング素子(9)を
オフ状態にする時刻を明確に設定できる。
補助スイッチング素子(9)のオン・オフ動作時のスイッ
チング損失を低減することができる。また、主スイッチ
ング素子(2)及び補助スイッチング素子(9)のターンオン
及びターンオフ時に発生するスパイク状のサージ電圧及
び電流は、共振用コンデンサ及び共振用リアクトルの共
振作用により吸収され、主スイッチング素子(2)及び補
助スイッチング素子(9)の電圧及び電流波形の立上り及
び立下りが緩やかになるので、主スイッチング素子(2)
及び補助スイッチング素子(9)のオン・オフ動作時のサ
ージ電圧及び電流を低減することができる。また、第１
の共振用コンデンサ(8)の充電電圧が最大値に達しかつ
第３の共振用コンデンサ(17)の電圧が０Ｖになるまで放
電したとき以降に補助スイッチング素子(9)をオン状態
からオフ状態にするので、補助スイッチング素子(9)を
オフ状態にする時刻を明確に設定できる。
【００１７】更に、エネルギ帰還用整流素子(18)を追加
接続した場合は、第１の共振用リアクトル(10)の余剰の
エネルギがエネルギ帰還用整流素子(18)を通して電源側
へ帰還（降圧コンバータの場合）又は負荷側へ供給（昇
圧コンバータの場合）されるので、第３の共振用コンデ
ンサ(17)の充電電圧の最大値が電源電圧（降圧コンバー
タの場合）又は出力電圧（昇圧コンバータの場合）より
高くなることを防止できる。また、逆充電防止用整流素
子を第３の共振用コンデンサ(17)又は補助スイッチング
素子(9)と並列に接続した場合は、第３の共振用コンデ
ンサ(17)の電圧が０Ｖでクランプされるので、第３の共
振用コンデンサ(17)の電圧が０Ｖになったときに第２の
共振用リアクトル(15)に流れる電流により第３の共振用
コンデンサ(17)が逆極性で充電されることを防止でき
る。また、補助スイッチング素子(9)及び第１の共振用
リアクトル(10)と直列に放電防止用整流素子を接続した
場合は、第１の共振用リアクトル(10)の電流が０となっ
たときに補助スイッチング素子(9)の寄生コンデンサに
充電されたエネルギが主スイッチング素子(2)及び第１
の共振用リアクトル(10)を通して放電されることを防止
できる。また、第１の共振用リアクトル(10)及び第１の
共振用コンデンサ(8)の接続点と第１の補助還流用整流
素子(11)及び第１の共振用リアクトル(10)の接続点との
間に第３の補助還流用整流素子(22)及び第４の共振用コ
ンデンサ(23)を直列接続し、第３の補助還流用整流素子
(22)及び第４の共振用コンデンサ(23)の接続点と主還流
用整流素子(3)及び出力コンデンサの接続点との間に第
４の補助還流用整流素子(24)を接続した場合は、補助ス
イッチング素子(9)のターンオフ時に第３の共振用コン
デンサ(17)の充電時間が長くなるので、補助スイッチン
グ素子(9)のターンオフ時のゼロ電圧スイッチングをよ
り確実にしてスイッチング損失を更に低減することがで
きる。
接続した場合は、第１の共振用リアクトル(10)の余剰の
エネルギがエネルギ帰還用整流素子(18)を通して電源側
へ帰還（降圧コンバータの場合）又は負荷側へ供給（昇
圧コンバータの場合）されるので、第３の共振用コンデ
ンサ(17)の充電電圧の最大値が電源電圧（降圧コンバー
タの場合）又は出力電圧（昇圧コンバータの場合）より
高くなることを防止できる。また、逆充電防止用整流素
子を第３の共振用コンデンサ(17)又は補助スイッチング
素子(9)と並列に接続した場合は、第３の共振用コンデ
ンサ(17)の電圧が０Ｖでクランプされるので、第３の共
振用コンデンサ(17)の電圧が０Ｖになったときに第２の
共振用リアクトル(15)に流れる電流により第３の共振用
コンデンサ(17)が逆極性で充電されることを防止でき
る。また、補助スイッチング素子(9)及び第１の共振用
リアクトル(10)と直列に放電防止用整流素子を接続した
場合は、第１の共振用リアクトル(10)の電流が０となっ
たときに補助スイッチング素子(9)の寄生コンデンサに
充電されたエネルギが主スイッチング素子(2)及び第１
の共振用リアクトル(10)を通して放電されることを防止
できる。また、第１の共振用リアクトル(10)及び第１の
共振用コンデンサ(8)の接続点と第１の補助還流用整流
素子(11)及び第１の共振用リアクトル(10)の接続点との
間に第３の補助還流用整流素子(22)及び第４の共振用コ
ンデンサ(23)を直列接続し、第３の補助還流用整流素子
(22)及び第４の共振用コンデンサ(23)の接続点と主還流
用整流素子(3)及び出力コンデンサの接続点との間に第
４の補助還流用整流素子(24)を接続した場合は、補助ス
イッチング素子(9)のターンオフ時に第３の共振用コン
デンサ(17)の充電時間が長くなるので、補助スイッチン
グ素子(9)のターンオフ時のゼロ電圧スイッチングをよ
り確実にしてスイッチング損失を更に低減することがで
きる。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの実施の形態を図１及び図２につい
て説明する。これらの図面では図１７に示す箇所と同一
の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。降
圧コンバータに適用した図１に示す本発明による降圧チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態は、主トラ
ンジスタ２と並列に接続された補助スイッチング素子
(9)としての補助トランジスタ９及び第１の共振用リア
クトル１０の直列回路と、この直列回路の接続点に接続
された第１の補助還流用ダイオード（第１の補助還流用
整流素子）１１と、第１の共振用リアクトル１０及び主
トランジスタ２の接続点に接続された第１の共振用コン
デンサ８と、第１の共振用コンデンサ８と第１の補助還
流用ダイオード１１との間に直列に接続された第２の共
振用リアクトル１５及び共振電流用ダイオード（共振電
流用整流素子）１６と、第１の共振用コンデンサ８及び
第２の共振用リアクトル１５の接続点と主還流用ダイオ
ード３及び出力コンデンサ５の接続点との間に接続され
た第２の補助還流用ダイオード（第２の補助還流用整流
素子）１２と、主トランジスタ２と並列に接続された循
環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）１３と、循
環電流用ダイオード１３と並列に接続された第２の共振
用コンデンサ１４と、第１の補助還流用ダイオード１１
及び共振電流用ダイオード１６の接続点と主トランジス
タ２及び補助トランジスタ９の接続点との間に接続され
た第３の共振用コンデンサ１７とを図１７の回路に接続
したものである。また、制御回路７は主トランジスタ２
のベース端子（制御端子）に主制御パルス信号を付与す
る前に補助トランジスタ９のベース端子に補助制御パル
ス信号を付与する。本実施形態では、主トランジスタ２
及び補助トランジスタ９として接合型バイポーラトラン
ジスタを使用する。
Ｃ−ＤＣコンバータの実施の形態を図１及び図２につい
て説明する。これらの図面では図１７に示す箇所と同一
の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。降
圧コンバータに適用した図１に示す本発明による降圧チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態は、主トラ
ンジスタ２と並列に接続された補助スイッチング素子
(9)としての補助トランジスタ９及び第１の共振用リア
クトル１０の直列回路と、この直列回路の接続点に接続
された第１の補助還流用ダイオード（第１の補助還流用
整流素子）１１と、第１の共振用リアクトル１０及び主
トランジスタ２の接続点に接続された第１の共振用コン
デンサ８と、第１の共振用コンデンサ８と第１の補助還
流用ダイオード１１との間に直列に接続された第２の共
振用リアクトル１５及び共振電流用ダイオード（共振電
流用整流素子）１６と、第１の共振用コンデンサ８及び
第２の共振用リアクトル１５の接続点と主還流用ダイオ
ード３及び出力コンデンサ５の接続点との間に接続され
た第２の補助還流用ダイオード（第２の補助還流用整流
素子）１２と、主トランジスタ２と並列に接続された循
環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）１３と、循
環電流用ダイオード１３と並列に接続された第２の共振
用コンデンサ１４と、第１の補助還流用ダイオード１１
及び共振電流用ダイオード１６の接続点と主トランジス
タ２及び補助トランジスタ９の接続点との間に接続され
た第３の共振用コンデンサ１７とを図１７の回路に接続
したものである。また、制御回路７は主トランジスタ２
のベース端子（制御端子）に主制御パルス信号を付与す
る前に補助トランジスタ９のベース端子に補助制御パル
ス信号を付与する。本実施形態では、主トランジスタ２
及び補助トランジスタ９として接合型バイポーラトラン
ジスタを使用する。
【００１９】特に図示しないが、制御回路７内には、一
定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電圧
に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する誤
差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び発
振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較回
路部の出力電圧に比例した時間幅の主制御パルス信号を
発生して主トランジスタ２のベース端子に付与する主制
御パルス発生回路部と、主制御パルス発生回路部の主制
御パルス信号が立ち上がる前に補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する一定時間幅の補助制御パルス信号を
発生する補助制御パルス発生回路部とが設けられる。補
助制御パルス発生回路部から発生する補助制御パルス信
号の時間幅は主トランジスタ２のオフ時間より小さい。
定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電圧
に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する誤
差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び発
振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較回
路部の出力電圧に比例した時間幅の主制御パルス信号を
発生して主トランジスタ２のベース端子に付与する主制
御パルス発生回路部と、主制御パルス発生回路部の主制
御パルス信号が立ち上がる前に補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する一定時間幅の補助制御パルス信号を
発生する補助制御パルス発生回路部とが設けられる。補
助制御パルス発生回路部から発生する補助制御パルス信
号の時間幅は主トランジスタ２のオフ時間より小さい。
【００２０】上記の構成において、図２(Ａ)に示すよう
に時刻ｔ0以前に主トランジスタ２がオン状態のとき、
図２(Ｈ)に示すように主トランジスタ２及びリアクトル
４を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。このとき、図２
(Ｄ)及び(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８及
び第３の共振用コンデンサ１７はそれぞれ図１に示す極
性で直流電源１の電圧Ｅまで充電される。図２(Ａ)に示
すように、時刻ｔ0に制御回路７から主トランジスタ２
のベース端子に付与された主制御パルス信号電圧ＶB1が
高レベルから低レベルになり、主トランジスタ２がオン
状態からオフ状態になると、図２(Ｈ)に示すように主ト
ランジスタ２に流れる電流ＩTR1、即ち負荷６の電流Ｉ
が直ちに第１の共振用コンデンサ８及び第２の共振用コ
ンデンサ１４に流れる電流に切り替わる。このとき、第
１の共振用コンデンサ８が徐々に放電し、図２(Ｄ)に示
すように第１の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が
直流電源１の電圧Ｅから直線的に降下する。これに伴
い、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖから徐々に充電
され、図２(Ｃ)に示すように第２の共振用コンデンサ１
４の両端の電圧ＶC2、即ち主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇する。これと共に、図
２(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９の両端の電圧Ｖ
TR2が０Ｖから直線的に上昇する。このため、主トラン
ジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電流波形の重なり
が少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
に時刻ｔ0以前に主トランジスタ２がオン状態のとき、
図２(Ｈ)に示すように主トランジスタ２及びリアクトル
４を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。このとき、図２
(Ｄ)及び(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８及
び第３の共振用コンデンサ１７はそれぞれ図１に示す極
性で直流電源１の電圧Ｅまで充電される。図２(Ａ)に示
すように、時刻ｔ0に制御回路７から主トランジスタ２
のベース端子に付与された主制御パルス信号電圧ＶB1が
高レベルから低レベルになり、主トランジスタ２がオン
状態からオフ状態になると、図２(Ｈ)に示すように主ト
ランジスタ２に流れる電流ＩTR1、即ち負荷６の電流Ｉ
が直ちに第１の共振用コンデンサ８及び第２の共振用コ
ンデンサ１４に流れる電流に切り替わる。このとき、第
１の共振用コンデンサ８が徐々に放電し、図２(Ｄ)に示
すように第１の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が
直流電源１の電圧Ｅから直線的に降下する。これに伴
い、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖから徐々に充電
され、図２(Ｃ)に示すように第２の共振用コンデンサ１
４の両端の電圧ＶC2、即ち主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇する。これと共に、図
２(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９の両端の電圧Ｖ
TR2が０Ｖから直線的に上昇する。このため、主トラン
ジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電流波形の重なり
が少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
【００２１】図２(Ｄ)及び(Ｃ)に示すように、時刻ｔ1
に第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電
圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び直流電源１の電圧Ｅに
なると、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１
及び第２の共振用コンデンサ８、１４に流れる電流が図
２(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる電流
ＩDに切り替わる。このときの主トランジスタ２及び補
助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2はそれぞれ
図２(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等
しい。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、負荷
６の電流Ｉは主還流用ダイオード３からリアクトル４へ
流れる。
に第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電
圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び直流電源１の電圧Ｅに
なると、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１
及び第２の共振用コンデンサ８、１４に流れる電流が図
２(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる電流
ＩDに切り替わる。このときの主トランジスタ２及び補
助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2はそれぞれ
図２(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等
しい。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、負荷
６の電流Ｉは主還流用ダイオード３からリアクトル４へ
流れる。
【００２２】図２(Ｂ)に示すように、時刻ｔ2に制御回
路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与された
補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベルに
なり、補助トランジスタ９がオフ状態からオン状態にな
ると、図２(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９の両端
の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。主還流用ダ
イオード３が導通する期間に、第１の共振用リアクトル
１０に直流電源１の電圧Ｅが印加され、図２(Ｇ)に示す
ように第１の共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始
める。電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しくなるまで直線
的に増加する。一方、主還流用ダイオード３に流れる電
流ＩDは図２(Ｉ)に示すように直線的に減少し、補助ト
ランジスタ９のターンオン時にゼロ電流スイッチングと
なる。
路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与された
補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベルに
なり、補助トランジスタ９がオフ状態からオン状態にな
ると、図２(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９の両端
の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。主還流用ダ
イオード３が導通する期間に、第１の共振用リアクトル
１０に直流電源１の電圧Ｅが印加され、図２(Ｇ)に示す
ように第１の共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始
める。電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しくなるまで直線
的に増加する。一方、主還流用ダイオード３に流れる電
流ＩDは図２(Ｉ)に示すように直線的に減少し、補助ト
ランジスタ９のターンオン時にゼロ電流スイッチングと
なる。
【００２３】図２(Ｇ)に示すように、時刻ｔ3に第１の
共振用リアクトル１０の電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等
しくなると、主還流用ダイオード３がカットオフし、図
２(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３には電流が流
れなくなる。このとき、図１の極性で充電された第２の
共振用コンデンサ１４のエネルギが放出されて、第２の
共振用コンデンサ１４及び第１の共振用リアクトル１０
が共振し、第２の共振用コンデンサ１４、補助トランジ
スタ９及び第１の共振用リアクトル１０の経路で共振電
流が流れる。これと同時に、図１の極性で充電された第
３の共振用コンデンサ１７のエネルギも放出されて、第
３の共振用コンデンサ１７、第１の共振用リアクトル１
０、第１の共振用コンデンサ８及び第２の共振用リアク
トル１５が共振し、第３の共振用コンデンサ１７、補助
スイッチング素子９、第１の共振用リアクトル１０、第
１の共振用コンデンサ８、第２の共振用リアクトル１５
及び共振電流用ダイオード１６の経路で共振電流が流れ
ると共に、第１の共振用コンデンサ８が余弦波状に充電
される。このため、第１の共振用リアクトル１０には、
正弦波状の共振電流が負荷６の電流Ｉに重畳して流れる
ので、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は、図２(Ｇ)に
示すように、引き続き正弦波状に増加する。一方、第２
及び第３の共振用コンデンサ１４、１７の両端の電圧Ｖ
C2、ＶC3はそれぞれ図２(Ｃ)及び(Ｅ)に示すように、余
弦波状に降下する。
共振用リアクトル１０の電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等
しくなると、主還流用ダイオード３がカットオフし、図
２(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３には電流が流
れなくなる。このとき、図１の極性で充電された第２の
共振用コンデンサ１４のエネルギが放出されて、第２の
共振用コンデンサ１４及び第１の共振用リアクトル１０
が共振し、第２の共振用コンデンサ１４、補助トランジ
スタ９及び第１の共振用リアクトル１０の経路で共振電
流が流れる。これと同時に、図１の極性で充電された第
３の共振用コンデンサ１７のエネルギも放出されて、第
３の共振用コンデンサ１７、第１の共振用リアクトル１
０、第１の共振用コンデンサ８及び第２の共振用リアク
トル１５が共振し、第３の共振用コンデンサ１７、補助
スイッチング素子９、第１の共振用リアクトル１０、第
１の共振用コンデンサ８、第２の共振用リアクトル１５
及び共振電流用ダイオード１６の経路で共振電流が流れ
ると共に、第１の共振用コンデンサ８が余弦波状に充電
される。このため、第１の共振用リアクトル１０には、
正弦波状の共振電流が負荷６の電流Ｉに重畳して流れる
ので、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は、図２(Ｇ)に
示すように、引き続き正弦波状に増加する。一方、第２
及び第３の共振用コンデンサ１４、１７の両端の電圧Ｖ
C2、ＶC3はそれぞれ図２(Ｃ)及び(Ｅ)に示すように、余
弦波状に降下する。
【００２４】図２(Ｇ)に示すように、時刻ｔ4に第１の
共振用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち負荷
６の電流Ｉと共振電流の最大値Ｉpとの和に達すると、
循環電流用ダイオード１３が導通状態になる。これと共
に、第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図
２(Ｃ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制御回路７
は図２(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベース端子
に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベルから高
レベルにして主トランジスタ２をオフ状態からオン状態
にする。このとき主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1
は、図２(Ｃ)に示すように０Ｖであり、主トランジスタ
２のターンオン時にゼロ電圧スイッチングとなる。
共振用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち負荷
６の電流Ｉと共振電流の最大値Ｉpとの和に達すると、
循環電流用ダイオード１３が導通状態になる。これと共
に、第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図
２(Ｃ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制御回路７
は図２(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベース端子
に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベルから高
レベルにして主トランジスタ２をオフ状態からオン状態
にする。このとき主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1
は、図２(Ｃ)に示すように０Ｖであり、主トランジスタ
２のターンオン時にゼロ電圧スイッチングとなる。
【００２５】時刻ｔ4に循環電流用ダイオード１３が導
通状態になると、第１の共振用リアクトル１０の電流Ｉ
L1の共振電流分は循環電流用ダイオード１３、補助トラ
ンジスタ９及び第１の共振用リアクトル１０の経路で循
環電流となって流れ続ける。この循環電流が流れる間
（時刻ｔ4〜時刻ｔ5）は、第３の共振用コンデンサ１７
からエネルギを放出し続けるので、第１の共振用コンデ
ンサ８も図１の極性で充電され続ける。このため、図２
(Ｅ)及び(Ｄ)に示すように、第３の共振用コンデンサ１
７の両端の電圧ＶC3が引き続き降下すると共に第１の共
振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が引き続き上昇し、
時刻ｔ5に第１の共振用コンデンサ８の電圧ＶC1が直流
電源１の電圧Ｅに達しかつ第３の共振用コンデンサ１７
の電圧ＶC3が０Ｖになる。
通状態になると、第１の共振用リアクトル１０の電流Ｉ
L1の共振電流分は循環電流用ダイオード１３、補助トラ
ンジスタ９及び第１の共振用リアクトル１０の経路で循
環電流となって流れ続ける。この循環電流が流れる間
（時刻ｔ4〜時刻ｔ5）は、第３の共振用コンデンサ１７
からエネルギを放出し続けるので、第１の共振用コンデ
ンサ８も図１の極性で充電され続ける。このため、図２
(Ｅ)及び(Ｄ)に示すように、第３の共振用コンデンサ１
７の両端の電圧ＶC3が引き続き降下すると共に第１の共
振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が引き続き上昇し、
時刻ｔ5に第１の共振用コンデンサ８の電圧ＶC1が直流
電源１の電圧Ｅに達しかつ第３の共振用コンデンサ１７
の電圧ＶC3が０Ｖになる。
【００２６】その後少し遅れて、図２(Ｂ)に示すよう
に、時刻ｔ6に制御回路７は補助トランジスタ９のベー
ス端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レベ
ルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態か
らオフ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に流
れる循環電流が第３の共振用コンデンサ１７に流れる電
流に切り替わり、第１の共振用リアクトル１０に蓄積さ
れたエネルギが放出されて第３の共振用コンデンサ１７
が再び０Ｖより正弦波状に充電される。このため、図２
(Ｆ)及び(Ｇ)に示すように補助スイッチング素子９の両
端の電圧ＶTR2が０Ｖより正弦波状に上昇すると共に、
第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1が余弦波状に減
少する。したがって、補助トランジスタ９のターンオフ
時は、補助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が０
Ｖであり、ゼロ電圧スイッチングとなる。
に、時刻ｔ6に制御回路７は補助トランジスタ９のベー
ス端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レベ
ルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態か
らオフ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に流
れる循環電流が第３の共振用コンデンサ１７に流れる電
流に切り替わり、第１の共振用リアクトル１０に蓄積さ
れたエネルギが放出されて第３の共振用コンデンサ１７
が再び０Ｖより正弦波状に充電される。このため、図２
(Ｆ)及び(Ｇ)に示すように補助スイッチング素子９の両
端の電圧ＶTR2が０Ｖより正弦波状に上昇すると共に、
第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1が余弦波状に減
少する。したがって、補助トランジスタ９のターンオフ
時は、補助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が０
Ｖであり、ゼロ電圧スイッチングとなる。
【００２７】図２(Ｅ)に示すように、時刻ｔ7に第３の
共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3が略最大値、即
ち直流電源１の電圧Ｅに達すると、図２(Ｆ)に示すよう
に補助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が速やか
に０Ｖまで降下する。これと共に、第１の共振用リアク
トル１０に流れる循環電流の共振電流分が０となり、図
２(Ｇ)に示すように第１の共振用リアクトル１０に流れ
る電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等しくなる。このときの
残りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギは、第２
の補助還流用ダイオード１２、第２の共振用リアクトル
１５、共振電流用ダイオード１６、第１の補助還流用ダ
イオード１１、第１の共振用リアクトル１０及び循環電
流用ダイオード１３の経路で直流電源１へ帰還される。
これにより、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図２
(Ｇ)に示すように直線的に引き続いて減少すると共に、
図２(Ｈ)に示すように主トランジスタ２の電流ＩTR1が
０から直線的に増加する。そして、時刻ｔ8に第１の共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は図２(Ｇ)に示すように
０となり、主トランジスタ２の電流ＩTR1は図２(Ｈ)に
示すように負荷６の電流Ｉに等しくなる。したがって、
時刻ｔ8以降は直流電源１から主トランジスタ２及びリ
アクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。
共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3が略最大値、即
ち直流電源１の電圧Ｅに達すると、図２(Ｆ)に示すよう
に補助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が速やか
に０Ｖまで降下する。これと共に、第１の共振用リアク
トル１０に流れる循環電流の共振電流分が０となり、図
２(Ｇ)に示すように第１の共振用リアクトル１０に流れ
る電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等しくなる。このときの
残りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギは、第２
の補助還流用ダイオード１２、第２の共振用リアクトル
１５、共振電流用ダイオード１６、第１の補助還流用ダ
イオード１１、第１の共振用リアクトル１０及び循環電
流用ダイオード１３の経路で直流電源１へ帰還される。
これにより、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図２
(Ｇ)に示すように直線的に引き続いて減少すると共に、
図２(Ｈ)に示すように主トランジスタ２の電流ＩTR1が
０から直線的に増加する。そして、時刻ｔ8に第１の共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は図２(Ｇ)に示すように
０となり、主トランジスタ２の電流ＩTR1は図２(Ｈ)に
示すように負荷６の電流Ｉに等しくなる。したがって、
時刻ｔ8以降は直流電源１から主トランジスタ２及びリ
アクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。
【００２８】上記のように、本実施形態では、主トラン
ジスタ２及び補助トランジスタ９のターンオン及びター
ンオフ時に、ゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングが達成
されるので、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９
のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損失
を低減することができる。また、主トランジスタ２及び
補助トランジスタ９のターンオン及びターンオフ時に発
生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第１
〜第３の共振用コンデンサ８、１４、１７と第１及び第
２の共振用リアクトル１０、１５の共振作用により吸収
され、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９の電圧
及び電流波形の立上り及び立下りが緩やかになるので、
主トランジスタ２のオン・オフ動作時のサージ電圧、サ
ージ電流及びノイズを低減することができる。更に、第
１の共振用コンデンサ８の電圧ＶC1が直流電源１の電圧
Ｅに達しかつ第３の共振用コンデンサ１７の電圧ＶC3が
０Ｖになったとき以降に補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にするので、補助トランジスタ９をオフ状
態にする時刻を明確に設定できる。
ジスタ２及び補助トランジスタ９のターンオン及びター
ンオフ時に、ゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングが達成
されるので、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９
のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損失
を低減することができる。また、主トランジスタ２及び
補助トランジスタ９のターンオン及びターンオフ時に発
生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第１
〜第３の共振用コンデンサ８、１４、１７と第１及び第
２の共振用リアクトル１０、１５の共振作用により吸収
され、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９の電圧
及び電流波形の立上り及び立下りが緩やかになるので、
主トランジスタ２のオン・オフ動作時のサージ電圧、サ
ージ電流及びノイズを低減することができる。更に、第
１の共振用コンデンサ８の電圧ＶC1が直流電源１の電圧
Ｅに達しかつ第３の共振用コンデンサ１７の電圧ＶC3が
０Ｖになったとき以降に補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にするので、補助トランジスタ９をオフ状
態にする時刻を明確に設定できる。
【００２９】次に、本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータを昇圧コンバータに適用した場合の実施形態を図
３及び図４について説明する。但し、図３では図１及び
図１８と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略し、図３の制御回路７内の詳細は、図１の実施形態
に示す制御回路７と全く同様であるので、説明は省略す
る。図３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、符号８〜１７に示す各回路素子を前述の図１の実施
形態に示す回路構成と同様に図１８の回路に接続したも
のである。
バータを昇圧コンバータに適用した場合の実施形態を図
３及び図４について説明する。但し、図３では図１及び
図１８と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略し、図３の制御回路７内の詳細は、図１の実施形態
に示す制御回路７と全く同様であるので、説明は省略す
る。図３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、符号８〜１７に示す各回路素子を前述の図１の実施
形態に示す回路構成と同様に図１８の回路に接続したも
のである。
【００３０】図３の構成において、図４(Ａ)に示すよう
に時刻ｔ0以前に主トランジスタ２がオン状態のとき、
図４(Ｈ)に示すようにリアクトル４及び主トランジスタ
２の経路で電流Ｉ0が流れる。このとき、図４(Ｄ)及び
(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８及び第３の
共振用コンデンサ１７はそれぞれ図３に示す極性で負荷
６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充電される。図４
(Ａ)に示すように、時刻ｔ0では制御回路７から主トラ
ンジスタ２のベース端子に付与された主制御パルス信号
電圧ＶB1が高レベルから低レベルになり、主トランジス
タ２がオン状態からオフ状態になると、図４(Ｈ)に示す
ように主トランジスタ２に流れる電流ＩTR1、即ちリア
クトル４の電流Ｉ0が直ちに第１の共振用コンデンサ８
及び第２の共振用コンデンサ１４に流れる電流に切り替
わる。このとき、第１の共振用コンデンサ８が徐々に放
電され、図４(Ｄ)に示すように第１の共振用コンデンサ
８の両端の電圧ＶC1が出力電圧Ｅ0から直線的に降下す
る。これに伴って、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖ
から徐々に充電され、図４(Ｃ)に示すように第２の共振
用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2、即ち主トランジス
タ２の両端の電圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇する。
これと共に、図４(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９
の両端の電圧ＶTR2が０Ｖから直線的に上昇する。この
ため、主トランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電
流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
に時刻ｔ0以前に主トランジスタ２がオン状態のとき、
図４(Ｈ)に示すようにリアクトル４及び主トランジスタ
２の経路で電流Ｉ0が流れる。このとき、図４(Ｄ)及び
(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８及び第３の
共振用コンデンサ１７はそれぞれ図３に示す極性で負荷
６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充電される。図４
(Ａ)に示すように、時刻ｔ0では制御回路７から主トラ
ンジスタ２のベース端子に付与された主制御パルス信号
電圧ＶB1が高レベルから低レベルになり、主トランジス
タ２がオン状態からオフ状態になると、図４(Ｈ)に示す
ように主トランジスタ２に流れる電流ＩTR1、即ちリア
クトル４の電流Ｉ0が直ちに第１の共振用コンデンサ８
及び第２の共振用コンデンサ１４に流れる電流に切り替
わる。このとき、第１の共振用コンデンサ８が徐々に放
電され、図４(Ｄ)に示すように第１の共振用コンデンサ
８の両端の電圧ＶC1が出力電圧Ｅ0から直線的に降下す
る。これに伴って、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖ
から徐々に充電され、図４(Ｃ)に示すように第２の共振
用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2、即ち主トランジス
タ２の両端の電圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇する。
これと共に、図４(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９
の両端の電圧ＶTR2が０Ｖから直線的に上昇する。この
ため、主トランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電
流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
【００３１】図４(Ｄ)及び(Ｃ)に示すように、時刻ｔ1
に第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電
圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び出力電圧Ｅ0になる
と、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１及び
第２の共振用コンデンサ８、１４に流れる電流が図４
(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる電流Ｉ
Dに切り替わる。このときの主トランジスタ２及び補助
トランジスタ９の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2はそれぞれ図
４(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しい。ま
た、主トランジスタ２がオフ状態のとき、リアクトル４
の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３を通して負荷６へ流
れる。
に第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電
圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び出力電圧Ｅ0になる
と、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１及び
第２の共振用コンデンサ８、１４に流れる電流が図４
(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる電流Ｉ
Dに切り替わる。このときの主トランジスタ２及び補助
トランジスタ９の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2はそれぞれ図
４(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しい。ま
た、主トランジスタ２がオフ状態のとき、リアクトル４
の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３を通して負荷６へ流
れる。
【００３２】図４(Ｂ)に示すように、時刻ｔ2に制御回
路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与された
補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベルに
なり、補助トランジスタ９がオフ状態からオン状態にな
ると、図４(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９の両端
の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。主還流用ダ
イオード３が導通する期間は、第１の共振用リアクトル
１０に出力電圧Ｅ0が印加され、図４(Ｇ)に示すように
第１の共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始める。
この電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しくなるまで直線的
に増加する。一方、主還流用ダイオード３に流れる電流
ＩDは図４(Ｉ)に示すように直線的に減少する。したが
って、補助トランジスタ９のターンオン時にゼロ電流ス
イッチングとなる。
路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与された
補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベルに
なり、補助トランジスタ９がオフ状態からオン状態にな
ると、図４(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９の両端
の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。主還流用ダ
イオード３が導通する期間は、第１の共振用リアクトル
１０に出力電圧Ｅ0が印加され、図４(Ｇ)に示すように
第１の共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始める。
この電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しくなるまで直線的
に増加する。一方、主還流用ダイオード３に流れる電流
ＩDは図４(Ｉ)に示すように直線的に減少する。したが
って、補助トランジスタ９のターンオン時にゼロ電流ス
イッチングとなる。
【００３３】図４(Ｇ)に示すように、時刻ｔ3に第１の
共振用リアクトル１０の電流ＩL1がリアクトル４の電流
Ｉ0に等しくなると、主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図４(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。このとき、図３の極性で充電され
た第２の共振用コンデンサ１４のエネルギが放出されて
第２の共振用コンデンサ１４及び第１の共振用リアクト
ル１０が共振し、第２の共振用コンデンサ１４、第１の
共振用リアクトル１０及び補助トランジスタ９の経路で
共振電流が流れる。これと同時に、図３の極性で充電さ
れた第３の共振用コンデンサ１７のエネルギも放出され
て第３の共振用コンデンサ１７、第１の共振用リアクト
ル１０、第１の共振用コンデンサ８及び第２の共振用リ
アクトル１５が共振し、第３の共振用コンデンサ１７、
共振電流用ダイオード１６、第２の共振用リアクトル１
５、第１の共振用コンデンサ８、第１の共振用リアクト
ル１０及び補助スイッチング素子９の経路で共振電流が
流れると共に、第１の共振用コンデンサ８が余弦波状に
充電される。このため、第１の共振用リアクトル１０に
は、正弦波状の共振電流がリアクトル４の電流Ｉ0に重
畳して流れるので、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は
図４(Ｇ)に示すように引き続き正弦波状に増加する。一
方、第２及び第３の共振用コンデンサ１４、１７の両端
の電圧ＶC2、ＶC3はそれぞれ図４(Ｃ)及び(Ｅ)に示すよ
うに余弦波状に降下する。
共振用リアクトル１０の電流ＩL1がリアクトル４の電流
Ｉ0に等しくなると、主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図４(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。このとき、図３の極性で充電され
た第２の共振用コンデンサ１４のエネルギが放出されて
第２の共振用コンデンサ１４及び第１の共振用リアクト
ル１０が共振し、第２の共振用コンデンサ１４、第１の
共振用リアクトル１０及び補助トランジスタ９の経路で
共振電流が流れる。これと同時に、図３の極性で充電さ
れた第３の共振用コンデンサ１７のエネルギも放出され
て第３の共振用コンデンサ１７、第１の共振用リアクト
ル１０、第１の共振用コンデンサ８及び第２の共振用リ
アクトル１５が共振し、第３の共振用コンデンサ１７、
共振電流用ダイオード１６、第２の共振用リアクトル１
５、第１の共振用コンデンサ８、第１の共振用リアクト
ル１０及び補助スイッチング素子９の経路で共振電流が
流れると共に、第１の共振用コンデンサ８が余弦波状に
充電される。このため、第１の共振用リアクトル１０に
は、正弦波状の共振電流がリアクトル４の電流Ｉ0に重
畳して流れるので、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は
図４(Ｇ)に示すように引き続き正弦波状に増加する。一
方、第２及び第３の共振用コンデンサ１４、１７の両端
の電圧ＶC2、ＶC3はそれぞれ図４(Ｃ)及び(Ｅ)に示すよ
うに余弦波状に降下する。
【００３４】図４(Ｇ)に示すように、時刻ｔ4に第１の
共振用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ちリア
クトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達す
ると、循環電流用ダイオード１３が導通状態になる。こ
れと共に、第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧Ｖ
C2が図４(Ｃ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制御
回路７は図４(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベー
ス端子に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベル
から高レベルにして主トランジスタ２をオフ状態からオ
ン状態にする。このときの主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTR1は、図４(Ｃ)に示すように０Ｖであるから、主
トランジスタ２のターンオン時にゼロ電圧スイッチング
となる。
共振用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ちリア
クトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達す
ると、循環電流用ダイオード１３が導通状態になる。こ
れと共に、第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧Ｖ
C2が図４(Ｃ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制御
回路７は図４(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベー
ス端子に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベル
から高レベルにして主トランジスタ２をオフ状態からオ
ン状態にする。このときの主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTR1は、図４(Ｃ)に示すように０Ｖであるから、主
トランジスタ２のターンオン時にゼロ電圧スイッチング
となる。
【００３５】時刻ｔ4に循環電流用ダイオード１３が導
通状態になると、第１の共振用リアクトル１０の電流Ｉ
L1の共振電流分は循環電流用ダイオード１３、第１の共
振用リアクトル１０及び補助トランジスタ９の経路で循
環電流となって流れ続ける。この循環電流が流れる間
（時刻ｔ4〜時刻ｔ5）は、第３の共振用コンデンサ１７
からエネルギを放出し続けるので、第１の共振用コンデ
ンサ８も図３の極性で充電され続ける。このため、図４
(Ｅ)及び(Ｄ)に示すように、第３の共振用コンデンサ１
７の両端の電圧ＶC3が引き続き降下すると共に第１の共
振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が引き続き上昇す
る。そして、時刻ｔ5に第１の共振用コンデンサ８の電
圧が出力電圧Ｅ0に達しかつ第３の共振用コンデンサ１
７の電圧が０Ｖになる。
通状態になると、第１の共振用リアクトル１０の電流Ｉ
L1の共振電流分は循環電流用ダイオード１３、第１の共
振用リアクトル１０及び補助トランジスタ９の経路で循
環電流となって流れ続ける。この循環電流が流れる間
（時刻ｔ4〜時刻ｔ5）は、第３の共振用コンデンサ１７
からエネルギを放出し続けるので、第１の共振用コンデ
ンサ８も図３の極性で充電され続ける。このため、図４
(Ｅ)及び(Ｄ)に示すように、第３の共振用コンデンサ１
７の両端の電圧ＶC3が引き続き降下すると共に第１の共
振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が引き続き上昇す
る。そして、時刻ｔ5に第１の共振用コンデンサ８の電
圧が出力電圧Ｅ0に達しかつ第３の共振用コンデンサ１
７の電圧が０Ｖになる。
【００３６】その後少し遅れて、図４(Ｂ)に示すよう
に、時刻ｔ6に制御回路７は補助トランジスタ９のベー
ス端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レベ
ルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態か
らオフ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に流
れる循環電流が第３の共振用コンデンサ１７に流れる電
流に切り替わり、第１の共振用リアクトル１０に蓄積さ
れたエネルギが放出されて第３の共振用コンデンサ１７
が再び０Ｖより正弦波状に充電される。このため、図４
(Ｆ)及び(Ｇ)に示すように補助スイッチング素子９の両
端の電圧ＶTR2が０Ｖより正弦波状に上昇すると共に、
第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1が余弦波状に減
少する。したがって、補助トランジスタ９のターンオフ
時は、補助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が０
Ｖのため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
に、時刻ｔ6に制御回路７は補助トランジスタ９のベー
ス端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レベ
ルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態か
らオフ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に流
れる循環電流が第３の共振用コンデンサ１７に流れる電
流に切り替わり、第１の共振用リアクトル１０に蓄積さ
れたエネルギが放出されて第３の共振用コンデンサ１７
が再び０Ｖより正弦波状に充電される。このため、図４
(Ｆ)及び(Ｇ)に示すように補助スイッチング素子９の両
端の電圧ＶTR2が０Ｖより正弦波状に上昇すると共に、
第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1が余弦波状に減
少する。したがって、補助トランジスタ９のターンオフ
時は、補助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が０
Ｖのため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
【００３７】図４(Ｅ)に示すように、時刻ｔ7に第３の
共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3が略最大値、即
ち出力電圧Ｅ0に達すると、図４(Ｆ)に示すように補助
スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖ
まで降下する。これと共に、第１の共振用リアクトル１
０に流れる循環電流の共振電流分が０となり、図４(Ｇ)
に示すように第１の共振用リアクトル１０に流れる電流
ＩL1がリアクトル４の電流Ｉ0に等しくなる。このとき
残りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギは、循環
電流用ダイオード１３、第１の共振用リアクトル１０、
第１の補助還流用ダイオード１１、共振電流用ダイオー
ド１６、第２の共振用リアクトル１５及び第２の補助還
流用ダイオード１２の経路で負荷６へ供給される。これ
により、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図４(Ｇ)に
示すように直線的に引き続いて減少する共に、図４(Ｈ)
に示すように主トランジスタ２の電流ＩTR1が０から直
線的に増加する。時刻ｔ8に第１の共振用リアクトル１
０の電流ＩL1は図４(Ｇ)に示すように０となり、主トラ
ンジスタ２の電流ＩTR1は図４(Ｈ)に示すようにリアク
トル４の電流Ｉ0に等しくなる。したがって、時刻ｔ8以
降は直流電源１からリアクトル４及び主トランジスタ２
の経路で電流Ｉ0が流れる。
共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3が略最大値、即
ち出力電圧Ｅ0に達すると、図４(Ｆ)に示すように補助
スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖ
まで降下する。これと共に、第１の共振用リアクトル１
０に流れる循環電流の共振電流分が０となり、図４(Ｇ)
に示すように第１の共振用リアクトル１０に流れる電流
ＩL1がリアクトル４の電流Ｉ0に等しくなる。このとき
残りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギは、循環
電流用ダイオード１３、第１の共振用リアクトル１０、
第１の補助還流用ダイオード１１、共振電流用ダイオー
ド１６、第２の共振用リアクトル１５及び第２の補助還
流用ダイオード１２の経路で負荷６へ供給される。これ
により、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図４(Ｇ)に
示すように直線的に引き続いて減少する共に、図４(Ｈ)
に示すように主トランジスタ２の電流ＩTR1が０から直
線的に増加する。時刻ｔ8に第１の共振用リアクトル１
０の電流ＩL1は図４(Ｇ)に示すように０となり、主トラ
ンジスタ２の電流ＩTR1は図４(Ｈ)に示すようにリアク
トル４の電流Ｉ0に等しくなる。したがって、時刻ｔ8以
降は直流電源１からリアクトル４及び主トランジスタ２
の経路で電流Ｉ0が流れる。
【００３８】上述の通り、図３に示す実施形態でも、図
１に示す実施形態と同様に主トランジスタ２及び補助ト
ランジスタ９のスイッチング損失を低減できると共に、
サージ電圧、サージ電流及びノイズを低減できる。
１に示す実施形態と同様に主トランジスタ２及び補助ト
ランジスタ９のスイッチング損失を低減できると共に、
サージ電圧、サージ電流及びノイズを低減できる。
【００３９】図１及び図３に示す実施形態の回路は変更
が可能である。例えば、図５及び図６に示す実施形態の
回路では、それぞれ図１及び図３の回路の第１の共振用
リアクトル１０及び第１の補助還流用ダイオード１１の
接続点と主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ５の
接続点との間にエネルギ帰還用整流素子としてのエネル
ギ帰還用ダイオード１８が接続される。エネルギ帰還用
ダイオード１８は、破線Ａに示すように第３の共振用コ
ンデンサ１７及び第１の補助還流用ダイオード１１の接
続点と主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ５の接
続点との間又は破線Ｂに示すように第２の共振用リアク
トル１５及び共振電流用ダイオード１６の接続点と主還
流用ダイオード３及び出力コンデンサ６の接続点との間
に接続してもよい。図５及び図６に示す回路では、補助
トランジスタ９をオン状態からオフ状態にした後（図２
及び図４の時刻ｔ6以降）に第１の共振用リアクトル１
０のエネルギにより第３の共振用コンデンサ１７を充電
するとき、第１の共振用リアクトル１０の余剰のエネル
ギがエネルギ帰還用ダイオード１８を通して直流電源１
側へ帰還（図５の回路の場合）又は負荷６側へ供給（図
６の回路の場合）される。したがって、図５及び図６に
示す実施形態では第３の共振用コンデンサ１７の充電電
圧ＶC3の最大値が直流電源１の電圧Ｅ（図５の回路の場
合）又は出力電圧Ｅ0（図６の回路の場合）よりも高く
なることを防止できる。
が可能である。例えば、図５及び図６に示す実施形態の
回路では、それぞれ図１及び図３の回路の第１の共振用
リアクトル１０及び第１の補助還流用ダイオード１１の
接続点と主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ５の
接続点との間にエネルギ帰還用整流素子としてのエネル
ギ帰還用ダイオード１８が接続される。エネルギ帰還用
ダイオード１８は、破線Ａに示すように第３の共振用コ
ンデンサ１７及び第１の補助還流用ダイオード１１の接
続点と主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ５の接
続点との間又は破線Ｂに示すように第２の共振用リアク
トル１５及び共振電流用ダイオード１６の接続点と主還
流用ダイオード３及び出力コンデンサ６の接続点との間
に接続してもよい。図５及び図６に示す回路では、補助
トランジスタ９をオン状態からオフ状態にした後（図２
及び図４の時刻ｔ6以降）に第１の共振用リアクトル１
０のエネルギにより第３の共振用コンデンサ１７を充電
するとき、第１の共振用リアクトル１０の余剰のエネル
ギがエネルギ帰還用ダイオード１８を通して直流電源１
側へ帰還（図５の回路の場合）又は負荷６側へ供給（図
６の回路の場合）される。したがって、図５及び図６に
示す実施形態では第３の共振用コンデンサ１７の充電電
圧ＶC3の最大値が直流電源１の電圧Ｅ（図５の回路の場
合）又は出力電圧Ｅ0（図６の回路の場合）よりも高く
なることを防止できる。
【００４０】また、図７及び図８に示す実施形態の回路
では、それぞれ図１及び図３の回路の第３の共振用コン
デンサ１７と並列に逆充電防止用整流素子としての逆充
電防止用ダイオード１９が接続される。逆充電防止用ダ
イオード１９は、破線Ｃに示すように補助トランジスタ
９と並列に接続してもよい。図７及び図８に示す回路で
は、第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1の共振電流
分が循環電流用ダイオード１３及び補助トランジスタ９
を通して循環して流れるとき（図２及び図４の時刻ｔ4
〜時刻ｔ5に示す期間）、第３の共振用コンデンサ１７
は引き続き放電し、第１の共振用コンデンサ８は引き続
き充電される。第３の共振用コンデンサ１７の充電電圧
ＶC3が０Ｖになったとき、第３の共振用コンデンサ１７
の両端の電圧ＶC3は０Ｖでクランプされる。即ち、第３
の共振用コンデンサ１７の充電電圧ＶC3が０Ｖになった
ときに、第２の共振用リアクトル１５に電流が流れる場
合、第２の共振用リアクトル１５に流れる電流は全て逆
充電防止用ダイオード１９を通して流れるので、第３の
共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3は０Ｖに保持さ
れる。したがって、図７及び図８に示す実施形態では第
３の共振用コンデンサ１７の充電電圧ＶC3が０Ｖになっ
たときに第２の共振用リアクトル１５に流れる電流によ
り第３の共振用コンデンサ１７が逆極性で充電されるこ
とを防止できる。
では、それぞれ図１及び図３の回路の第３の共振用コン
デンサ１７と並列に逆充電防止用整流素子としての逆充
電防止用ダイオード１９が接続される。逆充電防止用ダ
イオード１９は、破線Ｃに示すように補助トランジスタ
９と並列に接続してもよい。図７及び図８に示す回路で
は、第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1の共振電流
分が循環電流用ダイオード１３及び補助トランジスタ９
を通して循環して流れるとき（図２及び図４の時刻ｔ4
〜時刻ｔ5に示す期間）、第３の共振用コンデンサ１７
は引き続き放電し、第１の共振用コンデンサ８は引き続
き充電される。第３の共振用コンデンサ１７の充電電圧
ＶC3が０Ｖになったとき、第３の共振用コンデンサ１７
の両端の電圧ＶC3は０Ｖでクランプされる。即ち、第３
の共振用コンデンサ１７の充電電圧ＶC3が０Ｖになった
ときに、第２の共振用リアクトル１５に電流が流れる場
合、第２の共振用リアクトル１５に流れる電流は全て逆
充電防止用ダイオード１９を通して流れるので、第３の
共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3は０Ｖに保持さ
れる。したがって、図７及び図８に示す実施形態では第
３の共振用コンデンサ１７の充電電圧ＶC3が０Ｖになっ
たときに第２の共振用リアクトル１５に流れる電流によ
り第３の共振用コンデンサ１７が逆極性で充電されるこ
とを防止できる。
【００４１】また、図９及び図１０に示す実施形態の回
路では、それぞれ図１及び図３の回路の補助トランジス
タ９及び第１の共振用リアクトル１０と直列に放電防止
用整流素子としての放電防止用ダイオード２０が接続さ
れる。図９及び図１０に示す回路では、補助トランジス
タ９をオン状態からオフ状態にしたとき（図２及び図４
の時刻ｔ6）、第１の共振用リアクトル１０のエネルギ
により第３の共振用コンデンサ１７が再び０Ｖから充電
されると同時に、補助トランジスタ９の寄生コンデンサ
も同一の極性及び電圧で充電される。これらの充電が完
了して第１の共振リアクトル１０に流れる電流ＩL1が０
となったとき、寄生コンデンサに充電されたエネルギの
放出は放電防止用ダイオード２０により阻止される。こ
れにより、第１の共振用リアクトル１０の電流が０とな
ったときに、補助トランジスタ９の寄生コンデンサに充
電されたエネルギが主トランジスタ２及び第１の共振用
リアクトル１０を通して放電されることを防止できる。
したがって、図９及び図１０に示す実施形態では、寄生
コンデンサの放電による補助トランジスタ９の電力損失
を削減することが可能である。
路では、それぞれ図１及び図３の回路の補助トランジス
タ９及び第１の共振用リアクトル１０と直列に放電防止
用整流素子としての放電防止用ダイオード２０が接続さ
れる。図９及び図１０に示す回路では、補助トランジス
タ９をオン状態からオフ状態にしたとき（図２及び図４
の時刻ｔ6）、第１の共振用リアクトル１０のエネルギ
により第３の共振用コンデンサ１７が再び０Ｖから充電
されると同時に、補助トランジスタ９の寄生コンデンサ
も同一の極性及び電圧で充電される。これらの充電が完
了して第１の共振リアクトル１０に流れる電流ＩL1が０
となったとき、寄生コンデンサに充電されたエネルギの
放出は放電防止用ダイオード２０により阻止される。こ
れにより、第１の共振用リアクトル１０の電流が０とな
ったときに、補助トランジスタ９の寄生コンデンサに充
電されたエネルギが主トランジスタ２及び第１の共振用
リアクトル１０を通して放電されることを防止できる。
したがって、図９及び図１０に示す実施形態では、寄生
コンデンサの放電による補助トランジスタ９の電力損失
を削減することが可能である。
【００４２】また、図１１及び図１３に示す実施形態の
回路では、それぞれ図１及び図３の回路の第１の共振用
リアクトル１０及び第１の共振用コンデンサ８の接続点
と第１の補助還流用整流ダイオード１１及び第１の共振
用リアクトル１０の接続点との間に第３の補助還流用ダ
イオード２２及び第４の共振用コンデンサ２３が直列接
続され、第３の補助還流用ダイオード２２及び第４の共
振用コンデンサ２３の接続点と主還流用ダイオード３及
び出力コンデンサ５の接続点との間に第４の補助還流用
ダイオード２４が接続される。
回路では、それぞれ図１及び図３の回路の第１の共振用
リアクトル１０及び第１の共振用コンデンサ８の接続点
と第１の補助還流用整流ダイオード１１及び第１の共振
用リアクトル１０の接続点との間に第３の補助還流用ダ
イオード２２及び第４の共振用コンデンサ２３が直列接
続され、第３の補助還流用ダイオード２２及び第４の共
振用コンデンサ２３の接続点と主還流用ダイオード３及
び出力コンデンサ５の接続点との間に第４の補助還流用
ダイオード２４が接続される。
【００４３】図１１及び図１３に示す回路では、図１２
(Ａ)及び図１４(Ａ)に示すように時刻ｔ0以前に主トラ
ンジスタ２がオン状態のとき、図１１の回路の場合は図
１２(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｇ)に示すように第１、第３及び第
４の共振用コンデンサ８、１７、２３がそれぞれ図示の
極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電され、図１３の回路
の場合は図１４(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｇ)に示すように第１、
第３及び第４の共振用コンデンサ８、１７、２３がそれ
ぞれ図示の極性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0
まで充電される。図１２(Ａ)及び図１４(Ａ)に示すよう
に、時刻ｔ0に制御回路７から主トランジスタ２のベー
ス端子に付与された主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベ
ルから低レベルになり、主トランジスタ２がオン状態か
らオフ状態になると、主トランジスタ２に流れる電流Ｉ
TR1、即ち負荷６の電流Ｉ（図１１の回路の場合）又は
リアクトル４の電流Ｉ0（図１３の回路の場合）が直ち
に第１、第２及び第４の共振用コンデンサ８、１４、２
３に流れる電流に切り替わる。このとき、第１及び第４
の共振用コンデンサ８、２３が徐々に放電され、図１１
の回路の場合は図１２(Ｄ)及び(Ｇ)に示すように、第１
及び第４の共振用コンデンサ８、２３の両端の電圧
ＶC1、ＶC4が直流電源１の電圧Ｅから直線的に降下し、
図１３の回路の場合は図１４(Ｄ)及び(Ｇ)に示すように
第１及び第４の共振用コンデンサ８、２３の両端の電圧
ＶC1、ＶC4が出力電圧Ｅ0から直線的に降下する。これ
に伴って、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖから徐々
に充電され、図１２(Ｃ)及び図１４(Ｃ)に示すように第
２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2、即ち主ト
ランジスタ２の両端の電圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上
昇する。これと共に、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)に示す
ように補助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖか
ら直線的に上昇する。このため、主トランジスタ２のタ
ーンオフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ
電圧スイッチングとなる。
(Ａ)及び図１４(Ａ)に示すように時刻ｔ0以前に主トラ
ンジスタ２がオン状態のとき、図１１の回路の場合は図
１２(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｇ)に示すように第１、第３及び第
４の共振用コンデンサ８、１７、２３がそれぞれ図示の
極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電され、図１３の回路
の場合は図１４(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｇ)に示すように第１、
第３及び第４の共振用コンデンサ８、１７、２３がそれ
ぞれ図示の極性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0
まで充電される。図１２(Ａ)及び図１４(Ａ)に示すよう
に、時刻ｔ0に制御回路７から主トランジスタ２のベー
ス端子に付与された主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベ
ルから低レベルになり、主トランジスタ２がオン状態か
らオフ状態になると、主トランジスタ２に流れる電流Ｉ
TR1、即ち負荷６の電流Ｉ（図１１の回路の場合）又は
リアクトル４の電流Ｉ0（図１３の回路の場合）が直ち
に第１、第２及び第４の共振用コンデンサ８、１４、２
３に流れる電流に切り替わる。このとき、第１及び第４
の共振用コンデンサ８、２３が徐々に放電され、図１１
の回路の場合は図１２(Ｄ)及び(Ｇ)に示すように、第１
及び第４の共振用コンデンサ８、２３の両端の電圧
ＶC1、ＶC4が直流電源１の電圧Ｅから直線的に降下し、
図１３の回路の場合は図１４(Ｄ)及び(Ｇ)に示すように
第１及び第４の共振用コンデンサ８、２３の両端の電圧
ＶC1、ＶC4が出力電圧Ｅ0から直線的に降下する。これ
に伴って、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖから徐々
に充電され、図１２(Ｃ)及び図１４(Ｃ)に示すように第
２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2、即ち主ト
ランジスタ２の両端の電圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上
昇する。これと共に、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)に示す
ように補助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖか
ら直線的に上昇する。このため、主トランジスタ２のタ
ーンオフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ
電圧スイッチングとなる。
【００４４】図１２(Ｄ)、(Ｇ)及び(Ｃ)又は図１４
(Ｄ)、(Ｇ)及び(Ｃ)に示すように、時刻ｔ1に第１及び
第４の共振用コンデンサ８、２３の両端の電圧ＶC1、Ｖ
C4が共に０Ｖになり、第２の共振用コンデンサ１４の両
端の電圧ＶC2が直流電源１の電圧Ｅ（図１１の回路の場
合）又は出力電圧Ｅ0（図１３の回路の場合）になる
と、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１、第
４及び第２の共振用コンデンサ８、２３、１４に流れる
電流が主還流用ダイオード３に流れる電流に切り替わ
る。このとき主トランジスタ２及び補助トランジスタ９
の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2は、図１１の回路の場合はそ
れぞれ図１２(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように直流電源１の電
圧Ｅに等しく、図１３の回路の場合は又は図１４(Ｃ)及
び(Ｆ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しい。また、主ト
ランジスタ２がオフ状態のとき、図１１の回路の場合は
負荷６の電流Ｉが主還流用ダイオード３からリアクトル
４へ流れ、図１３の回路の場合はリアクトル４の電流Ｉ
0が主還流用ダイオード３を通して負荷６へ流れる。な
お、時刻ｔ1から時刻ｔ6までの図１１及び図１３の回路
動作は、それぞれ前述の図１及び図３の回路の動作と略
同様であるので、説明を省略する。また、図１１及び図
１３の回路では、第１の共振用リアクトル１０に流れる
電流ＩL1、主トランジスタ２に流れる電流ＩTR1及び主
還流用ダイオード３に流れる電流ＩDの波形は前述の図
２(Ｇ)〜(Ｉ)又は図４(Ｇ)〜(Ｉ)に示す波形と略同様で
あるので、図１２又は図１４での図示を省略する。
(Ｄ)、(Ｇ)及び(Ｃ)に示すように、時刻ｔ1に第１及び
第４の共振用コンデンサ８、２３の両端の電圧ＶC1、Ｖ
C4が共に０Ｖになり、第２の共振用コンデンサ１４の両
端の電圧ＶC2が直流電源１の電圧Ｅ（図１１の回路の場
合）又は出力電圧Ｅ0（図１３の回路の場合）になる
と、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１、第
４及び第２の共振用コンデンサ８、２３、１４に流れる
電流が主還流用ダイオード３に流れる電流に切り替わ
る。このとき主トランジスタ２及び補助トランジスタ９
の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2は、図１１の回路の場合はそ
れぞれ図１２(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように直流電源１の電
圧Ｅに等しく、図１３の回路の場合は又は図１４(Ｃ)及
び(Ｆ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しい。また、主ト
ランジスタ２がオフ状態のとき、図１１の回路の場合は
負荷６の電流Ｉが主還流用ダイオード３からリアクトル
４へ流れ、図１３の回路の場合はリアクトル４の電流Ｉ
0が主還流用ダイオード３を通して負荷６へ流れる。な
お、時刻ｔ1から時刻ｔ6までの図１１及び図１３の回路
動作は、それぞれ前述の図１及び図３の回路の動作と略
同様であるので、説明を省略する。また、図１１及び図
１３の回路では、第１の共振用リアクトル１０に流れる
電流ＩL1、主トランジスタ２に流れる電流ＩTR1及び主
還流用ダイオード３に流れる電流ＩDの波形は前述の図
２(Ｇ)〜(Ｉ)又は図４(Ｇ)〜(Ｉ)に示す波形と略同様で
あるので、図１２又は図１４での図示を省略する。
【００４５】図１２(Ｂ)及び図１４(Ｂ)に示すように、
時刻ｔ6に制御回路７は補助トランジスタ９のベース端
子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レベルか
ら低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態からオ
フ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に流れる
循環電流が第３及び第４の共振用コンデンサ１７、２３
に流れる電流に切り替わり、第１の共振用リアクトル１
０に蓄積されたエネルギが放出されて第３及び第４の共
振用コンデンサ１７、２３が再び０Ｖより正弦波状に充
電される。これにより、図１２(Ｅ)及び図１４(Ｅ)の実
線部分と図１２(Ｇ)及び図１４(Ｇ)に示すように、第３
及び第４の共振用コンデンサ１７、２３の両端の電圧Ｖ
C3、ＶC4が０Ｖより緩やかな正弦波状に上昇する。この
ため、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)の実線部分に示すよう
に補助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖよ
り緩やかな正弦波状に上昇すると共に、第１の共振用リ
アクトル１０の電流が余弦波状に減少する。したがっ
て、補助トランジスタ９のターンオフ時は、補助スイッ
チング素子９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖであるため、ゼ
ロ電圧スイッチングとなる。
時刻ｔ6に制御回路７は補助トランジスタ９のベース端
子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レベルか
ら低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態からオ
フ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に流れる
循環電流が第３及び第４の共振用コンデンサ１７、２３
に流れる電流に切り替わり、第１の共振用リアクトル１
０に蓄積されたエネルギが放出されて第３及び第４の共
振用コンデンサ１７、２３が再び０Ｖより正弦波状に充
電される。これにより、図１２(Ｅ)及び図１４(Ｅ)の実
線部分と図１２(Ｇ)及び図１４(Ｇ)に示すように、第３
及び第４の共振用コンデンサ１７、２３の両端の電圧Ｖ
C3、ＶC4が０Ｖより緩やかな正弦波状に上昇する。この
ため、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)の実線部分に示すよう
に補助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖよ
り緩やかな正弦波状に上昇すると共に、第１の共振用リ
アクトル１０の電流が余弦波状に減少する。したがっ
て、補助トランジスタ９のターンオフ時は、補助スイッ
チング素子９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖであるため、ゼ
ロ電圧スイッチングとなる。
【００４６】図１２(Ｅ)、(Ｇ)及び図１４(Ｅ)、(Ｇ)に
示すように、時刻ｔ7に第３及び第４の共振用コンデン
サ１７、２３の両端の電圧ＶC3、ＶC4が略最大値、即ち
直流電源１の電圧Ｅ（図１１の回路の場合）又は出力電
圧Ｅ0（図１３の回路の場合）に達すると、図１２(Ｆ)
及び図１４(Ｆ)に示すように補助スイッチング素子９の
両端の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。これと
共に、第１の共振用リアクトル１０に流れる循環電流の
共振電流分が０となり、第１の共振用リアクトル１０に
流れる電流が負荷６の電流Ｉ（図１１の回路の場合）又
はリアクトル４の電流Ｉ0（図１３の回路の場合）に等
しくなる。このとき図１１の回路での残りの第１の共振
用リアクトル１０のエネルギは、第２の補助還流用ダイ
オード１２、第２の共振用リアクトル１５、共振電流用
ダイオード１６、第１の補助還流用ダイオード１１、第
１の共振用リアクトル１０及び循環電流用ダイオード１
３の経路で直流電源１へ帰還される。これにより、共振
用リアクトル１０の電流は直線的に引き続いて減少する
と共に、主トランジスタ２の電流ＩTR1が０から直線的
に増加する。また、時刻ｔ8（図２）に第１の共振用リ
アクトル１０の電流は０となり、主トランジスタ２の電
流は負荷６の電流Ｉに等しくなる。したがって、時刻ｔ
8以降は直流電源１から主トランジスタ２及びリアクト
ル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。
示すように、時刻ｔ7に第３及び第４の共振用コンデン
サ１７、２３の両端の電圧ＶC3、ＶC4が略最大値、即ち
直流電源１の電圧Ｅ（図１１の回路の場合）又は出力電
圧Ｅ0（図１３の回路の場合）に達すると、図１２(Ｆ)
及び図１４(Ｆ)に示すように補助スイッチング素子９の
両端の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。これと
共に、第１の共振用リアクトル１０に流れる循環電流の
共振電流分が０となり、第１の共振用リアクトル１０に
流れる電流が負荷６の電流Ｉ（図１１の回路の場合）又
はリアクトル４の電流Ｉ0（図１３の回路の場合）に等
しくなる。このとき図１１の回路での残りの第１の共振
用リアクトル１０のエネルギは、第２の補助還流用ダイ
オード１２、第２の共振用リアクトル１５、共振電流用
ダイオード１６、第１の補助還流用ダイオード１１、第
１の共振用リアクトル１０及び循環電流用ダイオード１
３の経路で直流電源１へ帰還される。これにより、共振
用リアクトル１０の電流は直線的に引き続いて減少する
と共に、主トランジスタ２の電流ＩTR1が０から直線的
に増加する。また、時刻ｔ8（図２）に第１の共振用リ
アクトル１０の電流は０となり、主トランジスタ２の電
流は負荷６の電流Ｉに等しくなる。したがって、時刻ｔ
8以降は直流電源１から主トランジスタ２及びリアクト
ル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。
【００４７】また、このとき図１３の回路での残りの第
１の共振用リアクトル１０のエネルギは、循環電流用ダ
イオード１３、第１の共振用リアクトル１０、第１の補
助還流用ダイオード１１、共振電流用ダイオード１６、
第２の共振用リアクトル１５及び第２の補助還流用ダイ
オード１２の経路で負荷６へ供給される。これにより、
共振用リアクトル１０の電流は直線的に引き続いて減少
すると共に、主トランジスタ２の電流ＩTR1が０から直
線的に増加する。また、時刻ｔ8（図４）に第１の共振
用リアクトル１０の電流は０となり、主トランジスタ２
の電流はリアクトル４の電流Ｉ0に等しくなる。したが
って、時刻ｔ8以降は直流電源１からリアクトル４及び
主トランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れる。
１の共振用リアクトル１０のエネルギは、循環電流用ダ
イオード１３、第１の共振用リアクトル１０、第１の補
助還流用ダイオード１１、共振電流用ダイオード１６、
第２の共振用リアクトル１５及び第２の補助還流用ダイ
オード１２の経路で負荷６へ供給される。これにより、
共振用リアクトル１０の電流は直線的に引き続いて減少
すると共に、主トランジスタ２の電流ＩTR1が０から直
線的に増加する。また、時刻ｔ8（図４）に第１の共振
用リアクトル１０の電流は０となり、主トランジスタ２
の電流はリアクトル４の電流Ｉ0に等しくなる。したが
って、時刻ｔ8以降は直流電源１からリアクトル４及び
主トランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れる。
【００４８】図１１及び図１３に示す実施形態では、時
刻ｔ6〜時刻ｔ7の期間に、補助トランジスタ９のターン
オフ時に第１の共振用リアクトル１０に蓄積されたエネ
ルギにより第３及び第４の共振用コンデンサ１７、２３
を０Ｖより正弦波状に充電する。このため、第３の共振
用コンデンサ１７の充電電圧ＶC3が最大値に達するのに
要する時間、即ち充電時間が長くなる。したがって、図
１２(Ｅ)及び図１４(Ｅ)の実線部分に示すように第３の
共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3の勾配が図１及
び図３に示す実施形態の場合（破線部分）に比較して緩
やかになる。これにより、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)の
実線部分に示すように補助トランジスタ９の両端の電圧
ＶTR2の勾配も図１及び図３に示す実施形態の場合（破
線部分）に比較して緩やかになる。よって、補助トラン
ジスタ９のターンオフ時のゼロ電圧スイッチングが図１
及び図３に示す実施形態に比較してより確実になり、ス
イッチング損失を更に低減することができる。
刻ｔ6〜時刻ｔ7の期間に、補助トランジスタ９のターン
オフ時に第１の共振用リアクトル１０に蓄積されたエネ
ルギにより第３及び第４の共振用コンデンサ１７、２３
を０Ｖより正弦波状に充電する。このため、第３の共振
用コンデンサ１７の充電電圧ＶC3が最大値に達するのに
要する時間、即ち充電時間が長くなる。したがって、図
１２(Ｅ)及び図１４(Ｅ)の実線部分に示すように第３の
共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3の勾配が図１及
び図３に示す実施形態の場合（破線部分）に比較して緩
やかになる。これにより、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)の
実線部分に示すように補助トランジスタ９の両端の電圧
ＶTR2の勾配も図１及び図３に示す実施形態の場合（破
線部分）に比較して緩やかになる。よって、補助トラン
ジスタ９のターンオフ時のゼロ電圧スイッチングが図１
及び図３に示す実施形態に比較してより確実になり、ス
イッチング損失を更に低減することができる。
【００４９】ところで、上記の各実施形態での直流電源
１は、実際には図１５及び図１６に示すように単相又は
三相の商用交流電源２５、２６と、単相又は三相の商用
交流電源２５、２６の単相又は三相の交流電圧を直流電
圧に変換する整流回路としての単相又は三相の整流ブリ
ッジ回路２７、２８で構成される場合が多い（勿論、直
流電源１として乾電池やバッテリ等も使用可能であ
る）。例えば図１５に示す実施形態の回路は、図３、図
６、図８、図１０又は図１３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータＡの直流電源１を単相商用交流電源２
５及び単相整流ブリッジ回路２７で構成し、昇圧チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のリアクトル４は単相整
流ブリッジ回路２７の交流入力側に接続される。勿論、
昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のリアクトル
４の接続位置を変えずに直流電源１を単相商用交流電源
２５及び単相整流ブリッジ回路２７で構成することもで
きる。また、図１６に示す実施形態の回路は、図３、図
６、図８、図１０又は図１３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータＡの直流電源１を三相商用交流電源２
６及び三相整流ブリッジ回路２８で構成し、昇圧チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のリアクトル４の代わり
に三相整流ブリッジ回路２８の交流入力側の各相にリア
クトル４a、４b、４cがそれぞれ接続される。勿論、こ
の場合も昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のリ
アクトル４の接続位置を変えずに直流電源１を三相商用
交流電源２６及び三相整流ブリッジ回路２８で構成する
ことが可能である。なお、図１、図５、図７、図９又は
図１１に示す降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの場
合も、直流電源１を単相又は三相の商用交流電源２５、
２６及び単相又は三相の整流ブリッジ回路２７、２８で
構成することが可能である。また、整流回路は図１５及
び図１６に示す単相又は三相の整流ブリッジ回路２７、
２８に限定されず、必要に応じて単相又は三相の半波整
流回路、全波整流回路又は倍電圧整流回路等の他の整流
回路も使用可能である。
１は、実際には図１５及び図１６に示すように単相又は
三相の商用交流電源２５、２６と、単相又は三相の商用
交流電源２５、２６の単相又は三相の交流電圧を直流電
圧に変換する整流回路としての単相又は三相の整流ブリ
ッジ回路２７、２８で構成される場合が多い（勿論、直
流電源１として乾電池やバッテリ等も使用可能であ
る）。例えば図１５に示す実施形態の回路は、図３、図
６、図８、図１０又は図１３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータＡの直流電源１を単相商用交流電源２
５及び単相整流ブリッジ回路２７で構成し、昇圧チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のリアクトル４は単相整
流ブリッジ回路２７の交流入力側に接続される。勿論、
昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のリアクトル
４の接続位置を変えずに直流電源１を単相商用交流電源
２５及び単相整流ブリッジ回路２７で構成することもで
きる。また、図１６に示す実施形態の回路は、図３、図
６、図８、図１０又は図１３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータＡの直流電源１を三相商用交流電源２
６及び三相整流ブリッジ回路２８で構成し、昇圧チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のリアクトル４の代わり
に三相整流ブリッジ回路２８の交流入力側の各相にリア
クトル４a、４b、４cがそれぞれ接続される。勿論、こ
の場合も昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のリ
アクトル４の接続位置を変えずに直流電源１を三相商用
交流電源２６及び三相整流ブリッジ回路２８で構成する
ことが可能である。なお、図１、図５、図７、図９又は
図１１に示す降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの場
合も、直流電源１を単相又は三相の商用交流電源２５、
２６及び単相又は三相の整流ブリッジ回路２７、２８で
構成することが可能である。また、整流回路は図１５及
び図１６に示す単相又は三相の整流ブリッジ回路２７、
２８に限定されず、必要に応じて単相又は三相の半波整
流回路、全波整流回路又は倍電圧整流回路等の他の整流
回路も使用可能である。
【００５０】また、図１７に示す実施形態の回路は、図
３、図６又は図８に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータＡの直流電源１を、三相商用交流電源２６と、交
流−直流変換用スイッチング素子としての６個の交流−
直流変換用トランジスタ２９〜３４及び各トランジスタ
２９〜３４の各々に並列接続された６個の循環電流用ダ
イオード３５〜４０を有しかつ各トランジスタ２９〜３
４をオン・オフ制御することにより三相商用交流電源２
６の三相交流電圧を整流回路として直流電圧に変換する
三相交流−直流コンバータ回路４１で構成し、昇圧チョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＢ内のリアクトル４の代わ
りに三相交流−直流コンバータ回路４１の交流入力側の
各相にリアクトル４a、４b、４cを接続し、三相交流−
直流コンバータ回路４１の直流出力側の一対のライン間
に電源部共振用コンデンサ４２を接続したものである。
なお、６個の交流−直流変換用トランジスタ２９〜３４
としてＭＯＳ-ＦＥＴを使用した場合にはそれと一体に
形成された内蔵ダイオードを使用できるので、６個の循
環電流用ダイオード３５〜４０の接続を省略できる。ま
た、単相交流入力の場合には三相交流−直流コンバータ
回路４１の代わりに４個の交流−直流変換用トランジス
タ及びそれらに並列接続された４個の循環電流用ダイオ
ードを有する同様の構成の単相交流−直流コンバータ回
路を使用すればよいことは容易に理解できよう。
３、図６又は図８に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータＡの直流電源１を、三相商用交流電源２６と、交
流−直流変換用スイッチング素子としての６個の交流−
直流変換用トランジスタ２９〜３４及び各トランジスタ
２９〜３４の各々に並列接続された６個の循環電流用ダ
イオード３５〜４０を有しかつ各トランジスタ２９〜３
４をオン・オフ制御することにより三相商用交流電源２
６の三相交流電圧を整流回路として直流電圧に変換する
三相交流−直流コンバータ回路４１で構成し、昇圧チョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＢ内のリアクトル４の代わ
りに三相交流−直流コンバータ回路４１の交流入力側の
各相にリアクトル４a、４b、４cを接続し、三相交流−
直流コンバータ回路４１の直流出力側の一対のライン間
に電源部共振用コンデンサ４２を接続したものである。
なお、６個の交流−直流変換用トランジスタ２９〜３４
としてＭＯＳ-ＦＥＴを使用した場合にはそれと一体に
形成された内蔵ダイオードを使用できるので、６個の循
環電流用ダイオード３５〜４０の接続を省略できる。ま
た、単相交流入力の場合には三相交流−直流コンバータ
回路４１の代わりに４個の交流−直流変換用トランジス
タ及びそれらに並列接続された４個の循環電流用ダイオ
ードを有する同様の構成の単相交流−直流コンバータ回
路を使用すればよいことは容易に理解できよう。
【００５１】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子のゼ
ロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易に達成できるの
で、スイッチング素子の電圧波形と電流波形との重複部
分を少なくして、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのス
イッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ちス
イッチング損失を低減することができる。また、共振用
リアクトルと共振用コンデンサとの共振作用により、チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のス
イッチング動作時にサージ電圧、サージ電流及びノイズ
を低減することができる。また、第１の共振用コンデン
サの充電電圧が最大値に達しかつ第３の共振用コンデン
サの電圧が０Ｖになるまで放電したとき以降に補助スイ
ッチング素子をオン状態からオフ状態にするので、補助
スイッチング素子をオフ状態にする時刻を明確に設定で
きる。更に、エネルギ帰還用整流素子を追加接続した場
合は、第３の共振用コンデンサの充電電圧の最大値が電
源電圧（降圧コンバータの場合）又は出力電圧（昇圧コ
ンバータの場合）より高くなることを防止して、チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失をより低減するこ
とが可能である。また、逆充電防止用整流素子を第３の
共振用コンデンサ又は補助スイッチング素子と並列に接
続した場合は、第３の共振用コンデンサが逆極性で充電
されることを防止して、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの電力損失をより低減することが可能である。また、
補助スイッチング素子及び第１の共振用リアクトルと直
列に放電防止用整流素子を接続した場合は、補助スイッ
チング素子の寄生コンデンサの放電による電力損失を削
減して、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失を
より低減することが可能である。また、第３、第４の補
助還流用整流素子及び第４の共振用コンデンサを追加接
続した場合は、補助スイッチング素子のターンオフ時に
第３の共振用コンデンサの充電時間が長くなり、補助ス
イッチング素子のターンオフ時のゼロ電圧スイッチング
がより確実になるので、スイッチング損失を更に低減し
てチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失をより低
減することが可能である。
ロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易に達成できるの
で、スイッチング素子の電圧波形と電流波形との重複部
分を少なくして、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのス
イッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ちス
イッチング損失を低減することができる。また、共振用
リアクトルと共振用コンデンサとの共振作用により、チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のス
イッチング動作時にサージ電圧、サージ電流及びノイズ
を低減することができる。また、第１の共振用コンデン
サの充電電圧が最大値に達しかつ第３の共振用コンデン
サの電圧が０Ｖになるまで放電したとき以降に補助スイ
ッチング素子をオン状態からオフ状態にするので、補助
スイッチング素子をオフ状態にする時刻を明確に設定で
きる。更に、エネルギ帰還用整流素子を追加接続した場
合は、第３の共振用コンデンサの充電電圧の最大値が電
源電圧（降圧コンバータの場合）又は出力電圧（昇圧コ
ンバータの場合）より高くなることを防止して、チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失をより低減するこ
とが可能である。また、逆充電防止用整流素子を第３の
共振用コンデンサ又は補助スイッチング素子と並列に接
続した場合は、第３の共振用コンデンサが逆極性で充電
されることを防止して、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの電力損失をより低減することが可能である。また、
補助スイッチング素子及び第１の共振用リアクトルと直
列に放電防止用整流素子を接続した場合は、補助スイッ
チング素子の寄生コンデンサの放電による電力損失を削
減して、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失を
より低減することが可能である。また、第３、第４の補
助還流用整流素子及び第４の共振用コンデンサを追加接
続した場合は、補助スイッチング素子のターンオフ時に
第３の共振用コンデンサの充電時間が長くなり、補助ス
イッチング素子のターンオフ時のゼロ電圧スイッチング
がより確実になるので、スイッチング損失を更に低減し
てチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失をより低
減することが可能である。
【図１】 本発明による降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータの一実施形態を示す電気回路図
バータの一実施形態を示す電気回路図
【図２】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図３】 本発明による昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータの一実施形態を示す電気回路図
バータの一実施形態を示す電気回路図
【図４】 図３の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図５】 図１の回路での第１の変更実施形態を示す電
気回路図
気回路図
【図６】 図３の回路での第１の変更実施形態を示す電
気回路図
気回路図
【図７】 図１の回路での第２の変更実施形態を示す電
気回路図
気回路図
【図８】 図３の回路での第２の変更実施形態を示す電
気回路図
気回路図
【図９】 図１の回路での第３の変更実施形態を示す電
気回路図
気回路図
【図１０】 図３の回路での第３の変更実施形態を示す
電気回路図
電気回路図
【図１１】 図１の回路での第４の変更実施形態を示す
電気回路図
電気回路図
【図１２】 図１１の回路各部の電圧を示す波形図
【図１３】 図３の回路での第４の変更実施形態を示す
電気回路図
電気回路図
【図１４】 図１３の回路各部の電圧を示す波形図
【図１５】 本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を単相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気
回路図
を単相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気
回路図
【図１６】 本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を三相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気
回路図
を三相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気
回路図
【図１７】 本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を三相交流−直流コンバータ回路に接続した実施形態を
示す電気回路図
を三相交流−直流コンバータ回路に接続した実施形態を
示す電気回路図
【図１８】 従来の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タを示す電気回路図
タを示す電気回路図
【図１９】 従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タを示す電気回路図
タを示す電気回路図
【図２０】 図１７及び図１８の回路のスイッチング電
圧波形とスイッチング電流波形との重複部分を示す波形
図
圧波形とスイッチング電流波形との重複部分を示す波形
図
１．．直流電源、 ２．．主トランジスタ（主スイッチ
ング素子）、 ３．．主還流用ダイオード（主還流用整
流素子）、 ４．．リアクトル、 ５．．出力コンデン
サ、 ６．．負荷、 ７．．制御回路、 ８，１４，１
７，２３．．第１〜第４の共振用コンデンサ、 ９．．
補助トランジスタ（補助スイッチング素子）、 １０，
１５．．第１，第２の共振用リアクトル、 １１，１
２，２２，２４．．．第１〜第４の補助還流用ダイオー
ド（第１〜第４の補助還流用整流素子）、 １３．．循
環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）、 １
６．．共振電流用ダイオード（共振電流用整流素子）、
１８．．エネルギ帰還用ダイオード（エネルギ帰還用
整流素子）、 １９．．逆充電防止用ダイオード（逆充
電防止用整流素子）、 ２０．．放電防止用ダイオード
（放電防止用整流素子）、２５．．単相商用交流電源
（交流電源）、 ２６．．三相商用交流電源（交流電
源）、 ２７．．単相整流ブリッジ回路（整流回路）、
２８．．三相整流ブリッジ回路（整流回路）、 ４
１．．三相交流−直流コンバータ回路、 Ａ．．昇圧チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
ング素子）、 ３．．主還流用ダイオード（主還流用整
流素子）、 ４．．リアクトル、 ５．．出力コンデン
サ、 ６．．負荷、 ７．．制御回路、 ８，１４，１
７，２３．．第１〜第４の共振用コンデンサ、 ９．．
補助トランジスタ（補助スイッチング素子）、 １０，
１５．．第１，第２の共振用リアクトル、 １１，１
２，２２，２４．．．第１〜第４の補助還流用ダイオー
ド（第１〜第４の補助還流用整流素子）、 １３．．循
環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）、 １
６．．共振電流用ダイオード（共振電流用整流素子）、
１８．．エネルギ帰還用ダイオード（エネルギ帰還用
整流素子）、 １９．．逆充電防止用ダイオード（逆充
電防止用整流素子）、 ２０．．放電防止用ダイオード
（放電防止用整流素子）、２５．．単相商用交流電源
（交流電源）、 ２６．．三相商用交流電源（交流電
源）、 ２７．．単相整流ブリッジ回路（整流回路）、
２８．．三相整流ブリッジ回路（整流回路）、 ４
１．．三相交流−直流コンバータ回路、 Ａ．．昇圧チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
Claims (9)
- 【請求項１】 （Ａ）直流電源に対し主スイッチング素
子と主還流用整流素子とを直列に接続し且つ前記主還流
用整流素子と出力コンデンサとの間にリアクトルを接続
し、又は（Ｂ）リアクトルを介して直流電源に対し主ス
イッチング素子と主還流用整流素子とを接続し且つ前記
主還流用整流素子と直列に出力コンデンサを接続し、 前記主還流用整流素子と負荷との間に前記出力コンデン
サを接続すると共に、前記主スイッチング素子をオン・
オフ制御することにより、前記直流電源の電圧とは異な
る電圧の直流出力を前記負荷に供給するチョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、 前記主スイッチング素子と並列に補助スイッチング素子
及び第１の共振用リアクトルの直列回路が接続され、前
記補助スイッチング素子と第１の共振用リアクトルとの
接続点に第１の補助還流用整流素子の一端が接続され、
前記第１の共振用リアクトル及び前記主スイッチング素
子の接続点に第１の共振用コンデンサが接続され、該第
１の共振用コンデンサと前記第１の補助還流用整流素子
の他端との間に第２の共振用リアクトル及び共振電流用
整流素子が直列に接続され、前記第１の共振用コンデン
サ及び前記第２の共振用リアクトルの接続点と前記主還
流用整流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間に
第２の補助還流用整流素子が接続され、前記主スイッチ
ング素子と一体に形成された整流素子又は独立の整流素
子から成る循環電流用整流素子及び第２の共振用コンデ
ンサがそれぞれ前記主スイッチング素子と並列に接続さ
れ、前記第１の補助還流用整流素子及び前記共振電流用
整流素子の接続点と前記主スイッチング素子及び前記補
助スイッチング素子の接続点との間に第３の共振用コン
デンサが接続され、 前記主スイッチング素子をオフ状態からオン状態にする
前に、前記補助スイッチング素子をオフ状態からオン状
態にし、 前記補助スイッチング素子のオン期間中に、前記第１の
共振用コンデンサの充電電圧が最大値に達しかつ前記第
３の共振用コンデンサの電圧が０Ｖになるまで放電した
とき以降に前記補助スイッチング素子をオン状態からオ
フ状態にすることを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。 - 【請求項２】 前記第１の共振用リアクトル及び前記第
１の補助還流用整流素子の接続点と前記主還流用整流素
子及び前記出力コンデンサの接続点との間、前記第３の
共振用コンデンサ及び前記第１の補助還流用整流素子の
接続点と前記主還流用整流素子及び前記出力コンデンサ
の接続点との間又は前記第２の共振用リアクトル及び前
記共振電流用整流素子の接続点と前記主還流用整流素子
及び前記出力コンデンサの接続点との間のいずれかにエ
ネルギ帰還用整流素子を接続した請求項１に記載のチョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記第３の共振用コンデンサと並列に又
は前記補助スイッチング素子と並列に逆充電防止用整流
素子を接続した請求項１に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ。 - 【請求項４】 前記補助スイッチング素子及び前記第１
の共振用リアクトルと直列に放電防止用整流素子を接続
し、前記第１の共振用リアクトルの電流が０となったと
きに、前記放電防止用整流素子は、前記補助スイッチン
グ素子の寄生コンデンサに充電されたエネルギが前記主
スイッチング素子及び前記第１の共振用リアクトルを通
して放電されることを防止する請求項１に記載のチョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 前記第１の共振用リアクトル及び前記第
１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の補助還流用
整流素子及び前記第１の共振用リアクトルの接続点との
間に第３の補助還流用整流素子及び第４の共振用コンデ
ンサを直列接続し、前記第３の補助還流用整流素子及び
前記第４の共振用コンデンサの接続点と前記主還流用整
流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間に第４の
補助還流用整流素子を接続した請求項１に記載のチョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 前記主スイッチング素子の一方の主端子
が前記直流電源の一端に接続され、前記主還流用整流素
子が前記主スイッチング素子の他方の主端子と前記直流
電源の他端との間に接続され、前記リアクトルが前記主
スイッチング素子及び前記主還流用整流素子の接続点と
前記負荷との間に接続され、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り、前記直流電源の電圧よりも低い電圧の直流出力が前
記負荷に供給される請求項１〜請求項５のいずれか１項
に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項７】 前記直流電源は、交流電源と、該交流電
源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構成
される請求項１に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項８】 前記リアクトルは前記直流電源の一方の
ラインに接続され、前記主スイッチング素子の一方の主
端子は前記リアクトルを介して前記直流電源に接続さ
れ、前記主スイッチング素子の他方の主端子が前記直流
電源の他方のラインに接続され、前記主還流用整流素子
が前記主スイッチング素子の一方の主端子と前記負荷と
の間に接続され、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り、前記直流電源の電圧よりも高い電圧の直流出力が前
記負荷に供給される請求項１〜請求項５のいずれかに記
載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項９】 前記直流電源は、交流電源と、該交流電
源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構成
され、前記整流回路の交流入力側又は直流出力側に前記
リアクトルが接続される請求項８に記載のチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ。
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Applications Claiming Priority (5)
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| JP6-268524 | 1995-03-03 | ||
| JP7-44660 | 1995-03-03 | ||
| JP4466095 | 1995-03-03 | ||
| JP07283959A JP3097519B2 (ja) | 1994-11-01 | 1995-10-31 | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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- 1995-10-31 JP JP07283959A patent/JP3097519B2/ja not_active Expired - Fee Related
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