JP2000166229A - トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング素子のターンオフ及びターンオン時に出力側の
整流素子に流れるリンギング電流により発生するノイズ
を低損失で低減し且つ変換効率を向上させる。 【解決手段】 本発明によるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、トランジスタ３のターンオフ及びター
ンオン時に転流用ダイオード５及び整流用ダイオード４
に流れる電流が限流用リアクトル１３の自己誘導作用に
より直線的に変化するため、各ダイオード４、５のリカ
バリ特性によるリンギング電流が発生しない。このた
め、トランジスタ３のターンオフ及びターンオン時に出
力側の各ダイオード４、５に流れるリンギング電流によ
り発生するノイズを低損失で低減できる。また、抵抗及
びコンデンサから成るスナバ回路が不要となり、抵抗で
の電圧降下による電力損失が発生しないので、トランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上させるこ
とができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータ、特にスイッチング素子のターンオフ
及びターンオン時に出力側の整流素子に流れるリンギン
グ電流により発生するノイズを低損失で低減し且つ変換
効率を向上できるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
に属する。

【０００２】

【従来の技術】従来から電子機器等の電源回路等に広く
使用されているトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを
図９に示す。図９に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータは、バッテリ又はコンデンサ入力型整流回路等の
直流電源１と、直流電源１に直列に接続された１次巻線
２ａ及び２次巻線２ｂを有するトランス２と、１次巻線
２ａに直列に接続されたスイッチング素子としてのトラ
ンジスタ３と、２次巻線２ｂの一端に接続された整流用
整流素子としての整流用ダイオード４と、２次巻線２ｂ
の他端と整流用ダイオード４との間に接続された転流用
整流素子としての転流用ダイオード５と、整流用ダイオ
ード４及び転流用ダイオード５の接続点に一端が接続さ
れたリアクトル６と、リアクトル６の他端と２次巻線２
ｂの他端との間に接続された平滑コンデンサ７と、平滑
コンデンサ７から負荷８に供給される直流出力電圧Ｖ_O
に応じてトランジスタ３のベース端子に制御パルス信号
Ｖ_Bを付与する制御回路９とを備えている。即ち、図９
のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランジス
タ３がオン状態のときに直流電源１から１次巻線２ａに
流れる電流によりトランス２を励磁すると共に２次巻線
２ｂから整流用ダイオード４及びリアクトル６を介して
平滑コンデンサ７及び負荷８に電力を供給し、トランジ
スタ３がオフ状態のときにリアクトル６のエネルギを転
流用ダイオード５を介して平滑コンデンサ７及び負荷８
に供給するフォワード方式の回路構成となる。また、周
知技術のため図示は省略するが、制御回路９内には、一
定の周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電
圧に対する負荷８の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する
誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び
発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較
回路部の出力電圧に比例した時間幅の制御パルス信号Ｖ
_Bを発生してトランジスタ３のベース端子に付与する制
御パルス発生回路部とが設けられる。

【０００３】上記のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、時刻ｔ₁において、制御回路９からトランジス
タ３のベース端子に付与される制御パルス信号Ｖ_Bが図
１０（Ａ）に示すように高（Ｈ）レベルから低（Ｌ）レ
ベルとなり、トランジスタ３がオン状態からオフ状態と
なると、トランス２の１次巻線２ａに逆起電力が発生す
ると共に、図１０（Ｂ）示すように２次巻線２ｂに逆方
向の電圧−Ｖ_Fが発生する。このとき、整流用ダイオー
ド４が逆方向にバイアスされて整流用ダイオード４に流
れる電流Ｉ_D1が図１０（Ｄ）に示すように略０まで減少
すると共に、転流用ダイオード５が順方向にバイアスさ
れ、図１０（Ｃ）に示すリアクトル６に流れる電流Ｉ_L
が図１０（Ｅ）に示す転流用ダイオード５に流れる電流
Ｉ_D2に切り替わる。これにより、リアクトル６のエネル
ギが転流用ダイオード５を介して平滑コンデンサ７に供
給され、負荷８に直流出力電圧Ｖ_Oが供給される。次
に、時刻ｔ₂において、制御パルス信号Ｖ_Bが図１０
（Ａ）に示すように低（Ｌ）レベルから高（Ｈ）レベル
となり、トランジスタ３がオフ状態からオン状態となる
と、直流電源１からトランス２の１次巻線２ａに流れる
電流Ｉ₀によりトランス２が励磁され、図１０（Ｂ）示
すように２次巻線２ｂに順方向の電圧＋Ｖ_T2が発生す
る。このとき、整流用ダイオード４が順方向にバイアス
されて図１０（Ｄ）に示す電流Ｉ_D1が流れ、リアクトル
６に図１０（Ｃ）に示す電流Ｉ_Lが流れてエネルギが蓄
積されると共に平滑コンデンサ７が充電され、負荷８に
直流出力電圧Ｖ _Oが供給される。これと共に、転流用ダ
イオード５が逆方向にバイアスされて転流用ダイオード
５に流れる電流Ｉ_D2が図１０（Ｅ）に示すように略０ま
で減少する。また、制御回路９により、トランジスタ３
のベース端子に付与する制御パルス信号Ｖ_Bのパルス幅
を負荷８の端子電圧に応じて変化させ、トランジスタ３
のオン・オフ期間を制御することにより、直流電源１の
電圧Ｅとは異なる定電圧の直流出力を負荷８に供給す
る。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図９に示す
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、整流用ダイ
オード４及び転流用ダイオード５のリカバリ特性によ
り、トランジスタ３のターンオフ時（時刻ｔ₁）及びタ
ーンオン時（時刻ｔ₂）に図１０（Ｄ）及び（Ｅ）に示
すような振動電流（リンギング電流という）が整流用ダ
イオード４及び転流用ダイオード５に流れ、これにより
ノイズが発生する欠点があった。このため、従来では図
１１に示すように抵抗１０及びコンデンサ１１から成る
スナバ回路１２を整流用ダイオード４及び転流用ダイオ
ード５のそれぞれと並列に接続し、リンギング電流をス
ナバ回路１２に流すことによりノイズを低減していた。
しかしながら、図１１に示すスナバ回路１２によるノイ
ズ対策では、リンギング電流によりコンデンサ１１に蓄
積されたエネルギが抵抗１０で消費されて電力損失が発
生し、トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率
を著しく低下させる問題点が生じていた。

【０００５】そこで、本発明はスイッチング素子のター
ンオフ及びターンオン時に出力側の整流素子に流れるリ
ンギング電流により発生するノイズを低損失で低減し且
つ変換効率を向上できるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータを提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明によるトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と、該直流電源
に接続された少なくとも１つのスイッチング素子を有す
るスイッチング回路と、該スイッチング回路に接続され
た１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記２次
巻線に接続された少なくとも１つの整流素子を有する整
流回路と、該整流回路にリアクトルを介して接続された
平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの電圧に応じて前
記スイッチング素子の制御端子にオン・オフ制御信号を
付与する制御回路とを備え、該制御回路により前記平滑
コンデンサの電圧に応じて前記スイッチング回路内のス
イッチング素子をオン・オフ制御することにより前記平
滑コンデンサの両端から定電圧の直流出力を取り出す。
このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記整
流回路内の前記整流素子と直列に又は前記平滑コンデン
サと前記２次巻線との間の帰線上に限流用リアクトルを
接続する。

【０００７】スイッチング回路内のスイッチング素子を
オン・オフ動作させると、トランスの２次巻線の両端に
交互に極性が変化する交番電圧が発生し、この交番電圧
により整流回路内の整流素子が導通状態及び非導通状態
の間で交互に切替られる。このときに整流回路内の整流
素子に流れる電流の急激な変化は、限流用リアクトルの
自己誘導作用により抑制され、直線的に変化するため、
整流回路内の整流素子のリカバリ特性によるリンギング
電流が発生しない。また、従来使用されていた抵抗及び
コンデンサから成るスナバ回路が不要となるので、抵抗
での電圧降下による電力損失が発生しない。したがっ
て、スイッチング素子のターンオフ及びターンオン時に
整流回路内の整流素子に流れるリンギング電流により発
生するノイズを低損失で低減できると共に、トランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上することが
可能となる。

【０００８】本発明によるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの一実施の形態では、前記スイッチング回路の
スイッチング素子は、前記トランスの１次巻線と直列に
接続され、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線の
一端に接続された整流用整流素子と、前記２次巻線の他
端と前記整流用整流素子との間に接続された転流用整流
素子とを備え、前記スイッチング素子がオン状態のとき
に前記直流電源から前記１次巻線に流れる電流により前
記トランスを励磁すると共に前記２次巻線から前記整流
用整流素子及び前記リアクトルを介して前記平滑コンデ
ンサに電力を供給し、前記スイッチング素子がオフ状態
のときに前記リアクトルのエネルギを前記転流用整流素
子を介して前記平滑コンデンサに供給し、前記転流用整
流素子若しくは前記整流用整流素子と直列に又は前記平
滑コンデンサと前記２次巻線の他端との間の帰線上に限
流用リアクトルを接続する。

【０００９】スイッチング素子がオン状態からオフ状態
になると、トランスの２次巻線に逆起電力が発生して整
流用整流素子が非導通状態になると共に転流用整流素子
が導通状態となる。このとき、限流用リアクトルの自己
誘導作用により、整流用整流素子からリアクトルに流れ
ていた電流が直線的に減少すると共に、リアクトルに流
れる電流が転流用整流素子を介して流れる電流に切り替
わり、転流用整流素子に流れる電流が略０から直線的に
増加する。また、スイッチング素子がオフ状態からオン
状態になると、トランスの２次巻線に順方向の電圧が発
生して整流用整流素子が導通状態になると共に転流用整
流素子が非導通状態となる。このとき、限流用リアクト
ルの自己誘導作用により、転流用整流素子に流れる電流
が直線的に減少すると共に、リアクトルに流れる電流が
整流用整流素子を介して流れる電流に切り替わり、整流
用整流素子に流れる電流が略０から直線的に増加する。
即ち、スイッチング素子のターンオフ及びターンオン時
に転流用整流素子及び整流用整流素子に流れる電流の急
激な変化が限流用リアクトルの自己誘導作用により抑制
されて直線的に変化するため、整流用整流素子及び転流
用整流素子のリカバリ特性によるリンギング電流が発生
しない。また、従来使用されていた抵抗及びコンデンサ
から成るスナバ回路が不要となるので、抵抗での電圧降
下による電力損失が発生しない。したがって、スイッチ
ング素子のターンオフ及びターンオン時に転流用整流素
子及び整流用整流素子に流れるリンギング電流により発
生するノイズを低損失で低減できると共に、トランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上することが
可能となる。

【００１０】また、前記リアクトル及び前記限流用リア
クトルを１つの巻線から構成し、前記１つの巻線の中間
タップに前記整流用整流素子又は前記転流用整流素子を
接続する場合は、大形で且つ大重量のリアクトル等の巻
線部品の数を削減してトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの小形・軽量化を図ることができる利点がある。

【００１１】本発明によるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの他の実施の形態では、前記トランスの１次巻
線は、互いに直列に接続された第１の１次巻線及び第２
の１次巻線を有し、前記スイッチング回路は、前記直流
電源と前記トランスの第１の１次巻線との間に直列に接
続された第１のスイッチング素子と、前記直流電源と前
記トランスの第２の１次巻線との間に直列に接続された
第２のスイッチング素子とを備え、前記制御回路により
前記平滑コンデンサの電圧に応じて前記第１及び第２の
スイッチング素子を交互にオン・オフ制御することによ
り前記平滑コンデンサの両端から定電圧の直流出力を取
り出し、前記整流回路内の前記整流素子と直列に又は前
記平滑コンデンサと前記２次巻線との間の帰線上に限流
用リアクトルを接続する。

【００１２】スイッチング回路内の第１及び第２のスイ
ッチング素子を交互にオン・オフ動作させると、トラン
スの２次巻線の両端に交互に極性が変化する交番電圧が
発生し、この交番電圧により整流回路内の整流素子が導
通状態及び非導通状態の間で交互に切替られる。このと
きに整流回路内の整流素子に流れる電流の急激な変化
は、限流用リアクトルの自己誘導作用により抑制され、
直線的に変化するため、整流回路内の整流素子のリカバ
リ特性によるリンギング電流が発生しない。また、従来
使用されていた抵抗及びコンデンサから成るスナバ回路
が不要となるので、抵抗での電圧降下による電力損失が
発生しない。したがって、第１及び第２のスイッチング
素子のターンオフ及びターンオン時に整流回路内の整流
素子に流れるリンギング電流により発生するノイズを低
損失で低減できると共に、トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの変換効率を向上することが可能となる。

【００１３】また、前記整流回路を前記トランスの２次
巻線の両端に直列に接続された２つの整流素子を有し且
つ前記２つの整流素子の接続点と前記２次巻線の中間タ
ップから整流出力を得る両波整流回路で構成し、前記リ
アクトル及び前記限流用リアクトルを１つの巻線から構
成し、前記１つの巻線の中間タップに前記２つの整流素
子の何れかを接続する場合や、前記整流回路を４つの整
流素子をブリッジ接続して成るブリッジ整流回路で構成
し、前記リアクトル及び前記限流用リアクトルを１つの
巻線から構成し、前記１つの巻線の中間タップに前記４
つの整流素子の何れか１つを接続する場合は、大形で且
つ大重量のリアクトル等の巻線部品の数を削減してトラ
ンス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの小形・軽量化を図る
ことができる利点がある。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施の形態を図１及び図２
に基づいて説明する。但し、これらの図面では図９及び
図１０に示す箇所と実質的に同一の部分には同一の符号
を付し、その説明を省略する。本実施の形態のトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すように、図
９に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、転流用ダイオード５のアノード端子と直列に限流用
リアクトル１３を接続したものである。限流用リアクト
ル１３は転流用ダイオード５のカソード端子と直列に接
続してもよい。その他の構成は、図９のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータと略同一である。

【００１５】次に、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作について説明する。図２（Ａ）に示
すように、ｔ₁以前においてトランジスタ３がオン状態
のときは、直流電源１の電圧Ｅによりトランス２が励磁
され、トランス２の１次巻線２ａ及びトランジスタ３に
電流Ｉ₀が流れている。このとき、図２（Ｂ）に示すよ
うにトランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２ａの電圧と
同極性の電圧＋Ｖ_T2が誘起されるので、整流用ダイオー
ド４が順方向にバイアスされて導通状態となり、２次巻
線２ｂから整流用ダイオード４及びリアクトル６を介し
て平滑コンデンサ７に電流Ｉ₁が流れ、負荷８に直流出
力電圧Ｖ_Oが供給される。このときの整流用ダイオード
４に流れる電流Ｉ_D1及びリアクトル６に流れる電流Ｉ_L
の波形はそれぞれ図２（Ｄ）及び（Ｃ）に示す通りであ
る。

【００１６】図２（Ａ）に示すように、ｔ₁において制
御回路９からトランジスタ３のベース端子に付与される
制御パルス信号電圧Ｖ_Bが高レベルから低レベルにな
り、トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、
直流電源１からトランス２の１次巻線２ａ及びトランジ
スタ３に流れる電流Ｉ₀が略０となる。このとき、図２
（Ｂ）に示すようにトランス２の２次巻線２ｂに逆起電
力が発生して１次巻線２ａの電圧と逆極性の電圧−Ｖ_F
が発生し、整流用ダイオード４が逆方向にバイアスされ
て非導通状態となると共に転流用ダイオード５が順方向
にバイアスされて導通状態となる。これにより、図２
（Ｃ）に示すリアクトル６に流れる電流Ｉ_Lが転流用ダ
イオード５を介して流れる電流に切り替わり、図２
（Ｅ）に示すように転流用ダイオード５に流れる電流Ｉ
_D2が限流用リアクトル１３の自己誘導作用により略０か
ら直線的に増加する。これと共に、整流用ダイオード４
からリアクトル６に流れていた電流Ｉ₁が減少し、整流
用ダイオード４に流れる電流Ｉ_D1が図２（Ｄ）に示すよ
うに直線的に減少する。

【００１７】図２（Ｄ）に示すように、ｔ₂において整
流用ダイオード４に流れる電流Ｉ_D1が略０になると、図
２（Ｃ）に示すリアクトル６に流れる電流Ｉ_Lが全て転
流用ダイオード５を介して流れる電流に切り替わり、図
２（Ｅ）に示すように転流用ダイオード５の電流Ｉ_D2の
値がリアクトル６の電流Ｉ_Lの値Ｉ₁に等しくなる。この
ときの電流Ｉ₁は、リアクトル６、平滑コンデンサ７及
び負荷８、限流用リアクトル１３、転流用ダイオード
５、リアクトル６の循環経路で流れ続けようとするの
で、リアクトル６のエネルギが前記の循環経路で平滑コ
ンデンサ７に供給され、負荷８に直流出力電圧Ｖ_Oが供
給される。

【００１８】図２（Ａ）に示すように、ｔ₃において制
御回路９からトランジスタ３のベース端子に付与される
制御パルス信号電圧Ｖ_Bが低レベルから高レベルにな
り、トランジスタ３がオフ状態からオン状態になると、
直流電源１からトランス２の１次巻線２ａ及びトランジ
スタ３に電流Ｉ₀が流れる。このとき、図２（Ｂ）に示
すようにトランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２ａの電
圧と同極性の電圧＋Ｖ_T2が誘起され、整流用ダイオード
４が順方向にバイアスされて導通状態となると共に転流
用ダイオード５が逆方向にバイアスされて非導通状態と
なる。これにより、転流用ダイオード５に流れる電流Ｉ
_D2が図２（Ｅ）に示すように限流用リアクトル１３の自
己誘導作用により直線的に減少する。これと共に、図２
（Ｃ）に示すリアクトル６に流れる電流Ｉ_Lが整流用ダ
イオード４を介して流れる電流に切り替わり、図２
（Ｄ）に示す整流用ダイオード４の電流Ｉ_D1が略０から
直線的に増加する。

【００１９】図２（Ｅ）に示すように、ｔ₄において転
流用ダイオード５に流れる電流Ｉ_D2が略０になると、図
２（Ｃ）に示すリアクトル６に流れる電流Ｉ_Lが全て整
流用ダイオード４を介して流れる電流に切り替わり、図
２（Ｄ）に示すように整流用ダイオード４の電流Ｉ_D1の
値がリアクトル６の電流Ｉ_Lの値Ｉ₁に等しくなる。この
とき、トランス２の２次巻線２ｂから整流用ダイオード
４及びリアクトル６を介して平滑コンデンサ７に電流Ｉ
₁が流れ、負荷８に直流出力電圧Ｖ_Oが供給される。

【００２０】上記のように、本実施の形態ではトランジ
スタ３のターンオフ時（時刻ｔ₁）及びターンオン時
（時刻ｔ₃）に転流用ダイオード５及び整流用ダイオー
ド４に流れる電流Ｉ_D2、Ｉ_D1の急激な変化が限流用リア
クトル１３の自己誘導作用により抑制されて直線的に変
化するため、整流用ダイオード４及び転流用ダイオード
５のリカバリ特性によるリンギング電流が発生しない。
また、図９に示す従来のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータで使用されていた抵抗１０及びコンデンサ１１か
ら成るスナバ回路１２が不要となるので、抵抗１０での
電圧降下による電力損失が発生しない。したがって、ト
ランジスタ３のターンオフ及びターンオン時に転流用ダ
イオード５及び整流用ダイオード４に流れるリンギング
電流により発生するノイズを低損失で低減できると共に
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上
することが可能となる。

【００２１】図１に示す実施の形態のトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは変更が可能である。例えば、図３
に示す実施の形態のように整流用ダイオード４のカソー
ド端子と直列に限流用リアクトル１３を接続してもよ
い。また、整流用ダイオード４のアノード端子と直列に
限流用リアクトル１３を接続することも可能である。ま
た、図４に示す実施の形態のように平滑コンデンサ７と
トランス２の２次巻線２ｂの他端との間の帰線上に限流
用リアクトル１３を接続してもよい。また、図１に示す
リアクトル６及び限流用リアクトル１３を図５に示すよ
うに１つの巻線から成り且つ中間タップ１４ａを有する
単巻線トランス１４で構成してもよい。これと同様に、
図３に示す実施の形態においても、図６に示すようにリ
アクトル６及び限流用リアクトル１３を単巻線トランス
１４で構成することが可能である。図３〜図６に示す何
れの実施の形態においても得られる作用効果は図１に示
す実施の形態の場合と略同様である。特に、図５及び図
６に示す実施の形態では、大形で且つ大重量のリアクト
ル等の巻線部品の数を削減してトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの小形・軽量化を図ることができる利点が
ある。

【００２２】また、図７は、直流電源１とトランス２の
第１の１次巻線２ａ₁との間に直列に接続された第１の
スイッチング素子としての第１のトランジスタ３ａと、
直流電源１とトランス２の第２の１次巻線２ａ₂との間
に直列に接続された第２のスイッチング素子としての第
２のトランジスタ３ｂと、トランス２の２次巻線２ｂの
両端に接続された２つの整流素子としての整流用ダイオ
ード１５、１６を有し且つ２つの整流用ダイオード１
５、１６の接続点と２次巻線２ｂの中間タップ２ｃから
整流出力を得る両波整流回路１７と、両波整流回路１７
にリアクトル６を介して接続された平滑コンデンサ７
と、平滑コンデンサ７の電圧に応じて第１及び第２のト
ランジスタ３ａ、３ｂの各ベース端子に交互にオン・オ
フ制御信号Ｖ _B1、Ｖ_B2を付与する制御回路９とを備え、
制御回路９により平滑コンデンサ７の電圧に応じて第１
及び第２のトランジスタ３ａ、３ｂを交互にオン・オフ
制御することにより平滑コンデンサ７の両端から負荷８
に定電圧の直流出力電圧Ｖ_Oを供給するセンタタップ方
式のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適
用した実施の形態を示す。即ち、図７に示す実施の形態
のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、両波整流回
路１７を構成する整流用ダイオード１６と直列に限流用
リアクトル１３を接続する。

【００２３】図７に示す実施の形態のトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、第１及び第２のトランジスタ
３ａ、３ｂを交互にオン・オフ動作させると、トランス
２の２次巻線２ｂの両端に交互に極性が変化する交番電
圧が発生し、この交番電圧により両波整流回路１７の２
つの整流用ダイオード１５、１６が交互に導通状態又は
非導通状態に切替られる。このときに両波整流回路１７
の２つの整流用ダイオード１５、１６に流れる電流の急
激な変化は、限流用リアクトル１３の自己誘導作用によ
り抑制され、直線的に変化するため、２つの整流用ダイ
オード１５、１６のリカバリ特性によるリンギング電流
が発生しない。また、図９に示す従来のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータで使用されていた抵抗１０及びコ
ンデンサ１１から成るスナバ回路１２が不要となるの
で、抵抗１０での電圧降下による電力損失が発生しな
い。したがって、第１及び第２のトランジスタ３ａ、３
ｂのターンオフ及びターンオン時に両波整流回路１７の
２つの整流用ダイオード１５、１６に流れるリンギング
電流により発生するノイズを低損失で低減できると共
に、トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を
向上することが可能となる。

【００２４】また、図７に示す実施の形態のトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータも先述の図１の場合と同様の
変更が可能である。例えば、両波整流回路１７を構成す
るもう一方の整流用ダイオード１５と直列に限流用リア
クトル１３を接続してもよい。また、平滑コンデンサ７
とトランス２の２次巻線２ｂの中間タップ２ｃとの間の
帰線上に限流用リアクトル１３を接続してもよい。ま
た、先述の図５及び図６に示す実施の形態と同様に、図
７に示すリアクトル６及び限流用リアクトル１３を１つ
の巻線から成り且つ中間タップ１４ａを有する単巻線ト
ランス１４で構成することも可能である。

【００２５】また、図８に示すように、図７に示す両波
整流回路１７を４つの整流用ダイオード１８〜２１をブ
リッジ接続して成るブリッジ整流回路２２に変更し、ブ
リッジ整流回路２２を構成する整流用ダイオード２０と
直列に限流用リアクトル１３を接続してもよい。また、
ブリッジ整流回路２２を構成する他の３つの整流用ダイ
オード１８、１９、２１の何れか１つと直列に限流用リ
アクトル１３を接続してもよい。また、平滑コンデンサ
７とブリッジ整流回路２２との間の帰線上若しくはブリ
ッジ整流回路２２とトランス２の２次巻線２ｂとの間の
帰線上に限流用リアクトル１３を接続してもよい。ま
た、先述の図５及び図６に示す実施の形態と同様に、図
８に示すリアクトル６及び限流用リアクトル１３を１つ
の巻線から成り且つ中間タップ１４ａを有する単巻線ト
ランス１４で構成することも可能である。

【００２６】本発明の実施態様は前記の各実施の形態に
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図
７及び図８に示す実施の形態ではトランス２の２次巻線
２ａに接続される整流回路をそれぞれ両波整流回路１
７、ブリッジ整流回路２２とした形態を示したが、半波
整流回路、倍電圧整流回路又は多倍圧整流回路等の他の
整流回路とすることも可能である。また、上記の各実施
の形態ではスイッチング素子及び補助スイッチング素子
としてバイポーラ型トランジスタを使用した形態を示し
たが、ＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果型トランジス
タ）、Ｊ−ＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）、Ｉ
ＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジスタ）又はサイリスタ等
の他のスイッチング素子も使用可能である。

【００２７】

【発明の効果】本発明によれば、出力側の整流素子と直
列に限流用リアクトルを追加する程度の簡単な回路変更
でスイッチング素子のターンオフ及びターンオン時に出
力側の整流素子に流れるリンギング電流により発生する
ノイズを低減できるので、従来のスナバ回路等の電力損
失を発生する回路が不要となり、低損失でトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータのノイズ対策を実施できると共
に、トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を
著しく向上することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施の形態を示すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図

【図２】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図

【図３】 図１の回路の変更実施の形態を示す電気回路
図

【図４】 図１の回路の他の変更実施の形態を示す電気
回路図

【図５】 図１の回路で単巻線トランスを使用した場合
の実施の形態を示す電気回路図

【図６】 図３の回路で単巻線トランスを使用した場合
の実施の形態を示す電気回路図

【図７】 本発明の他の実施の形態を示すトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図

【図８】 図７の回路の変更実施の形態を示す電気回路
図

【図９】 従来のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す電気回路図

【図１０】 図９の回路の各部の電圧及び電流を示す波
形図

【図１１】 スナバ回路による従来のノイズ対策の一例
を示す電気回路図

【符号の説明】

１・・直流電源、 ２・・トランス、 ２ａ・・１次巻
線、 ２ｂ・・２次巻線、 ３・・トランジスタ（スイ
ッチング素子）、 ４・・整流用ダイオード（整流用整
流素子）、 ５・・転流用ダイオード（転流用整流素
子）、 ６・・リアクトル、 ７・・平滑コンデンサ、
８・・負荷、 ９・・制御回路、 １０・・抵抗、
１１・・コンデンサ、 １２・・スナバ回路、 １３・
・限流用リアクトル、 １４・・単巻線トランス、 １
４ａ・・中間タップ、 １５、１６・・整流用ダイオー
ド（整流素子）、 １７・・両波整流回路（整流回
路）、１８〜２１・・整流用ダイオード（整流素子）、
２２・・ブリッジ整流回路（整流回路）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA02 AS01 BB23 DD02 DD32 EE02 EE03 EE04 EE08 EE10 FD01 5H740 BB01 BB07 NN17 NN18

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、該直流電源に接続された少
   なくとも１つのスイッチング素子を有するスイッチング
   回路と、該スイッチング回路に接続された１次巻線及び
   ２次巻線を有するトランスと、前記２次巻線に接続され
   た少なくとも１つの整流素子を有する整流回路と、該整
   流回路にリアクトルを介して接続された平滑コンデンサ
   と、該平滑コンデンサの電圧に応じて前記スイッチング
   素子の制御端子にオン・オフ制御信号を付与する制御回
   路とを備え、該制御回路により前記平滑コンデンサの電
   圧に応じて前記スイッチング回路内のスイッチング素子
   をオン・オフ制御することにより前記平滑コンデンサの
   両端から定電圧の直流出力を取り出すトランス絶縁型Ｄ
   Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、 前記整流回路内の前記整流素子と直列に又は前記平滑コ
   ンデンサと前記２次巻線との間の帰線上に限流用リアク
   トルを接続したことを特徴とするトランス絶縁型ＤＣ−
   ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】 前記スイッチング回路のスイッチング素
   子は、前記トランスの１次巻線と直列に接続され、 前記整流回路は、前記トランスの２次巻線の一端に接続
   された整流用整流素子と、前記２次巻線の他端と前記整
   流用整流素子との間に接続された転流用整流素子とを備
   え、 前記スイッチング素子がオン状態のときに前記直流電源
   から前記１次巻線に流れる電流により前記トランスを励
   磁すると共に前記２次巻線から前記整流用整流素子及び
   前記リアクトルを介して前記平滑コンデンサに電力を供
   給し、前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記リ
   アクトルのエネルギを前記転流用整流素子を介して前記
   平滑コンデンサに供給し、 前記転流用整流素子若しくは前記整流用整流素子と直列
   に又は前記平滑コンデンサと前記２次巻線の他端との間
   の帰線上に限流用リアクトルを接続した請求項１に記載
   のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】 前記リアクトル及び前記限流用リアクト
   ルは１つの巻線から構成され、前記１つの巻線の中間タ
   ップに前記整流用整流素子又は前記転流用整流素子が接
   続される請求項２に記載のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
   ンバータ。
4. 【請求項４】 前記トランスの１次巻線は、互いに直列
   に接続された第１の１次巻線及び第２の１次巻線を有
   し、 前記スイッチング回路は、前記直流電源と前記トランス
   の第１の１次巻線との間に直列に接続された第１のスイ
   ッチング素子と、前記直流電源と前記トランスの第２の
   １次巻線との間に直列に接続された第２のスイッチング
   素子とを備え、 前記制御回路により前記平滑コンデンサの電圧に応じて
   前記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オ
   フ制御することにより前記平滑コンデンサの両端から定
   電圧の直流出力を取り出し、 前記整流回路内の前記整流素子と直列に又は前記平滑コ
   ンデンサと前記２次巻線との間の帰線上に限流用リアク
   トルを接続した請求項１に記載のトランス絶縁型ＤＣ−
   ＤＣコンバータ。
5. 【請求項５】 前記整流回路は前記トランスの２次巻線
   の両端に直列に接続された２つの整流素子を有し且つ前
   記２つの整流素子の接続点と前記２次巻線の中間タップ
   から整流出力を得る両波整流回路で構成され、前記リア
   クトル及び前記限流用リアクトルは１つの巻線から構成
   され、前記１つの巻線の中間タップに前記２つの整流素
   子の何れかが接続される請求項４に記載のトランス絶縁
   型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 【請求項６】 前記整流回路は４つの整流素子をブリッ
   ジ接続して成るブリッジ整流回路で構成され、前記リア
   クトル及び前記限流用リアクトルは１つの巻線から構成
   され、前記１つの巻線の中間タップに前記４つの整流素
   子の何れか１つが接続される請求項４に記載のトランス
   絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。