JP5143281B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 - Google Patents

Description

この発明は、フルブリッジ型やハーフブリッジ型等のＤＣ−ＤＣコンバータ回路と異なる、新規な構成のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、インバータ回路と、出力トランスと、整流回路とを組み合わせることにより構成され、従来から良く知られているインバータ回路には、フルブリッジ型、ハーフブリッジ型、センタータッププッシュプル型がある。これらの回路の概念図を図１に示す。

フルブリッジ型は、スイッチ素子Ｓ１〜S４をブリッジ接続して構成し、電源Ｖをブリッジ間に接続する。スイッチ素子Ｓ１、S４とスイッチ素子Ｓ２、Ｓ３とを交互にオンオフして、出力トランスの一次巻線Ｐに交番電流を流す（特許文献１参照）。

ハーフブリッジ型は、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２にそれぞれ電圧源Ｃ１、Ｃ２を並列接続し、電圧源Ｃ１、Ｃ２間に電源Ｖを接続する。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を交互にオンオフして、一次巻線Ｐに交番電流を流す（特許文献２参照）。

センタータッププッシュプル型は、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２間に接続した一次巻線Ｐのセンタータップに電源Ｖを接続する。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を交互にオンオフして、一次巻線Ｐに交番電流を流す（特許文献３参照）。

特許公開２００７−１５１２２５号 特許公開２００５−２７９７７４号 特許公開２００１−１１２２５３号

しかし、上記の各種インバータ回路は、以下の点で不都合がある。

（１）フルブリッジ型
スイッチ素子を４個使うことになるため、コスト高となる。

（２）ハーフブリッジ型
スイッチ素子は２個で良いが、各スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２及び一次巻線Ｐに流れる電流はフルブリッジ型やセンタータッププッシュプル型に比較して２倍となる。このため、スイッチ素子やトランスの大型化と高価格が避けられない。

（３）センタータッププッシュプル型
スイッチ素子は２個で良く、各スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２及び一次巻線Ｐに流れる電流はフルブリッジ型と同じで大きくならない。しかし、電源Ｖを一次巻線Ｐのセンタータップに接続するため、巻線Ｐの左右の結合にリーケージインダクタンスが介在する。このため、第1のスイッチ素子をターンオフしたときに発生するサージ電圧は、上記リーケージインダクタンスを介して、第2のスイッチ素子に接続されるフリーホイールダイオードでクランプされる。上記リーケージインダクタンスの存在のために、完全なクランプができず、第1のスイッチ素子に過大なサージ電圧が印加される不都合がある。

この発明の目的は、スイッチ素子が２個で良く、スイッチ素子に流れる電流値も小さく、また、スイッチ素子に過大なサージ電圧が印加されないＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することにある。また、この発明の他の目的は、スナバコンデンサの充電電荷を電源に回生する回生回路を低コストで構成できるＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することにある。

この発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路内に設けられるインバータ回路は、図１の最右側に示すような構成を備える。インバータ回路は、スイッチ素子として、第1のスイッチ素子Ｓ１と、第2のスイッチ素子Ｓ２とを備える。これらのスイッチ素子は、半導体スイッチ素子で構成され、例えば、ＩＧＢＴ(絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ)やＭＯＳ−ＦＥＴで構成される。また、このインバータ回路は、前記第1のスイッチ素子Ｓ１と前記第2のスイッチ素子Ｓ２の正極側間に直列的に接続される第1の一次巻線Ｐ１と、負極側間に直列的に接続される第２の一次巻線Ｐ２と、さらに出力電圧を得るための二次巻線とを備える出力トランスを備える。また、このインバータ回路は、電圧源を２つ備えている。第1の電圧源Ｃ１は、前記第１の一次巻線Ｐ１が前記第２のスイッチ素子Ｓ２に接続される第１の接続点と前記第１のスイッチ素子Ｓ１間に接続される。これにより、第1の電圧源Ｃ１は、前記第1の一次巻線Ｐ１を介して前記第1のスイッチ素子Ｓ１に電圧を印加する。第２の電圧源Ｃ２は、前記第１の一次巻線Ｐ１が前記第１のスイッチ素子Ｓ１に接続される第２の接続点と前記第２のスイッチ素子Ｓ２間に接続される。これにより、第２の電圧源Ｃ２は、前記第1の一次巻線Ｐ１を介して前記第２のスイッチ素子Ｓ２に電圧を印加する。

制御部は、前記第1のスイッチ素子Ｓ１と前記第2のスイッチ素子Ｓ２を交互にオンオフする制御を行う。

以上の構成からなるインバータ回路を、この明細書では、カレントバランスドプッシュップル型（Current Balanced P.P)インバータ回路と称する。

上記の構成では、電源Ｖから第1の電圧源Ｃ１と第2の電圧源Ｃ２に対して常時充電電流が流れる（エネルギーが供給される）。第1のスイッチ素子Ｓ１がオンすると、第1の電圧源Ｃ１から第1の一次巻線Ｐ１を介して第1のスイッチ素子Ｓ１に流れる電流成分と、第２の電圧源Ｃ２から第２の一次巻線Ｐ２を介して第１のスイッチ素子Ｓ１に流れる電流成分とが合成され、この合成された電流が第1のスイッチ素子Ｓ１に流れる。言い換えると、第１のスイッチ素子Ｓ１に流れる電流は、第1の一次巻線Ｐ１と第2の一次巻線Ｐ２に分流（shunt)する。

インバータ回路は、スナバ回路と回生回路を備えることで、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching)動作を可能にし、且つ損失を低減することができる。スナバ回路は、前記第1のスイッチ素子Ｓ１に並列に接続され、第1のスナバダイオードと第1のスナバコンデンサの直列回路を含む第1のスナバ回路と、前記第2のスイッチ素子に並列に接続され、第2のスナバダイオードと第2のスナバコンデンサの直列回路を含む第2のスナバ回路とで構成される。第1のスナバ回路の動作は以下の通りである。

第1のスイッチ素子Ｓ１がオフ（ターンオフ）すると、出力トランスの二次側に接続されているリアクタンス(出力トランスのリーケージインダクタンスでも良い)の作用により第1のスナバコンデンサに充電電流が流れ、サージ電圧成分がこのコンデンサに充電される。このときの充電電圧の変化は徐々に上昇することになるため、スイッチング動作はＺＶＳ動作となる。一方、第1のスイッチ素子がオン（ターンオン）すると、上記リーケージインダクタンスの減流作用により、電流が直線状に傾斜して上昇することになるため、スイッチング動作はＺＣＳ（Zero Current Switching)動作となる。このとき、第1のスナバコンデンサの充電電荷は第１のスナバダイオードの阻止により第1のスイッチ素子Ｓ１を介して放電されることはなく、第１の回生回路により第１の電圧源に回生される。なお、回生回路を備えない一般的なスナバ回路では、第1のスナバコンデンサに並列にスナバ抵抗Rｓ1が接続されており、スナバコンデンサの充電電荷はスナバ抵抗Rｓ1に放電する。放電電流ifはこのスナバ抵抗Rｓ1で熱変換（if×if ×Rｓ1)される。このため、回生回路を備えない一般的なスナバ回路では熱損失が大きく、インバータ回路は低効率となる。

この発明では、スナバ抵抗Rｓ1を接続せずに、第1の回生回路を設けている。第1の回生回路では、第1のスナバコンデンサの充電電荷を第1の電圧源に回生する。

第1の回生回路は、前記第1の電圧源の正極側と前記第1のスナバコンデンサ間に接続される。第1の回生回路は、第3のスイッチ素子と、前記第3のスイッチ素子と前記第1の電圧源の正極側間に接続される第1のリアクトルと、前記第3のスイッチ素子と前記第1のスナバコンデンサ間に接続される第1の回生用ダイオードとを含んでいる。さらに、出力トランスは、前記第３のスイッチ素子の制御端子に接続された第１の三次巻線を備えている。この第１の三次巻線と前記一次巻線とは、前記二次巻線をサンドウイッチ状に挟んで巻回されている。

第１の三次巻線は、第1のスイッチ素子Ｓ１のオンタイミングに同期して出力するため、これにより、第1のスイッチ素子Ｓ１がオンしているときに、第1のスナバコンデンサに蓄積された電荷を第1の電圧源に回生させる。回生によりインバータ回路を高効率にできる。

第２のスナバ回路と第２の回生回路は、上記第１のスナバ回路と第１の回生回路と同様な構成を備える。また、出力トランスは、前記第４のスイッチ素子の制御端子に接続された第２の三次巻線を備えている。

この発明によれば、スイッチ素子が２個で良く、スイッチ素子に流れる電流値も小さく、また、スイッチ素子に過大なサージ電圧が印加されない。また、スナバ回路と回生回路を接続することにより、スイッチ素子のＺＶＳ動作を可能にし、且つ、損失を減らすことができる。さらに、制御回路で回生回路のスイッチ素子をオンするタイミング制御が不要であるため、スナバコンデンサの充電電荷を電源に回生する回生回路を低コストで構成できる

フルブリッジ型、ハーフブリッジ型、センタータッププッシュプル型、カレントバランスドプッシュプル型の各インバータ回路の概念図を示している。 カレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路の基本構成図である。 図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路のタイミングチャートである。 この発明の実施形態であるカレントバランスドプッシュプル型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。 図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路のタイミングチャートである。 第１の実施例のトランスＴの巻線構造図である。 第２の実施例のトランスＴの巻線構造図である。 第３の実施例のトランスＴの巻線構造図である。 第４の実施例のトランスＴの巻線構造図である。 この発明の他の実施形態であるカレントバランスドプッシュプル型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。

図２は、この発明のカレントバランスドプッシュプル型（Current Balanced P.P型）ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の基本構成図である。

この回路は、トランスTの一次側にカレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を構成し、且つ、二次側に整流回路を構成することで、全体としてＤＣ−ＤＣコンバータ回路を構成している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、第1のスイッチ素子Ｓ１と、第2のスイッチ素子Ｓ２と、第1のスイッチ素子Ｓ１と第2のスイッチ素子Ｓ２の正極側間に直列的に接続される第1の一次巻線Ｐ１を備え、また、第1のスイッチ素子Ｓ１と第2のスイッチ素子Ｓ２の負極側間に直列的に接続される第２の一次巻線Ｐ２を備え、さらに出力電圧を得るための二次巻線を備える出力トランスTと、を備えている。

また、このＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、第１の一次巻線Ｐ１が第２のスイッチ素子Ｓ２に接続される第１の接続点Ａ１と第１のスイッチＳ１素子間に接続され、第1の一次巻線Ｐ１を介して第1のスイッチ素子Ｓ１に電圧を印加する第１の電圧源であるコンデンサＣ１と、第１の一次巻線Ｐ１が第１のスイッチ素子Ｓ１に接続される第２の接続点Ａ２と第２のスイッチ素子Ｓ２間に接続され、第1の一次巻線Ｐ１を介して第２のスイッチ素子Ｓ２に電圧を印加する第２の電圧源であるコンデンサＣ２と、第1の一次巻線Ｐ１のセンタータップと、第2の一次巻線Ｐ２のセンタータップ間に接続され、コンデンサＣ１、Ｃ２に対して第1の一次巻線Ｐ１及び第２の一次巻線Ｐ２を介してエネルギー供給する電源Ｖと、を備えている。

出力トランスＴの二次側巻線Ｓには、ブリッジ接続された整流ダイオードが接続され、さらに、整流ダイオードには平滑用のリアクトルＬ_０が接続されている。

第1のスイッチ素子Ｓ１と第2のスイッチ素子Ｓ２は、制御部（図示しない）によって交互にオンオフされる。

上記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、第１のスイッチ素子Ｓ１がオンすると、第1の一次巻線Ｐ１にコンデンサＣ１から左方向に電流Ｉ_Ｄ１が流れ、第２のスイッチ素子Ｓ２がオンすると、第1の一次巻線Ｐ１にコンデンサＣ２から右方向に電流Ｉ_Ｄ２が流れる。第１のスイッチ素子Ｓ１と第２のスイッチ素子Ｓ２を交互にオンオフすることで、第1の一次巻線Ｐ１に電流Ｉ_Ｄ１と電流Ｉ_Ｄ２が交互に流れるから、トランスTの二次巻線Sに交流出力電圧が発生する。

図３は、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のタイムチャートである。図３において、期間Ｄは第１のスイッチ素子Ｓ１又は第２のスイッチ素子Ｓ２がオンする期間である。この期間Ｄの最大値はここでは０．５である。期間（０．５−Ｄ）は、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２が共にオフしている休止期間である。

第１のスイッチ素子Ｓ１がオンして、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２により、第１の一次巻線Ｐ１、第２の一次巻線Ｐ２にそれぞれ電圧Ｖが印加され、二次巻線Ｓに出力電圧Ｖｓが発生すると、負荷Ｒ_０に出力電流Ｉ_０が流れる。これにより、一次巻線Ｐ１、Ｐ２にはそれぞれ０．５Ｉ_０・ａが流れる（トランスの巻線比＝１：ａ）。このとき、コンデンサＣ１からスイッチ素子Ｓ１に流れる電流と、コンデンサＣ２からスイッチ素子Ｓ１に流れる電流とを合成した素子電流Ｉ_Ｄ１は、
Ｉ_Ｄ１＝Ｉ_０・ａである。

コンデンサＣ１、コンデンサＣ２の充電電流（直流）Ｉｃ１′、Ｉｃ２′は、それぞれ出力電力を電源電圧で除したＩｉの半分（０．５Ｉｉ）である。したがって、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２に流れる合成電流Ｉｃ１、Ｉｃ２は、それぞれ放電電流−充電電流＝０．５（Ｉ_Ｄ１−Ｉｉ）となる。

一方、一次巻線Ｐ１ａ、Ｐ２ｂに流れる電流は充電電流が減算されたものとなり、一次巻線Ｐ１ｂ、Ｐ２ａに流れる電流は充電電流が加算されたものとなる。すなわち、
ＩＰ１ａ，Ｉｐ２ｂ＝０．５（Ｉ_Ｄ１−Ｉｉ）
ＩＰ１ｂ，Ｉｐ２ａ＝０．５（Ｉ_Ｄ１＋Ｉｉ）
である。この電流アンバランスは問題ない。なぜなら、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２が交互にオンオフすることで（転流することで）平均巻線電流の平衡が保たれるからである。したがって、特にトランスのコアが偏磁するという問題を生じることはない。

また、電源Ｖから見て、Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ，Ｐ２ａ，Ｐ２ｂの各巻線の極性はそれぞれ逆極性である。このため、電源電圧でトランスＴを直接、励磁することはない。また、一次巻線Ｐ１とＰ２にそれぞれ流入する充電電流Ｉｃ１′とＩｃ２′は逆方向であるため、コアが直流磁化するという問題もない。

上記の構成で、第１の一次巻線Ｐ１と第２の一次巻線Ｐ２にそれぞれ印加される交番電圧は電源電圧Ｖとなり、フルブリッジ型と同じとなる。また、第１の一次巻線Ｐ１と第２の一次巻線Ｐ２に設けたセンタータップは電源Ｖからのエネルギー供給用であり、出力電力供給には、図２の太線で示す電流が流れることによって、第１の一次巻線Ｐ１と第２の一次巻線Ｐ２の全巻線が利用される。このため、センタータッププッシュプル型のように、半サイクル毎に遊び巻線が生じることがない。つまり、Ｐ１ａとＰ１ｂ間のリーケージインダクタンス、及びＰ２ａとＰ２ｂ間のリーケージインダクタンスを考慮する必要がなく、そのため転流時にサージ電圧が発生することがない。したがって、サージ電圧を防ぐことを目的として、Ｐ１ａとＰ１ｂ間、Ｐ２ａとＰ２ｂ間、Ｐ１とＰ２間を密結合させる必要がない。また、電源Ｖからは、コンデンサＣ１、Ｃ２に対して、常時、充電電流０．５Ｉｉが第１の一次巻線Ｐ１と第２の一次巻線Ｐ２を介して流れている。この充電時においては、それらの巻線Ｐ１、Ｐ２間の漏れインダクタンスがリップル成分を除去するフィルタとして機能するため、電源Ｖから供給される電流Ｉｉは連続した直流となる。そのため、電源Ｖとしては、リップル成分を嫌う（リップルにより寿命特性を悪くする）電池、例えば燃料電池を使用することができる。なお、第１の一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓとの結合、及び第２の一次巻線Ｐ２と二次巻線Ｓとの結合は、分流を平衡させることが必要であることから対称でなければならない。

上記説明のように、本実施形態のカレントバランスドプッシュプル型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、スイッチ素子が２個で良く、各スイッチ素子に流入する電流がハーフブリッジ型に比較して２分の１で良く、また、スイッチ素子に過大なサージ電圧が印加されない利点がある。さらに、電源Ｖには、リップル成分を嫌う（リップルにより寿命特性を悪くする）電池、例えば燃料電池を使用することができる。

次に、この発明の第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路について説明する。

図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。図５はタイムチャートである。

このコンバータ回路は、カレントバランスドプッシュプル型インバータ回路ＩＮＶと、該インバータ回路ＩＮＶの交流出力を整流して負荷に出力する出力回路ＯＵＴと、第1の回生スナバ回路ＳＮ１と、第２の回生スナバ回路ＳＮ２とを備えている。

インバータ回路ＩＮＶは、図２に示す回路と同一である（図２と図４では、コンデンサＣ１とＣ２の表示位置がお互いに逆である）。インバータ回路ＩＮＶの第１のスイッチ素子Ｓ１には、第１の回生スナバ回路ＳＮ１が接続され、第２のスイッチ素子Ｓ２には、第２の回生スナバ回路ＳＮ２が接続されている。なお、第１のスイッチ素子Ｓ１、第２のスイッチ素子Ｓ２には、半導体スイッチ素子、例えばＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴ等が使用される。

出力回路ＯＵＴは、トランスＴの二次巻線Ｓに接続された整流用ダイオードＤ９〜Ｄ１２と、平滑用のリアクトルＬ３及びコンデンサＣ５と、で構成され、出力回路ＯＵＴに負荷Ｒ_０が接続されている。

第１の回生スナバ回路ＳＮ１は、スイッチ素子Ｓ１に逆並列に接続された第１のフリーホイールダイオードＤ１と、スイッチ素子Ｓ１に並列に接続された第1のスナバ回路とを備える。第1のスナバ回路は、第1のスナバダイオードＤ３と第1のスナバコンデンサＣ３との直列回路を含む。また、回生スナバ回路ＳＮ１は、第1の電圧源であるコンデンサＣ１の正極側とスナバコンデンサＣ３間に接続される第1の回生回路を備える。第1の回生回路は、第3のスイッチ素子Ｓ３と、スイッチ素子Ｓ３とコンデンサＣ１の正極側間に接続される第1のリアクトルＬ１と、スイッチ素子Ｓ３とスナバコンデンサＣ３間に接続される第1の回生用ダイオードＤ５とを備える。

さらに、出力トランスＴは、二次巻線Ｓに密結合するように該二次巻線Ｓに隣接して巻回され、第３のスイッチ素子Ｓ３の制御端子に接続された第１の三次巻線ｎ３を備えている。後述のように、このような巻線構造にするには、コアに一次巻線、二次巻線、三次巻線を巻回するときに、二次巻線を一次巻線と三次巻線とで挟むサンドウイッチ構造にする。

第２の回生スナバ回路ＳＮ２は、第１の回生スナバ回路ＳＮ１と同様な構成を備えている。すなわち、第２の回生スナバ回路ＳＮ２は、スイッチ素子Ｓ２に逆並列に接続された第２のフリーホイールダイオードＤ２と、スイッチ素子Ｓ２に並列に接続された第２のスナバ回路とを備える。第２のスナバ回路は、第２のスナバダイオードＤ４と第２のスナバコンデンサＣ４の直列回路を含む。また、回生スナバ回路ＳＮ２は、第２の電圧源であるコンデンサＣ２の正極側とスナバコンデンサＣ４間に接続される第２の回生回路を備える。第２の回生回路は、第４のスイッチ素子Ｓ４と、スイッチ素子Ｓ４とコンデンサＣ２の正極側間に接続される第２のリアクトルＬ２と、スイッチ素子Ｓ４とスナバコンデンサＣ４間に接続される第２の回生用ダイオードＤ６とを備える。

さらに、出力トランスＴは、二次巻線Ｓに密結合するように該二次巻線Ｓに隣接して巻回され、第４のスイッチ素子Ｓ３の制御端子に接続された第２の三次巻線ｎ４を備えている。

コンバータ回路は、さらに制御部ＣＴを備え、この制御部ＣＴはスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオンオフ制御するためのゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する。ゲート信号Ｇ１、Ｇ２は、それぞれスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のゲート端子に供給されている。

次に、図５を参照して動作を説明する。

第１の回生スナバ回路ＳＮ１の動作を説明する。

ｔｏの直前では電流源であるリアクトルＬ３（トランスＴの二次側巻線Ｓに接続されている）の作用により整流用ダイオードＤ９〜Ｄ１２がフリーホイール状態にある。ｔｏでスイッチ素子Ｓ１がオンしたとき、一次巻線Ｐ１（Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ）、Ｐ２（Ｐ２ａ，Ｐ２ｂ）のリーケージインダクタンスの減流作用により、スイッチ素子Ｓ１に流れる電流Ｓ１Ｉｄは一定の傾きで直線的に増加する。このため、スイッチング動作はＺＣＳ（Zero Current Switching)動作となる。

また、スイッチ素子Ｓ１がオフしたとき、上記リーケージインダクタンスの蓄積エネルギーでスナバコンデンサＣ３が徐々に充電されていく。スナバコンデンサＣ３の充電電位ＶＣ３の変位は、充電期間の後半において上記リーケージインダクタンスとスナバコンデンサＣ３の共振系によるものとなり、最終的に２Ｖ（コンデンサＣ１の電位をＶとする）にクランプされる。このため、サージ電圧がスイッチ素子Ｓ１に印加されることが防止され、スイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｓ１Ｖｄｓは、図５のように徐々に上昇する。したがって、スイッチング動作はＺＶＳ（Zero Voltage Switching)動作となる。

スイッチ素子Ｓ１がオフしたときにスナバコンデンサＣ３に充電された電荷は、従来の回路のようにスナバ抵抗で消費されることなく、第１の電圧源であるコンデンサＣ１に回生される。

すなわち、スイッチ素子Ｓ１がオンすると、転流重なり時間Ｔｂ後に第１の三次巻線ｎ３の電圧が立ち上がり、これによりスイッチ素子Ｓ３がオンする。このとき、スナバコンデンサＣ３と第１のリアクトルＬ１との共振系により、スナバコンデンサＣ３の充電電荷（電位は２Ｖ）に基づく回生電流（共振電流）の正極分がスイッチ素子Ｓ３に流れ、上記電荷はコンデンサＣ１（電位Ｖ）に回生される。スナバコンデンサＣ３の充電電位２ＶはコンデンサＣ１の充電電位Ｖの２倍であるため、回生電流（共振電流）がゼロとなったときにスナバコンデンサＣ３の充電電荷が全て回生される（共振式を解くことで明らかである）。なお、負極分は回生ダイオードD５の充電阻止により、再度スナバコンデンサＣ３を充電することはない。スイッチ素子Ｓ３がオンする期間Ｔｃは、ｔ１−t３である。この期間ｔ１−t３は、上記共振系に流れる回生電流がゼロになるまでの期間ｔ１−ｔ２以上であるから、スナバコンデンサＣ３の充電電荷はコンデンサＣ１に全て回生される。

このように、スイッチ素子Ｓ１がオンすると、スナバコンデンサＣ３の充電電荷は、従来のスナバ回路のようにスナバ抵抗で消費されることなく、第１の電圧源であるコンデンサＣ1に回生されるため、インバータ回路の効率を上げることができる。

第２の回生スナバ回路ＳＮ２の動作についても、上記と同様である。

図６は、トランスＴの巻線構造を示す図である。

トランスＴは、コアを中心に、外側に向けて、一次巻線Ｐ１、Ｐ２が巻回され、その上に二次巻線Ｓが巻回され、さらにその上に三次巻線ｎ３、ｎ４が巻回される。すなわち、三次巻線ｎ３、ｎ４と一次巻線Ｐ１、Ｐ２とは、二次巻線Ｓをサンドウイッチ状に挟んで巻回される。このような巻線構造により、三次巻線ｎ３、ｎ４は二次巻線Ｓに密結合状態となり、また、三次巻線ｎ３、ｎ４は一次巻線Ｐ１、Ｐ２に疎結合状態となる。

図５のｔ３でスイッチ素子Ｓ１のＺＶＳ動作が行われてスイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｓ１Ｖｄｓが２Ｖになると、その直後からリアクトルＬ３に蓄積されたエネルギーと回路の浮遊容量のためスイッチ素子Ｓ１の両端電圧は振動波形（リンギング波形）となる。しかし、ｔ３から、リアクトルＬ３に蓄積されたエネルギーにより整流用ダイオードＤ９〜Ｄ１２はすべてが導通してフリーホイール状態になり、二次巻線Ｓに生じる磁束は固定され、そのため二次巻線Ｓには振動波形が生じない。したがって、二次巻線Ｓに密結合している三次巻線ｎ３、ｎ４にもｔ３以降では振動波形が生じない。このため、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４が振動波形によって不安定な動作をすることがない。

このように、以上のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、スナバ回路と回生回路を接続することにより、スイッチ素子のＺＶＳ動作を可能にし、且つ、損失を減らすことができる。さらに、三次巻線ｎ３、ｎ４により、回生回路のスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４がスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２に同期してオンするため、これらのスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４を制御するための回路が不要である。また、三次巻線ｎ３、ｎ４は、をオンするタイミング制御が不要であるため、スナバコンデンサの充電電荷を電源に回生する回生回路を低コストで構成できる。さらに、二次巻線Ｓを三次巻線ｎ３、ｎ４と一次巻線Ｐ１、Ｐ２でサンドウイッチ状に挟んで、三次巻線ｎ３、ｎ４を二次巻線Ｓに密結合させ、三次巻線ｎ３、ｎ４を一次巻線Ｐ１、Ｐ２に疎結合としているため、一次巻線Ｐ１、Ｐ２に振動波形の電圧が発生しても、それにより三次巻線ｎ３、ｎ４に振動波形の電圧が生じることはない。

図７〜図９は、トランスＴの他の巻線構造例を示す。

図７のトランス構造は、コアを中心に三次巻線ｎ３、ｎ４を最内周に巻回し、一次巻線Ｐ１、Ｐ２を最外周に巻回している。図８のトランス構造は、二次巻線Ｓを２分割し、コアを中心に内周側から順次、第１の三次巻線ｎ３→第１分割の二次巻線Ｓ→第１の一次巻線Ｐ１→第２の一次巻線Ｐ２→第２分割の二次巻線Ｓ→第２の三次巻線ｎ４が巻回される。図９のトランス構造は、二次巻線Ｓを２分割し、コアを中心に内周側から順次、第１の一次巻線Ｐ１→第１分割の二次巻線Ｓ→第１、第２の三次巻線ｎ３、ｎ４→第２分割の二次巻線Ｓ→第２の第一次巻線Ｐ２が巻回される。

上記いずれのトランス構造でも、第１、第２の三次巻線ｎ３、ｎ４は、二次巻線Ｓに対して密結合の位置関係となり、一次巻線Ｐ１、Ｐ２に対し疎結合の位置関係となる。

図１０は、この発明の他の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示している。

このコンバータ回路が図４のコンバータ回路と相違する点は、コンデンサＣ２に代えて電源Ｖを接続し、第１の一次巻線Ｐ１のセンタータップと第２の一次巻線Ｐ２のセンタータップ間に電源Ｖを接続していない点である。このような構成であっても図４と同様に動作する。

Ｃ１−第１の電圧源であるコンデンサ
Ｃ２−第２電圧源であるコンデンサ
Ｖ−電源
Ｓ１−第１のスイッチ素子
Ｓ２−第２のスイッチ素子
Ｓ３−第３のスイッチ素子
Ｓ４−第４のスイッチ素子
Ｐ１−第１の一次巻線
Ｐ２−第２の一次巻線
ｎ３−第１の三次巻線
ｎ４−第２の三次巻線
ＩＮＶ−インバータ回路
ＳＮ１−第１の回生スナバ回路
ＳＮ２−第２の回生スナバ回路
ＯＵＴ−出力回路

Claims (4)

1. 第1のスイッチ素子と、
   第2のスイッチ素子と、
   前記第1のスイッチ素子と前記第2のスイッチ素子の正極間に直列的に接続される第1の一次巻線と、これらのスイッチ素子の負極間に直列的に接続される第２の一次巻線とを備え、さらに出力電圧を得るための二次巻線を備える出力トランスと、
   前記出力トランスの二次巻線に接続される整流ダイオード回路と、
   前記第１の一次巻線が前記第２のスイッチ素子に接続される第１の接続点と前記第１のスイッチ素子間に接続され、前記第1の一次巻線を介して前記第1のスイッチ素子に電圧を印加する第１の電圧源と、
   前記第１の一次巻線が前記第１のスイッチ素子に接続される第２の接続点と前記第２のスイッチ素子間に接続され、前記第1の一次巻線を介して前記第２のスイッチ素子に電圧を印加する第２の電圧源と、
   前記第1のスイッチ素子と前記第2のスイッチ素子を交互にオンオフする制御部と、
   前記第1のスイッチ素子に逆並列に接続された第1のフリーホイールダイオードと、
   前記第1のスイッチ素子に並列に接続され、第1のスナバダイオードと第1のスナバコンデンサの直列回路を含む第1のスナバ回路と、
   前記第1の電圧源の正極側と前記第1のスナバコンデンサ間に接続される第1の回生回路とを備え、
   前記第1の回生回路は、第3のスイッチ素子と、前記第３のスイッチ素子と前記第１の電圧源の正極側間に接続される第１のリアクトルと、前記第３のスイッチ素子と前記第１のスナバコンデンサ間に接続される第１の回生用ダイオードとを備え、
   前記出力トランスは、記第３のスイッチ素子の制御端子に接続された第１の三次巻線を備え、
   前記第２のスイッチ素子に逆並列に接続された第２のフリーホイールダイオードと、
   前記第２のスイッチ素子に並列に接続され、第２のスナバダイオードと第２のスナバコンデンサの直列回路を含む第２のスナバ回路と、
   前記第２の電圧源の正極側と前記第２のスナバコンデンサ間に接続される第２の回生回路とを備え、
   前記第２の回生回路は、第４のスイッチ素子と、前記第４のスイッチ素子と前記第２の電圧源の正極側間に接続される第２のリアクトルと、前記第４のスイッチ素子と前記第２のスナバコンデンサ間に接続される第２の回生用ダイオードとを備え、
   前記出力トランスは、記第４のスイッチ素子の制御端子に接続された第２の三次巻線を備える、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
2. 前記第１、第２の三次巻線と前記一次巻線とは、前記二次巻線をサンドウイッチ状に挟んで巻回された請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
3. 前記第1の一次巻線のセンタータップと、前記第2の一次巻線のセンタータップ間に接続され、前記第1、第2の電圧源に対して前記第1の一次巻線及び前記第２の一次巻線を介してエネルギー供給する電源、を備える請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
4. 前記第1の電圧源と前記第2の電圧源のいずれか一方、又は両方を電源で構成した請求項１記載のＤＣ-ＤＣコンバータ回路。

Images