JP5174037B2 - インバータ回路 - Google Patents

Description

この発明は、フルブリッジ型やハーフブリッジ型等のインバータ回路と異なる、新規な構成のインバータ回路に関する。

従来から良く知られているインバータ回路は、フルブリッジ型インバータ回路、ハーフブリッジ型インバータ回路、センタータッププッシュプル型インバータ回路である。これらのインバータ回路の概念図は図５に示されている。

フルブリッジ型は、スイッチ素子Ｓ１〜S４をブリッジ接続して構成し、電源Ｖをブリッジ間に接続する。スイッチ素子Ｓ１、S４とスイッチ素子Ｓ２、Ｓ３とを交互にオンオフして、出力トランスの一次巻線Ｐに交番電流を流す（特許文献１参照）。

ハーフブリッジ型は、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２にそれぞれ電圧源Ｃ１、Ｃ２を並列接続し、電圧源Ｃ１、Ｃ２間に電源Ｖを接続する。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を交互にオンオフして、一次巻線Ｐに交番電流を流す（特許文献２参照）。

センタータッププッシュプル型は、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２間に接続した一次巻線Ｐのセンタータップに電源Ｖを接続する。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を交互にオンオフして、一次巻線Ｐに交番電流を流す（特許文献３参照）。
特許公開２００７−１５１２２５号 特許公開２００５−２７９７７４号 特許公開２００１−１１２２５３号

しかし、上記の各種インバータ回路は、以下の点で不都合がある。

（１）フルブリッジ型
スイッチ素子を４個使うことになるため、コスト高となる。

（２）ハーフブリッジ型
スイッチ素子は２個で良いが、各スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２及び一次巻線Ｐに流れる電流はフルブリッジ型やセンタータッププッシュプル型に比較して２倍となる。このため、スイッチ素子やトランスの大型化と高価格が避けられない。

（３）センタータッププッシュプル型
スイッチ素子は２個で良く、各スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２及び一次巻線Ｐに流れる電流はフルブリッジ型と同じで大きくならない。しかし、電源Ｖを一次巻線Ｐのセンタータップに接続するため、巻線Ｐの左右の結合にリーケージインダクタンスが介在する。このため、第1のスイッチ素子をターンオフしたときに発生するサージ電圧は、上記リーケージインダクタンスを介して、第2のスイッチ素子に接続されるフリーホイールダイオードでクランプされる。上記リーケージインダクタンスの存在のために、完全なクランプができず、第1のスイッチ素子に過大なサージ電圧が印加される不都合がある。

この発明の目的は、スイッチ素子が２個で良く、スイッチ素子に流れる電流値も小さく、また、スイッチ素子に過大なサージ電圧が印加されないインバータ回路を提供することにある。

この発明に係るインバータ回路は図１に示すような構成を備える。インバータ回路は、スイッチ素子として、第1のスイッチ素子Ｓ１と、第2のスイッチ素子Ｓ２とを備える。これらのスイッチ素子は、半導体スイッチ素子で構成され、例えば、ＩＧＢＴ(絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ)やＭＯＳ−ＦＥＴで構成される。また、このインバータ回路は、前記第1のスイッチ素子Ｓ１と前記第2のスイッチ素子Ｓ２間に直列的に接続される第1の一次巻線Ｐ１を備え、さらに出力電圧を得るための二次巻線を備える出力トランスを備える。接続例として、第1の一次巻線Ｐ１は、第1のスイッチ素子Ｓ１と、第2のスイッチ素子Ｓ２のそれぞれの正極側に接続される。また、このインバータ回路は、電圧源を２つ備えている（図１では電圧源を電源として示している）。第1の電圧源である第１の電源Ｖ１は、前記第１の一次巻線Ｐ１が前記第２のスイッチ素子Ｓ２に接続される第１の接続点Ａ１と前記第１のスイッチ素子Ｓ１間に接続される。これにより、第１の電源Ｖ１は、前記第1の一次巻線Ｐ１を介して前記第1のスイッチ素子Ｓ１に電圧を印加する。第２の電源Ｖ２は、前記第１の一次巻線Ｐ１が前記第１のスイッチ素子Ｓ１に接続される第２の接続点Ａ２と前記第２のスイッチ素子Ｓ２間に接続される。これにより、第２の電源Ｖ２は、前記第1の一次巻線Ｐ１を介して前記第２のスイッチ素子Ｓ２に電圧を印加する。

制御部は、前記第1のスイッチ素子Ｓ１と前記第2のスイッチ素子Ｓ２を交互にオンオフする制御を行う。

以上の構成からなるインバータ回路を、この明細書では、カレントバランスドプッシュップル型（Current Balanced P.P)インバータ回路と称する。

上記インバータ回路の変形例は、図２に示すように、次のように構成できる。

すなわち、第１の電圧源（図２ではコンデンサＣ１）は、その正極側が前記第１の接続点に接続され、前記第2の電圧源（図２ではコンデンサＣ２）は、その正極側が前記第2の接続点に接続され、さらに、前記第1の電圧源の負極側と前記第2の電圧源の負極側間に接続される第2の一次巻線Ｐ２を備える。また、前記第1の一次巻線Ｐ１のセンタータップと、前記第2の一次巻線Ｐ２のセンタータップ間に接続され、前記第1、第2の電圧源に対して前記第1の一次巻線Ｐ１及び前記第２の一次巻線Ｐ２を介してエネルギー供給する電源Ｖを備える。

上記の構成では、電源Ｖから第1の電圧源と第2の電圧源に対して常時充電電流が流れる（エネルギーが供給される）。第1のスイッチ素子Ｓ１がオンすると、第1の電圧源から第1の一次巻線Ｐ１を介して第1のスイッチ素子Ｓ１に流れる電流成分と、第２の電圧源から第２の一次巻線Ｐ２を介して第１のスイッチ素子Ｓ１に流れる電流成分とが合成され、この合成された電流が第1のスイッチ素子Ｓ１に流れる。言い換えると、第１のスイッチ素子Ｓ１に流れる電流は、第1の一次巻線Ｐ１と第2の一次巻線Ｐ２に分流（shunt)する。

この発明のインバータ回路は、スナバ回路と回生回路を備えることで、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching)動作を可能にし、且つ損失を低減することができる。スナバ回路は、前記第1のスイッチ素子Ｓ１に並列に接続され、第1のスナバダイオードと第1のスナバコンデンサの直列回路を含む第1のスナバ回路と、前記第2のスイッチ素子に並列に接続され、第2のスナバダイオードと第2のスナバコンデンサの直列回路を含む第2のスナバ回路とで構成される。第1のスナバ回路の動作は以下の通りである。

第1のスイッチ素子Ｓ１がオフ（ターンオフ）すると、トランスのリーケージインダクタンスの作用により第1のスナバコンデンサに充電電流が流れ、サージ電圧成分がこのコンデンサに充電される。このときの充電電圧の変化は徐々に上昇することになるため、スイッチング動作はＺＶＳ動作となる。一方、第1のスイッチ素子がオン（ターンオン）すると、トランスのリーケージインダクタンスの減流作用により、電流が直線状に傾斜して上昇することになるため、スイッチング動作はＺＣＳ（Zero Current Switching)動作となる。このとき、第1のスナバコンデンサの充電電荷は第１のスナバダイオードの阻止により第1のスイッチ素子Ｓ１を介して放電されることはなく、第１の回生回路により第１の電圧源に回生される。なお、回生回路を備えない一般的なスナバ回路では、第1のスナバコンデンサに並列にスナバ抵抗Rｓ1が接続されており、スナバコンデンサの充電電荷はスナバ抵抗Rｓ1に放電する。放電電流ifはこのスナバ抵抗Rｓ1で熱変換（if×if ×Rｓ1)される。このため、回生回路を備えない一般的なスナバ回路では熱損失が大きく、インバータ回路は低効率となる。

この発明では、スナバ抵抗Rｓ1を接続せずに、第1の回生回路を設けている。第1の回生回路では、第1のスナバコンデンサの充電電荷を第1の電圧源に回生する。

第1の回生回路は、前記第1の電圧源の正極側と前記第1のスナバコンデンサ間に接続される。第1の回生回路は、第3のスイッチ素子Ｓ３と、前記第3のスイッチ素子Ｓ３と前記第1の電圧源の正極側間に接続される第1のリアクトルと、前記第3のスイッチ素子Ｓ３と前記第1のスナバコンデンサ間に接続され第1のスナバコンデンサの充電を阻止する第1の回生用ダイオードとを含んでいる。制御部は、前記第1のスイッチ素子Ｓ１のオン期間内に前記第3のスイッチ素子Ｓ３をオンする制御を行う。それにより、第1のスナバコンデンサに蓄積された電荷を第1の電圧源に回生させる。回生によりインバータ回路を高効率にできる。

第２のスナバ回路と第２の回生回路は、上記第１のスナバ回路と第１の回生回路と同様な構成を備える。

この発明によれば、スイッチ素子が２個で良く、スイッチ素子に流れる電流値も小さく、また、スイッチ素子に過大なサージ電圧が印加されない。また、スナバ回路と回生回路を接続することにより、スイッチ素子のＺＶＳ動作を可能にし、且つ、損失を減らすことができる。

この発明のカレントバランスドプッシュプル型（CurrentBalanced P.P型）インバータ回路の概念図である。 この発明の第１の実施形態を示す。 インバータ回路の動作を説明するための図である。 インバータ回路のタイムチャートである。 フルブリッジ型、ハーフブリッジ型、センタータッププッシュプル型、カレントバランスドプッシュプル型の各インバータ回路の概念図を示している。 カレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のタイムチャートである。 変形したカレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。 変形した他のカレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。 さらに変形した他のカレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。 さらに変形した他のカレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。

符号の説明

Ｃ１−第１の電圧源であるコンデンサ
Ｃ２−第２電圧源であるコンデンサ
Ｖ−電源
Ｓ１−第１のスイッチ素子
Ｓ２−第２のスイッチ素子
Ｓ３−第３のスイッチ素子
Ｓ４−第４のスイッチ素子
Ｐ１−第１の一次巻線
Ｐ２−第２の一次巻線
ＩＮＶ−インバータ回路
ＳＮ１−第１の回生スナバ回路
ＳＮ２−第２の回生スナバ回路
ＯＵＴ−出力回路

図１は、この発明のカレントバランスドプッシュプル型（Current Balanced P.P型）インバータ回路の概念図である。

このインバータ回路は、第1のスイッチ素子Ｓ１と、第2のスイッチ素子Ｓ２と、第1のスイッチ素子Ｓ１と第2のスイッチ素子Ｓ２間に直列的に接続される第1の一次巻線Ｐ１を備えさらに出力電圧を得るための二次巻線を備える出力トランス（図示せず）と、を備えている。

また、このインバータ回路は、第１の一次巻線Ｐ１が第２のスイッチ素子Ｓ２に接続される第１の接続点Ａ１と第１のスイッチＳ１素子間に接続され、第1の一次巻線Ｐ１を介して第1のスイッチ素子Ｓ１に電圧を印加する第１の電源Ｖ１と、
第１の一次巻線Ｐ１が第１のスイッチ素子Ｓ１に接続される第２の接続点Ａ２と第２のスイッチ素子Ｓ２間に接続され、第1の一次巻線Ｐ１を介して第２のスイッチ素子Ｓ２に電圧を印加する第２の電源Ｖ２と、を備えている。

第1のスイッチ素子Ｓ１と第2のスイッチ素子Ｓ２は、制御部（図示しない）によって交互にオンオフされる。

上記インバータ回路において、第１のスイッチ素子Ｓ１がオンすると、第1の一次巻線Ｐ１に第１の電源Ｖ１から左方向に電流Ｉ_Ｄ１が流れ、第２のスイッチ素子Ｓ２がオンすると、第1の一次巻線Ｐ１に第２の電源Ｖ２から右方向に電流Ｉ_Ｄ２が流れる。第１のスイッチ素子Ｓ１と第２のスイッチ素子Ｓ２を交互にオンオフすることで、第1の一次巻線Ｐ１に電流Ｉ_Ｄ１と電流Ｉ_Ｄ２が交互に流れるから、トランスの二次巻線に交流出力電圧が発生する。

図２は、この発明の第１の実施形態を示す。この実施形態は、２つの一次巻線を用いたインバータ回路である。

このインバータ回路は、図１の第１の電源Ｖ１が第１の電圧源であるコンデンサＣ１に置き換えられ、図１の第２の電源Ｖ２が第２の電圧源であるコンデンサＣ２に置き換えられている。

また、第1の電圧源Ｃ１の負極側と第2の電圧源Ｃ２の負極側間に第2の一次巻線Ｐ２が接続されている。

また、第1の一次巻線Ｐ１のセンタータップと第2の一次巻線Ｐ２のセンタータップ間に、第1の電圧源Ｃ１と第２の電圧源Ｃ２に対して第1の一次巻線Ｐ１及び第２の一次巻線Ｐ２を介してエネルギー供給する電源Ｖを備えている。

図３は、上記インバータ回路の動作を説明するための図であり、図４はタイムチャートである。図４において、期間Ｄは第１のスイッチ素子Ｓ１又は第２のスイッチ素子Ｓ２がオンする期間である。この期間Ｄの最大値はここでは０．５である。期間（０．５−Ｄ）は、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２が共にオフしている休止期間である。

図３において、第１の一次巻線Ｐ１は、センタータップを中心に巻線Ｐ１ａとＰ１ｂで構成され、第２の一次巻線Ｐ２は、センタータップを中心に巻線Ｐ２ａとＰ２ｂで構成される。なお、トランスＴの二次巻線Ｓには、ダイオードブリッジ整流回路が接続されて全体としてＤＣ−ＤＣコンバータ回路が構成され、さらに、整流出力を平滑するリアクトルＬ_０と負荷Ｒ_０が接続されている。その他の構成は図２と同様である。

第１のスイッチ素子Ｓ１がオンして、第１の電圧源であるコンデンサＣ１と第２の電圧源であるコンデンサＣ２により、第１の一次巻線Ｐ１、第２の一次巻線Ｐ２にそれぞれ電圧Ｖが印加され、二次巻線Ｓに出力電圧Ｖｓが発生すると、負荷Ｒ_０に出力電流Ｉ_０が流れる。これにより、一次巻線Ｐ１、Ｐ２にはそれぞれ０．５Ｉ_０・ａが流れる（トランスの巻線比＝１：ａ）。このとき、コンデンサＣ１からスイッチ素子Ｓ１に流れる電流と、コンデンサＣ２からスイッチ素子Ｓ１に流れる電流とを合成した素子電流Ｉ_Ｄ１は、
Ｉ_Ｄ１＝Ｉ_０・ａである。

コンデンサＣ１、コンデンサＣ２の充電電流（直流）Ｉｃ１′、Ｉｃ２′は、それぞれ出力電力を電源電圧で除したＩｉの半分（０．５Ｉｉ）である。したがって、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２に流れる合成電流Ｉｃ１、Ｉｃ２は、それぞれ放電電流−充電電流＝０．５（Ｉ_Ｄ１−Ｉｉ）となる。

一方、一次巻線Ｐ１ａ、Ｐ２ｂに流れる電流は充電電流が減算されたものとなり、一次巻線Ｐ１ｂ、Ｐ２ａに流れる電流は充電電流が加算されたものとなる。すなわち、
ＩＰ１ａ，Ｉｐ２ｂ＝０．５（Ｉ_Ｄ１−Ｉｉ）
ＩＰ１ｂ，Ｉｐ２ａ＝０．５（Ｉ_Ｄ１＋Ｉｉ）
である。この電流アンバランスは問題ない。なぜなら、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２が交互にオンオフすることで（転流することで）平均巻線電流の平衡が保たれるからである。したがって、特にトランスのコアが偏磁するという問題を生じることはない。

また、電源Ｖから見て、Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ，Ｐ２ａ，Ｐ２ｂの各巻線の極性はそれぞれ逆極性である。このため、電源電圧でトランスＴを直接、励磁することはない。また、一次巻線Ｐ１とＰ２にそれぞれ流入する充電電流Ｉｃ１′とＩｃ２′は逆方向であるため、コアが直流磁化するという問題もない。

上記の構成で、第１の一次巻線Ｐ１と第２の一次巻線Ｐ２にそれぞれ印加される交番電圧は電源電圧Ｖとなり、フルブリッジ型と同じとなる。また、第１の一次巻線Ｐ１と第２の一次巻線Ｐ２に設けたセンタータップは電源Ｖからのエネルギー供給用であり、出力電力供給には、図３の太線で示す電流が流れることによって、第１の一次巻線Ｐ１と第２の一次巻線Ｐ２の全巻線が利用される。このため、センタータッププッシュプル型のように、半サイクル毎に遊び巻線が生じることがない。つまり、Ｐ１ａとＰ１ｂ間のリーケージインダクタンス、及びＰ２ａとＰ３ｂ間のリーケージインダクタンスを考慮する必要がなく、そのため転流時にサージ電圧が発生することがない。したがって、サージ電圧を防ぐことを目的として、Ｐ１ａとＰ１ｂ間、Ｐ２ａとＰ２ｂ間、Ｐ１とＰ２間を密結合させる必要がない。また、電源Ｖからは、コンデンサＣ１、Ｃ２に対して、常時、充電電流０．５Ｉｉが第１の一次巻線Ｐ１と第２の一次巻線Ｐ２を介して流れている。この充電時においては、それらの巻線Ｐ１、Ｐ２間の漏れインダクタンスがリップル成分を除去するフィルタとして機能するため、電源Ｖから供給される電流Ｉｉは連続した直流となる。そのため、電源Ｖとしては、リップル成分を嫌う（リップルにより寿命特性を悪くする）電池、例えば燃料電池を使用することができる。なお、第１の一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓとの結合、及び第２の一次巻線Ｐ２二次巻線Ｓとの結合は、分流を平衡させることが必要であることから対称でなければならない。

図５は、参考のため、フルブリッジ型、ハーフブリッジ型、センタータッププッシュプル型、カレントバランスドプッシュプル型の各インバータ回路の概念図を示したものである。

上記説明のように、本実施形態のカレントバランスドプッシュプル型インバータ回路では、スイッチ素子が２個で良く、各スイッチ素子に流入する電流がハーフブリッジ型に比較して２分の１で良く、また、スイッチ素子に過大なサージ電圧が印加されない利点がある。さらに、電源Ｖには、リップル成分を嫌う（リップルにより寿命特性を悪くする）電池、例えば燃料電池を使用することができる。

次に、この発明の第２の実施形態を示す。

図６は、上記カレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。図７はタイムチャートである。

このコンバータ回路は、カレントバランスドプッシュプル型インバータ回路ＩＮＶと、該インバータ回路ＩＮＶの交流出力を整流して負荷に出力する出力回路ＯＵＴと、第1の回生スナバ回路ＳＮ１と、第２の回生スナバ回路ＳＮ２とを備えている。

インバータ回路ＩＮＶは、図２又は図３に示す回路と同一である（図６と図３では、コンデンサＣ１とＣ２の表示位置がお互いに逆である）。インバータ回路ＩＮＶの第１のスイッチ素子Ｓ１には、第１の回生スナバ回路ＳＮ１が接続され、第２のスイッチ素子Ｓ２には、第２の回生スナバ回路ＳＮ２が接続されている。なお、第１のスイッチ素子Ｓ１、第２のスイッチ素子Ｓ２には、半導体スイッチ素子、例えばＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴ等が使用される。

出力回路ＯＵＴは、トランスＴの二次巻線Ｓに接続された整流用ダイオードＤ９〜Ｄ１２と、平滑用のリアクトルＬ３及びコンデンサＣ５と、で構成され、出力回路ＯＵＴに負荷Ｒ_０が接続されている。

第１の回生スナバ回路ＳＮ１は、スイッチ素子Ｓ１に逆並列に接続された第１のフリーホイールダイオードＤ１と、スイッチ素子Ｓ１に並列に接続された第1のスナバ回路とを備える。第1のスナバ回路は、第1のスナバダイオードＤ３と第1のスナバコンデンサＣ３との直列回路を含む。また、回生スナバ回路ＳＮ１は、第1の電圧源であるコンデンサＣ１の正極側とスナバコンデンサＣ３間に接続される第1の回生回路を備える。第1の回生回路は、第3のスイッチ素子Ｓ３と、スイッチ素子Ｓ３とコンデンサＣ１の正極側間に接続される第1のリアクトルＬ１と、スイッチ素子Ｓ３とスナバコンデンサＣ３間に接続される第1の回生用ダイオードＤ５とを備える。

第２の回生スナバ回路ＳＮ２は、第１の回生スナバ回路ＳＮ１と同様な構成を備えている。すなわち、第２の回生スナバ回路ＳＮ２は、スイッチ素子Ｓ２に逆並列に接続された第２のフリーホイールダイオードＤ２と、スイッチ素子Ｓ２に並列に接続された第２のスナバ回路とを備える。第２のスナバ回路は、第２のスナバダイオードＤ４と第２のスナバコンデンサＣ４の直列回路を含む。また、回生スナバ回路ＳＮ２は、第２の電圧源であるコンデンサＣ２の正極側とスナバコンデンサＣ４間に接続される第２の回生回路を備える。第２の回生回路は、第４のスイッチ素子Ｓ４と、スイッチ素子Ｓ４とコンデンサＣ２の正極側間に接続される第２のリアクトルＬ２と、スイッチ素子Ｓ４とスナバコンデンサＣ４間に接続される第２の回生用ダイオードＤ６とを備える。

コンバータ回路は、さらに制御部ＣＴを備え、この制御部ＣＴはスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ制御するためのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。ゲート信号Ｇ１〜Ｇ４は、それぞれスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート端子に供給されている。

次に、図７を参照して動作を説明する。

第１の回生スナバ回路ＳＮ１の動作を説明する。

ｔｏの直前では電流源であるリアクトルＬ３（トランスＴの二次側巻線に接続されている）の作用により整流用ダイオードＤ９〜Ｄ１２がフリーホイール状態にある。ｔｏでスイッチ素子Ｓ１がオンしたとき、一次巻線Ｐ１（Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ）、Ｐ２（Ｐ２ａ，Ｐ２ｂ）のリーケージインダクタンスの減流作用により、スイッチ素子Ｓ１に流れる電流Ｓ１Ｉｄは一定の傾きで直線的に増加する。このため、スイッチング動作はＺＣＳ（Zero Current Switching)動作となる。

また、スイッチ素子Ｓ１がオフしたとき、上記リーケージインダクタンスの蓄積エネルギーでスナバコンデンサＣ３が徐々に充電されていく。スナバコンデンサＣ３の充電電位ＶＣ３の変位は、充電期間の後半において上記リーケージインダクタンスとスナバコンデンサＣ３の共振系によるものとなり、最終的に２Ｖ（コンデンサＣ１の電位をＶとする）にクランプされる。このため、サージ電圧がスイッチ素子Ｓ１に印加されることが防止され、スイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｓ１Ｖｄｓは、図７のように徐々に上昇する。したがって、スイッチング動作はＺＶＳ（Zero Voltage Switching)動作となる。

スイッチ素子Ｓ１がオフしたときにスナバコンデンサＣ３に充電された電荷は、従来の回路のようにスナバ抵抗で消費されることなく、第１の電圧源であるコンデンサＣ１に回生される。

すなわち、スイッチ素子Ｓ１がオンすると同時にスイッチ素子Ｓ３がオンする。このとき、スナバコンデンサＣ３と第１のリアクトルＬ１との共振系により、スナバコンデンサＣ３の充電電荷（電位は２Ｖ）に基づく回生電流（共振電流）の正極分がスイッチ素子Ｓ３に流れ、上記電荷はコンデンサＣ１（電位Ｖ）に回生される。スナバコンデンサＣ３の充電電位２ＶはコンデンサＣ１の充電電位Ｖの２倍であるため、回生電流（共振電流）がゼロとなったときにスナバコンデンサＣ３の充電電荷が全て回生される（共振式を解くことで明らかである）。なお、負極分は回生ダイオードD５の充電阻止により、再度スナバコンデンサＣ３を充電することはない。上記共振系に流れる回生電流がゼロになるまでの期間をｔ０−ｔ１とすると、スイッチ素子Ｓ３がオンする期間は、このｔ０−ｔ１の期間よりも長いＴｂ（ｔ０−ｔ２）に設定される。

このように、スイッチ素子Ｓ１がオンすると、スナバコンデンサＣ３の充電電荷は、従来のスナバ回路のようにスナバ抵抗で消費されることなく、第１の電圧源であるコンデンサＣ1に回生されるため、インバータ回路の効率を上げることができる。

第２の回生スナバ回路ＳＮ２の動作についても、上記と同様である。

次に、この発明の第３の実施形態を示す。

図８は、変形したカレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。

図８の回路が図６の回路と相違する点は次の通りである。

（Ａ１）図１に示す構成のカレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を用いた。すなわち、電圧源となるコンデンサＣ１、Ｃ２に代えて第１の電源Ｖ１と第２の電源Ｖ２を用いた。

この回路では、一次巻線にセッタータップを設ける必要がなく、また、一次巻線は１つの巻線でよい。

次に、この発明の第４の実施形態を示す。

図９は、変形したカレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。

図９の回路が図６の回路と相違する点は次の通りである。

（Ｂ１）電圧源となるコンデンサＣ２に代えて電源Ｖを用いた。

（Ｂ２）一次巻線Ｐ１、Ｐ２のセンタータップをなくした。

この回路では、一次巻線にセッタータップを設ける必要がなく、また、電源が１つで良い。

次に、この発明の第５の実施形態を示す。

図１０は、さらに変形したカレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。

図１０の回路が図６の回路と相違する点は次の通りである。

（Ｃ１）トランスＴに、第１の三次巻線Ｓ２０と、第２の三次巻線Ｓ３０とを設け、この第１の三次巻線Ｓ２０に生じる誘導電圧α１をスナバコンデンサＣ３の充電電位２Ｖに追加する（スナバコンデンサＣ３の充電電位を嵩上げする）。また、第２の三次巻線Ｓ３０に生じる誘導電圧α２をスナバコンデンサＣ４の充電電位２Ｖに追加する。

スナバコンデンサＣ３の充電電位は、コンデンサＣ１の充電電位の２倍だから、理想的にはスイッチ素子Ｓ３がオンすることによりスナバコンデンサＣ３の充電電位は完全放電する。しかし、回生回路のロス等を原因としてスナバコンデンサＣ３に電荷が残留し、ＺＶＳ動作の障害となることがある。そこで、第１の三次巻線Ｓ２０に生じる誘導電圧α１をスナバコンデンサＣ３の充電電位２Ｖに追加するようにして、スナバコンデンサＣ３の充電電荷の放電を促進する。

上記いずれの実施形態でも、動作は図６に示す第２の実施形態と同様である。

次に、この発明の第６の実施形態を示す。

図１１は、さらに変形したカレントバランスドプッシュプル型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。

図１１の回路が図６の回路と相違する点は次の通りである。

（Ｄ１）第1の回生スナバ回路ＳＮ１に、第3のフリーホイールダイオードＤ１３を 設け、アノード側をスナバコンデンサＣ３と第１の電圧源であるコンデンサＣ１との接続点に、カソード側を第１のリアクトルＬ１と第3のスイッチ素子Ｓ３との接続点に、それぞれ接続する。もし、スナバコンデンサＣ３の充電電荷に基づく回生電流がスイッチ素子Ｓ３に流れている最中にスイッチ素子Ｓ３がオフすると、リアクトルＬ１に蓄積されているエネルギーによりスイッチ素子Ｓ３にサージ電圧が加わる。そこで、このような場合に、上記エネルギーによる電流がフリーホイールダイオードＤ１３を流れるようにする。

第2の回生スナバ回路ＳＮ２にも、同様に第４のフリーホイールダイオードＤ１４を 設けている。

Claims (4)

1. 第1のスイッチ素子と、
   第2のスイッチ素子と、
   前記第1のスイッチ素子と前記第2のスイッチ素子間に直列的に接続される第1の一次巻線を備え、さらに出力電圧を得るための二次巻線を備える出力トランスと、
   前記第１の一次巻線が前記第２のスイッチ素子に接続される第１の接続点と前記第１のスイッチ素子間に接続され、前記第1の一次巻線を介して前記第1のスイッチ素子に電圧を印加する第１の電圧源と、
   前記第１の一次巻線が前記第１のスイッチ素子に接続される第２の接続点と前記第２のスイッチ素子間に接続され、前記第1の一次巻線を介して前記第２のスイッチ素子に電圧を印加する第２の電圧源と、
   前記第1のスイッチ素子と前記第2のスイッチ素子を交互にオンオフする制御部と、を備えるインバータ回路であって、
   前記第１の電圧源は、正極側が前記第１の接続点に接続され、
   前記第2の電圧源は、正極側が前記第2の接続点に接続され、さらに、
   前記第1の電圧源の負極側と前記第2の電圧源の負極側間に接続される第2の一次巻線と、
   前記第1の一次巻線のセンタータップと、前記第2の一次巻線のセンタータップ間に接続され、前記第1、第2の電圧源に対して前記第1の一次巻線及び前記第２の一次巻線を介してエネルギー供給する電源と、を備えるインバータ回路。
2. 第1のスイッチ素子と、
   第2のスイッチ素子と、
   前記第1のスイッチ素子と前記第2のスイッチ素子間に直列的に接続される第1の一次巻線を備え、さらに出力電圧を得るための二次巻線を備える出力トランスと、
   前記第１の一次巻線が前記第２のスイッチ素子に接続される第１の接続点と前記第１のスイッチ素子間に接続され、前記第1の一次巻線を介して前記第1のスイッチ素子に電圧を印加する第１の電圧源と、
   前記第１の一次巻線が前記第１のスイッチ素子に接続される第２の接続点と前記第２のスイッチ素子間に接続され、前記第1の一次巻線を介して前記第２のスイッチ素子に電圧を印加する第２の電圧源と、
   前記第1のスイッチ素子と前記第2のスイッチ素子を交互にオンオフする制御部と、を備えるインバータ回路であって、
   前記第１の電圧源は、正極側が前記第１の接続点に接続され、
   前記第2の電圧源は、正極側が前記第2の接続点に接続され、さらに、
   前記第1の電圧源の負極側と前記第2の電圧源の負極側間に接続される第2の一次巻線を備え、
   前記第1の電圧源と前記第2の電圧源のいずれか一方、又は両方を電源で構成したインバータ回路。
3. 前記第1のスイッチ素子に逆並列に接続された第1のフリーホイールダイオードと、
   前記第1のスイッチ素子に並列に接続され、第1のスナバダイオードと第1のスナバコンデンサの直列回路を含む第1のスナバ回路と、
   前記第1の電圧源の正極側と前記第1のスナバコンデンサ間に接続される第1の回生回路とを備え、
   前記第1の回生回路は、第3のスイッチ素子と、前記第3のスイッチ素子と前記第1の電圧源の正極側間に接続される第1のリアクトルと、前記第3のスイッチ素子と前記第1のスナバコンデンサ間に接続される第1の回生用ダイオードとを含み、
   前記第２のスイッチ素子に逆並列に接続された第２のフリーホイールダイオードと、
   前記第２のスイッチ素子に並列に接続され、第２のスナバダイオードと第２のスナバコンデンサの直列回路を含む第２のスナバ回路と、
   前記第２の電圧源の正極側と前記第２のスナバコンデンサ間に接続される第２の回生回路とを備え、
   前記第２の回生回路は、第４のスイッチ素子と、前記第４のスイッチ素子と前記第２の電圧源の正極側間に接続される第２のリアクトルと、前記第４のスイッチ素子と前記第２のスナバコンデンサ間に接続される第２の回生用ダイオードとを含み、
   前記制御部は、前記第1のスイッチ素子のオン期間内に前記第3のスイッチ素子をオンする制御と、前記第2のスイッチ素子のオン期間内に前記第４のスイッチ素子をオンする制御とを行い、それにより、前記第1、第2のスナバコンデンサに蓄積された電荷をそれぞれ前記第1の電圧源、第2の電圧源に回生させる、請求項１記載のインバータ回路。
4. 前記第1の回生回路は、第3のフリーホイールダイオードを備え、該第3のフリーホイールダイオードは、アノード側を前記第1のスナバコンデンサと前記第１の電圧源との接続点に、カソード側を前記第１のリアクトルＬ１と前記第3のスイッチ素子Ｓ３との接続点に、それぞれ接続し、
   前記第２の回生回路は、第４のフリーホイールダイオードを備え、該第４のフリーホイールダイオードは、アノード側を前記第２のスナバコンデンサと前記第２の電圧源との接続点に、カソード側を前記第２のリアクトルと前記第４のスイッチ素子との接続点に、それぞれ接続した、請求項３記載のインバータ回路。

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