JPH02254971A - コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はコンバータ、特にその回路方式に関するもの
である。

（従来の技術〕 第５図は例えば「電子科学ブループックス　スイッチン
グレギュレータ　どうすれば設計できるか」　（嶋村弘
則著　産報出版）の５８頁に示された従来のシングルエ
ンデツドフォワードコンバータの回路図である。図にお
いて、ｌは直流電源、２はこの直流電源ｌに直列に接続
したトランス、２ａはこのトランス２の１次巻線、２ｂ
は前記トランス２の２次巻線、３は前記トランス２に直
列に接続したスイッチング素子、４はこのスイッチング
素子３の開閉信号を出力する制御回路、５は前記トラン
ス２をデマグネタイゼーションするコンデンサ、６はこ
のコンデンサ５に直列に接続された抵抗、７及び８は前
記トランス２の２次巻線２ｂの両端子にそれぞれアノー
ド端子側を接続し、カソード端子を共通にした整流用ダ
イオード、９はこれら整流用ダイオード７と８のカソー
ド端子に接続したチョークコイル、１０はこのチョーク
コイル９に接続した平滑用コンデンサ、１１はこの平滑
用コンデンサ１０に並列に接続された負荷である。

次にこの従来例の動作について説明する。スイッチング
素子３のスイッチング動作により、人力直流型ｆ１１か
ら送り出される断続エネルギーを、トランス２の２次巻
線２ｂ側の整流用ダイオード７と８で整流し、チョーク
コイル９と平滑用コンデンサ！０とで構成されるＬＣフ
ィルタで平均化することにより直流安定化出力を得る。

トランス２の２次巻線２ｂ側へのエネルギーの伝達は、
スイッチング素子３のオン時に行われる。コンデンサ５
は、スイッチング素子３がオン時にトランス２に増加し
た磁束をスイッチング素子３のオフ時にその増加分だけ
減じる働き、即ちトランス２をスイッチング素子３のオ
フ時に初期状態に戻すためのデマグネタイゼーシジンを
する。抵抗６は、スイッチング素子３のオフ時にトラン
ス２よりコンデンサ５に移されたエネルギーを消費する
。制御回路４は、このコンバータの出力電圧を制御する
ために、スイッチング素子３のスイッチング周波数は一
定としてオン時間とオフ時間の比、即ち時比率を変化さ
せるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のＰＷＭ方式のコンバータは以上のように構成され
ているので、スイッチング素子３のターンオフ時に、ス
イッチング素子３にかかる電圧とスイッチング素子３に
流れる電流の重なりによるスイッチングロスが大きく、
ひいてはスイッチング素子３の破壊をまねいた。スイッ
チング素子３を高周波でスイッチングする場合には、更
にスイッチングロスが増大した。スイッチングロスが増
大すると電力変換効率が劣化するとともに大量の発熱が
起こる。このため大きな放熱板を必要とし電源装置の形
状を大きくしなければならない。

また、従来の方式ではスイッチング素子３がオン時にト
ランス２に増加した磁束をオフ時にその増加分だけ減じ
ること、即ちデマグネタイゼーションが必要なため、エ
ネルギーを転移するコンデンサ５が必要となる。このコ
ンデンサ５に転移されたエネルギーは抵抗６で消費する
ため、コンバータの電力変換効率を下げることになると
いった問題点があった。

この発明は上記のような従来技術の問題点を解決するた
めになされたもので、ターンオフ時のスイッチングロス
を減少し、合わせてスイッチング素子３の破壊を防止す
るとともに、コンデンサ５と抵抗６を不用にして抵抗６
で消費していたエネルギーを電源に回生ずることにより
、高周波スイッチングを可能にし、電力変換効率が良く
小形のコンバータを得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係るコンバータは、直流電源と、この直流電
源に接続されたトランスの！次巻線と、第１のスイッチ
ング素子との直列回路および前記トランスの１次側の電
力を２次側に伝送し、前記トランスの２次巻線に生ずる
電圧を整流平滑し直流出力電圧を得る回路を備え、この
直流出力電圧を制御するため前記第１のスイッチング素
子の開閉信号を出力する制御回路を具備した回路であっ
て、直列接続した第２のスイッチング素子、コイル及び
第１のダイオードを前記トランスの１次巻線と並列に接
続し、前記第１のダイオードのカソード端子と前記直流
電源の負極側との間に共振用コンデンサ及び第２のダイ
オードを接続し、かつこの第２のダイオードはそのカソ
ード端子を前記第１のダイオードのカソード端子側に接
続し、さらに前記第２のスイッチング素子の開閉信号を
出力する制御回路を備え、前記第１のスイッチング素子
のターンオフ時に前記第１のスイッチング素子の電圧の
立ち上がりが共握特性を有する構成とすることにより、
前記目的を達成しようとするものである。

〔作用〕

以上のような構成としたこの発明に係るコンバータにお
いては、共振用コンデンサが第１のスイッチング素子の
ターンオフ時にトランスの１次巻線と共振することによ
り、第１のスイッチング素子の電圧の立ち上がりに共振
特性を持たせてスイッチングロスを減少させるとともに
、第１のスイッチング素子のオフ期間にトランスのエネ
ルギーを前記共振用コンデンサに転移させ、スイッチン
グ素子のオン期間に電源に回生ずることができる。

（実施例） 以下、この発明の一実施例を図によって説明する。第１
図はコンバータの回路図であり、図中の１〜４及び７〜
１１は前記従来のコンバータにおけると同一または相当
するものであり、同一符号で示す。１２は第２のスイッ
チング素子、１３はこのスイッチング素子１２に直列に
接続したコイル、１４はこのコイル１３にカソード端子
を接続し、第１のスイッチング素子３とトランスの１次
巻線２ａとの共通端子にアノード端子を接続した第１の
ダイオード、１５はこの第１のダイオード１４のカソー
ド端子側と前記直流電源１の負極側との間に接続した共
振用コンデンサ、１６はカソード端子を前記第１のダイ
オード１４のカソード端子側に、アノード端子を直流電
源ｌの負極側にして共振用コンデンサ１５と並列に接続
された第２のダイオード、１７は前記第２のスイッチン
グ素子１２の開閉信号を出力する制御回路である。

第２図は、この実施例の回路における動作波形図であり
、図において横軸は時間軸である。

（ａ）は第１のスイッチング素子３の両端の電圧ＶＱＩ
、（ｂ）は第１のスイッチング素ｆ３に流れる電流ｉ。

ｌ、（Ｃ）は共振用コンデンサ！５の電圧ｖｃ、（ｄ）
は共振用コンデンサ１５の充放電電流ｔｃ、（ｅ）はダ
イオード１６を流れる電流ｉＤ、（ｆ）は第１のスイッ
チング素子３及び第２のスイッチング素子１２のスイッ
チングタイムチャートであり、時刻１．−１．はオン期
間、ｔ　２ｔ　３はオフ期間である。

上記のように構成されたコンバータにおいて、第１のス
イッチング素子３及び第２のスイッチング素子１２がオ
ン（ｔ＋−ｔ２間）すると、トランス２の２次巻線２ｂ
側へ電力を伝達する。オフ期間中にトランス２より転移
され共振用コンデンサ１５に蓄えられていたエネルギー
は、まずコイル１３に転移し、転移終了後、即ち共振用
コンデンサ１５の電圧が零になるとダイオード１６が導
通し、コイル１３に転移したエネルギーを直流電源１に
回生ずる。これにより、トランスのデマグネタイゼーシ
ョンによるエネルギーは損失とはならずに有効に使われ
る。また、第２のダイオード１６は、コイル１３に転移
したエネルギーが共振用コンデンサ１５に戻るのを防ぎ
、直流電源１に回生ずる役割をする。

次に、第１のスイッチング素子３及び第２のスイッチン
グ素子１２がオフ（ｔｚ−ｔｓ間）すると、共振用コン
デンサ１５とトランスの１次巻線２ａとで電圧共振をし
、第１のスイッチング素子３にかかる電圧が正弦波状に
立ち上がり、零電圧でのスイッチングを行うことができ
る。従って、第１のスイッチング素子３にかかる電圧と
このスイッチング素子３を流れる電流の重畳する割合が
非常に少なくなり、スイッチング素子３のオフ時のスイ
ッチングロスを減少できる。この時、同時にトランス２
のエネルギーが、第１のダイオード１４を通して共振用
コンデンサ１５に転移し、デマグネタイゼーションを行
う。デマグネタイゼーション終了後、スイッチング素子
３．１２をともにオンにする。

以後、上述のサイクルを繰り返す。

制御回路４では、出力電圧を制御するために、スイッチ
ング周波数は一定として、スイッチング素子３のオン時
間とオフ時間の比を変化するｐｗＭ制御をする。制御回
路１７は、スイッチング素子１２をスイッチング素子３
と同時にオン、オフさせる。

また、トランスの２次巻線２ｂ側では、スイツチング素
子３のスイッチング動作により、入力直流電源１から送
り出される断続エネルギーを、整流用ダイオード７及び
８で整流し、チョークコイル９と平滑用コンデンサ１０
とで構成されるＬＣフィルタで平均化することにより直
流安定化出力を得る。

なお、上記では第１のスイッチング素子３と第２のスイ
ッチング素子１２を同時にオン、オフする場合について
述べたが、第２のスイッチング素子１２のオン時間はエ
ネルギーの回生時間以上で、しかも第１のスイッチング
素子３のオン時間以下であれば良い。

また、共振用コンデンサ１５とコイル１３の大きさは、
トランスの蓄積エネルギーの回生時間と第２のスイッチ
ング素子１２に流れる電流のピーク値を決定する。

なあ、上記実施例では巻線によるスナバ回路またはトラ
ンスの１次巻線２ａの両端に付加するスナバ回路を有し
ないものを示したが、これらのスナバ回路を付加しても
良い。以下、この発明のスナバ用巻線を有する実施例を
図によって説明する。第３図は回路図であり、１〜４及
び７〜１７は上記実施例第１図と全く同様のものである
。

１８は直流電源１の正極側にトランスの１次巻線２ａ側
に巻いたスナバ用巻線、１９は前記スナバ用巻線１８に
カソード側を接続し、アノードを直流電源１の負極側に
接続した第３のダイオードである。

第４図は動作波形図であり、横軸は時間軸である。（ａ
）は第１のスイッチング素子３の両端の電圧ＶＱＩ、（
ｂ）は第１のスイッチング素子３に流れる電流五〇、（
Ｃ）は共振用コンデンサ１５の電圧ＶＣ１（ｄ）は共振
用コンデンサ１５の充放電電流ｉｃ、（ｅ）はダイオー
ド１６を流れる電流ｉｏ、（ｆ）はスナバ回路のダイオ
ード１９に流れる電流ＩＤｒ、（ｇ）は第１のスイッチ
ング素子３及び第２のスイッチング素子１２のスイッチ
ングタイムチャートであり、時刻（ｔｌ−ｔｉ）間はオ
ン期間、（ｔｚ　　ｔ３）間はオフ期間である。

上記実施例は、前記第１図の実施例と同様の効果を持つ
とともに、更に以下の効果が付加できる。即ち、第１の
スイッチング素子３がオフした時刻ｔ２にトランスのり
一ケージ・インダクタンスに蓄えられたエネルギーで逆
起電力が発生し、ダイオード１９が導通して、トランス
の蓄積エネルギーを直流電源ｌに回生じ、損失とはなら
ずにエネルギーが有効に使われる。以上のように、オフ
期間中（ｔｉ　　ｔｉ間）に余分なトランスの蓄積エネ
ルギーを回生ずるため、共振用コンデンサ１５に転移す
るエネルギーが少なくなり、しかも第２のスイッチング
素子１２に流れる電流のピーク値が小さくなる。更に、
第１のスイッチング素子３がオン期間（ｔ＋−ｔｉ間）
に共振用コンデンサ１５に蓄えられたエネルギーを直流
電源１に回生ずる時間が短くなる。故に、前記第１の実
施例に比べ、共振用コンデンサ１５及びコイル１３の大
きさを広い範囲で選定できる。逆に、同じ共振用コンデ
ンサ１５とコイル１３を使用した場合には、第２のスイ
ッチング素子１２の許容電流、ダイオード１６の許容電
流、共振用コンデンサ１５の耐圧を小さく選定すること
ができる。

（発明の効果〕 以上説明したように、この発明によれば、共振用コンデ
ンサ１５を用い、ターンオフ時に第１のスイッチング素
子３にかかる電圧が共振特性を持つように構成したので
、スイッチングロスが減少し、トランスの蓄積エネルギ
ーを回生でき、またスイッチング素子の破壊を防止でき
、高周波スイッチングが可能となり、電力変換効率が良
くなる効果がある。

また、発熱が減少するので装置を小形化できる効果をも
有するコンバータを提供することができた。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例に係るコンバータの回路
図、第２図は、この発明の回路における動作波形図、第
３図は、この発明のスナバ用巻線を有する実施例による
コンバータの回路図、第４図は、第３図実施例の回路に
おける動作波形図。 第５図は、従来のコンバータの回路図である。 １は直流電源、２はトランス、２ａはトランスの１次巻
線、２ｂはトランスの２次巻線、３は第１のスイッチン
グ素子、４は制御回路、７，８は整流用ダイオード、９
はチョークコイル、１０は平滑用コンデンサ、１１は負
荷、１２は第２のスイッチング素子、１３はコイル、１
４は第１のダイオード、１５は共振用コンデンサ、１６
は第２のダイオード、１７は制御回路、１８はスナバ用
巻線、１９は第３のダイオードである。 なお、図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流電源と、この直流電源に接続されたトランスの１次
   巻線と、第１のスイッチング素子との直列回路および前
   記トランスの１次側の電力を２次側に伝送し、前記トラ
   ンスの２次巻線に生ずる電圧を整流平滑し直流出力電圧
   を得る回路を備え、この直流出力電圧を制御するため前
   記第１のスイッチング素子の開閉信号を出力する制御回
   路を具備した回路であって、直列接続した第２のスイッ
   チング素子、コイル及び第１のダイオードを前記トラン
   スの１次巻線と並列に接続し、前記第１のダイオードの
   カソード端子と前記直流電源の負極側との間に共振用コ
   ンデンサ及び第２のダイオードを接続し、かつこの第２
   のダイオードはそのカソード端子を前記第１のダイオー
   ドのカソード端子側に接続し、さらに前記第２のスイッ
   チング素子の開閉信号を出力する制御回路を備えると共
   に、前記第１のスイッチング素子のターンオフ時に前記
   第１のスイッチング素子の電圧の立ち上がりが共振特性
   を有することを特徴としたコンバータ。