JP3567358B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に力率改善回路を有するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般的なスイッチング電源装置に採用されているコンデンサインプット型整流方式は、交流入力電流の導通角が狭くて力率が低いという欠点を持っている。力率を改善する方法の１つに巻線とスイッチ素子によるアクティブフィルタと呼ばれる回路がある。従来用いられている昇圧型アクティブフィルタの回路例を図７に示す。図において、スイッチ素子１０４の動作開始前にコンデンサ１０９はブリッジ整流器１０２の出力電圧のピーク値近くまで充電されている。そこで、コンデンサ１０９の電圧は、そのピーク値より少し高い値に設定された電圧で定電圧制御されている。図に示されている昇圧型アクティブフィルタの出力電圧は、ブリッジ整流器１０２の出力電圧をＶ１、スイッチ素子１０４のオン期間とオフ期間を各々Ｔ１、Ｔ２としたとき、Ｖ１×（１＋Ｔ１／Ｔ２）となる。図において、ブリッジ整流器１０２の出力電圧は正弦波の半周期の変化を繰り返しているため、定電圧制御が交流周期に対して十分速い応答をすれば、ブリッジ整流器１０２の出力電圧が低いところではオン期間は最大になり、また、それが高いところではオン期間は最小になって、交流の半周期において、入力電流が入力電圧に比例せず、従って力率の改善はできない。そこで発振制御回路１０６には電流変調器と呼ばれる一般のＰＷＭ制御では用いられていない特殊な回路が採用されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
電流変調器は、コンデンサ１０９の電圧から基準電圧を差し引いた誤差電圧にブリッジ整流器１０２の出力電圧を掛けた値とブリッジ整流器１０２の出力電流の値をＰＷＭコンパレータに入力することによって、ブリッジ整流器１０２の出力電流をブリッジ整流器１０２の出力電圧に比例させる回路である。そのため、従来のスイッチング電源用の発振制御回路に比べて複雑で高価になっている。
【０００４】
また、電流変調器を用いた場合、コンデンサ１０９の出力電圧に交流リップル成分が重畳することを避けることができないという問題もある。
【０００５】
そこで、本発明は一般的なスイッチング電源装置の発振制御回路を用いることができ、かつ出力電圧の交流リップル成分を抑えることができる力率改善回路を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の発明は、巻線にこれを適当に２分する引き出し端子をもうけ、その端子にコンデンサを接続して、全波整流器の出力電圧に２分された巻線の全波整流器側の巻線に生じる電圧を足した電圧を充電し、そして、このコンデンサの電圧を出力電圧として定電圧制御する回路構成としたことを特徴としている。
【０００７】
【作用】
本発明において、コンデンサはある程度大きな容量が選ばれ、電源が起動してしばらくたった後は商用電源の交流周期で変化する入力電圧に対しても、その両端の電圧が安定している
【０００８】
コンデンサの電圧は全波整流器の出力電圧のピーク値と同じか又はそれより少し高くなっている。また、スイッチ素子のオン状態の時は、引き出し端子よりスイッチ素子側に位置する巻線に励磁電流が流れて、引き出し端子側が正電位となり、引き出し端子より全波整流器側に位置する巻線には全波整流器側が正電位となる電圧が生じる。そして、全波整流器の出力端子には、コンデンサの電圧に引き出し端子より全波整流器側に位置する巻線の電圧を足した電圧が逆バイアスで加わるので全波整流器の出力電流は流れない。
【０００９】
スイッチ素子のオフ状態のときは、２分された２つの巻線にフライバック電圧が発生するが、引き出し端子よりスイッチ側に位置する巻線はスイッチ素子がオフ状態なので電流は流れない。一方、全波整流器の出力電圧はコンデンサの電圧より低いが引き出し端子より全波整流器側に位置する巻線に生じる電圧が足されるためコンデンサを充電する電流が流れる。
【００１０】
請求項２記載の発明において、出力電圧を別の巻線から取り出すことにより、任意の出力電圧を得ることができる。
【００１１】
【実施例】
図１は請求項１記載の実施例に係る昇圧型スイッチング電源装置を示す回路図である。図２は請求項２記載の実施例に係わるスイッチング電源装置を示す回路図である。図３は請求項２記載の別の実施例に係わるスイッチング電源装置を示す回路図である。
【００１２】
図４は図２の回路図の主要部の電圧電流波形を示した波形図であり、図５と図６は図４の波形図の時間軸を拡大した図である。
【００１３】
図２の回路において、ブリッジ整流器２の出力電圧は図４（ａ）に示したように正弦波の半周期分を繰り返した波形をしている。ブリッジ整流器２の出力電流は図４（ｂ）に示したようにパルス状となり電圧の低いところから電流が流れ始め、電圧の上昇と共にパルスの波高値が大きくなっている。また、この電流はチョークコイル１０とコンデンサ１１が構成するローパスフィルタを通すと、図４（ｃ）のような高周波リップルが除去されたより正弦波に近い波形となる。すなわち、コンデンサインプット型整流方式の場合の導通角に比べてより広い区間で交流入力電流が流れ力率が改善される。
【００１４】
コンデンサ５はブリッジ整流器２の出力電圧のピーク値より少し高い値の電圧で充電されているので、スイッチ素子４のオン期間はブリッジ整流器２の出力電流は流れない。スイッチ素子４がターンオフすると、励磁されたエネルギーは巻線３Ｃと巻線３Ａによって放出される。
【００１５】
出力電圧が定電圧制御されているので、巻線３Ｃに生じるフライバック電圧は一定である。それに対して、巻線３Ａの電圧は、コンデンサ５の電圧とブリッジ整流器２の出力電圧の差になる。この差が、巻線３Ｃのフライバック電圧に巻線３Ａと３Ｃの巻数比を掛けた値より大きいとき、すなわちブリッジ整流器２の出力電圧が低いときは大部分の励磁エネルギーは巻線３Ｃによって放出される。逆に、ブリッジ整流器２の出力電圧が高くて差が小さくなると、ターンオフと同時にまず巻線３Ａに電流が流れ、続いて巻線３Ｃに流れる。巻線３Ａに流れる電流のピーク値はスイッチ素子４がターンオフする直前に巻線３Ｂに流れた電流値を巻線３Ａと巻線３Ｂの巻数比で割った値である。
【００１６】
巻線３Ａと３Ｃの巻数比が大きい程ブリッジ整流器２の出力電圧のより低い区間からブリッジ整流器２の出力電流が流れて力率が高くなる。
【００１７】
図４（ａ）のブリッジ整流器２の出力電圧が低い区間におけるブリッジ整流器２の出力電流と、スイッチ素子４と２次側ダイオード８を各々流れる電流の波形を時間軸を拡大して図５（ａ）と図５（ｂ）と図５（ｃ）に各々示す。
【００１８】
図４（ａ）のブリッジ整流器２の出力電圧が高い区間におけるブリッジ整流器２の出力電流と、スイッチ素子４と２次側ダイオード８を各々流れる電流の波形を時間軸を拡大して図６（ａ）と図６（ｂ）と図６（ｃ）に各々示す。
【００１９】
図２の回路において、スイッチ素子４の発振のデューティ比はコンデンサ５の電圧に依存しているが、コンデンサ５の電圧が安定しているので、ブリッジ整流器２の出力電圧が正弦波の半周期分の波形を繰り返す変化をしていても、デューティ比の変化は小さい。従って、スイッチ素子４の発振制御回路６は一般的なスイッチング電源装置に用いられているものと同じで良い。
【００２０】
発振制御回路に従来のアクティブフィルタ回路の方式に用いられた電流変調器を使わなくても良いため、定電圧制御を行なう出力電圧に含まれる交流のリップル成分が小さくなる。
【００２１】
請求項２記載の発明の実施例として図２に示した回路図はフライバックコンバータを土台にしたものであるが、フォワードコンバータに応用することも可能である。また、発振方式が自励式であっても他励式であっても良い。
【００２２】
請求項１記載の発明の実施例として図１に示した回路において、励磁エネルギーは全て巻線３Ａによって放出される。この点を除けば上述の図２の回路の動作と同じ。巻線３Ａを流れる電流はブリッジ整流器２の出力電圧が低いときから生じるので交流入力電流の導通角が広くなり力率が改善される。
【００２３】
図１及び図２に示した回路において、ブリッジ整流器２にはスイッチング電流が流れる。そのため、ブリッジ整流器２には逆回復特性の良い特性が求められる。
【００２４】
請求項２記載の別の実施例として図３に示した回路において、ダイオード２Ｂは逆回復特性の良いものが選ばれている。そして、チョークコイル１０とコンデンサ１１が構成するローパスフィルタはスイッチング電流の高周波成分を取り除くのでブリッジ整流器２はスイッチング電流に対する逆回復特性を持たなくても良い。
【００２５】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、巻線に引き出し端子を設けるという変更を加えるだけで、コンデンサインプット型整流方式によって構成されたスイッチング電源の大部分の部品をそのまま流用して、力率を改善することができるので従来方式に比べて経済的効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明の実施例に係る昇圧型スイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】請求項２記載の発明の実施例に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図３】請求項２記載の発明の別の実施例に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図４】図２の回路図の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図である。
【図５】図２の波形図の時間軸を拡大した波形図である。
【図６】図２の波形図の時間軸を拡大した波形図である。
【図７】従来方式の例を示す回路図である。
【符号の説明】
１、１０１ 交流電源
２、１０２ ブリッジ整流器
４、１０４ スイッチ素子
５、１０５ コンデンサ
６、１０６ 発振制御回路
７、１０７ 負荷
８、１０８ ダイオード
９、１０９ コンデンサ
１０、１１０ チョークコイル
１１、１１１ コンデンサ
２Ｂ ダイオード
３Ａ 巻線
３Ｂ 巻線
３Ｃ 巻線
１０３ 巻線
【産業上の利用分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に力率改善回路を有するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般的なスイッチング電源装置に採用されているコンデンサインプット型整流方式は、交流入力電流の導通角が狭くて力率が低いという欠点を持っている。力率を改善する方法の１つに巻線とスイッチ素子によるアクティブフィルタと呼ばれる回路がある。従来用いられている昇圧型アクティブフィルタの回路例を図７に示す。図において、スイッチ素子１０４の動作開始前にコンデンサ１０９はブリッジ整流器１０２の出力電圧のピーク値近くまで充電されている。そこで、コンデンサ１０９の電圧は、そのピーク値より少し高い値に設定された電圧で定電圧制御されている。図に示されている昇圧型アクティブフィルタの出力電圧は、ブリッジ整流器１０２の出力電圧をＶ１、スイッチ素子１０４のオン期間とオフ期間を各々Ｔ１、Ｔ２としたとき、Ｖ１×（１＋Ｔ１／Ｔ２）となる。図において、ブリッジ整流器１０２の出力電圧は正弦波の半周期の変化を繰り返しているため、定電圧制御が交流周期に対して十分速い応答をすれば、ブリッジ整流器１０２の出力電圧が低いところではオン期間は最大になり、また、それが高いところではオン期間は最小になって、交流の半周期において、入力電流が入力電圧に比例せず、従って力率の改善はできない。そこで発振制御回路１０６には電流変調器と呼ばれる一般のＰＷＭ制御では用いられていない特殊な回路が採用されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
電流変調器は、コンデンサ１０９の電圧から基準電圧を差し引いた誤差電圧にブリッジ整流器１０２の出力電圧を掛けた値とブリッジ整流器１０２の出力電流の値をＰＷＭコンパレータに入力することによって、ブリッジ整流器１０２の出力電流をブリッジ整流器１０２の出力電圧に比例させる回路である。そのため、従来のスイッチング電源用の発振制御回路に比べて複雑で高価になっている。
【０００４】
また、電流変調器を用いた場合、コンデンサ１０９の出力電圧に交流リップル成分が重畳することを避けることができないという問題もある。
【０００５】
そこで、本発明は一般的なスイッチング電源装置の発振制御回路を用いることができ、かつ出力電圧の交流リップル成分を抑えることができる力率改善回路を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の発明は、巻線にこれを適当に２分する引き出し端子をもうけ、その端子にコンデンサを接続して、全波整流器の出力電圧に２分された巻線の全波整流器側の巻線に生じる電圧を足した電圧を充電し、そして、このコンデンサの電圧を出力電圧として定電圧制御する回路構成としたことを特徴としている。
【０００７】
【作用】
本発明において、コンデンサはある程度大きな容量が選ばれ、電源が起動してしばらくたった後は商用電源の交流周期で変化する入力電圧に対しても、その両端の電圧が安定している
【０００８】
コンデンサの電圧は全波整流器の出力電圧のピーク値と同じか又はそれより少し高くなっている。また、スイッチ素子のオン状態の時は、引き出し端子よりスイッチ素子側に位置する巻線に励磁電流が流れて、引き出し端子側が正電位となり、引き出し端子より全波整流器側に位置する巻線には全波整流器側が正電位となる電圧が生じる。そして、全波整流器の出力端子には、コンデンサの電圧に引き出し端子より全波整流器側に位置する巻線の電圧を足した電圧が逆バイアスで加わるので全波整流器の出力電流は流れない。
【０００９】
スイッチ素子のオフ状態のときは、２分された２つの巻線にフライバック電圧が発生するが、引き出し端子よりスイッチ側に位置する巻線はスイッチ素子がオフ状態なので電流は流れない。一方、全波整流器の出力電圧はコンデンサの電圧より低いが引き出し端子より全波整流器側に位置する巻線に生じる電圧が足されるためコンデンサを充電する電流が流れる。
【００１０】
請求項２記載の発明において、出力電圧を別の巻線から取り出すことにより、任意の出力電圧を得ることができる。
【００１１】
【実施例】
図１は請求項１記載の実施例に係る昇圧型スイッチング電源装置を示す回路図である。図２は請求項２記載の実施例に係わるスイッチング電源装置を示す回路図である。図３は請求項２記載の別の実施例に係わるスイッチング電源装置を示す回路図である。
【００１２】
図４は図２の回路図の主要部の電圧電流波形を示した波形図であり、図５と図６は図４の波形図の時間軸を拡大した図である。
【００１３】
図２の回路において、ブリッジ整流器２の出力電圧は図４（ａ）に示したように正弦波の半周期分を繰り返した波形をしている。ブリッジ整流器２の出力電流は図４（ｂ）に示したようにパルス状となり電圧の低いところから電流が流れ始め、電圧の上昇と共にパルスの波高値が大きくなっている。また、この電流はチョークコイル１０とコンデンサ１１が構成するローパスフィルタを通すと、図４（ｃ）のような高周波リップルが除去されたより正弦波に近い波形となる。すなわち、コンデンサインプット型整流方式の場合の導通角に比べてより広い区間で交流入力電流が流れ力率が改善される。
【００１４】
コンデンサ５はブリッジ整流器２の出力電圧のピーク値より少し高い値の電圧で充電されているので、スイッチ素子４のオン期間はブリッジ整流器２の出力電流は流れない。スイッチ素子４がターンオフすると、励磁されたエネルギーは巻線３Ｃと巻線３Ａによって放出される。
【００１５】
出力電圧が定電圧制御されているので、巻線３Ｃに生じるフライバック電圧は一定である。それに対して、巻線３Ａの電圧は、コンデンサ５の電圧とブリッジ整流器２の出力電圧の差になる。この差が、巻線３Ｃのフライバック電圧に巻線３Ａと３Ｃの巻数比を掛けた値より大きいとき、すなわちブリッジ整流器２の出力電圧が低いときは大部分の励磁エネルギーは巻線３Ｃによって放出される。逆に、ブリッジ整流器２の出力電圧が高くて差が小さくなると、ターンオフと同時にまず巻線３Ａに電流が流れ、続いて巻線３Ｃに流れる。巻線３Ａに流れる電流のピーク値はスイッチ素子４がターンオフする直前に巻線３Ｂに流れた電流値を巻線３Ａと巻線３Ｂの巻数比で割った値である。
【００１６】
巻線３Ａと３Ｃの巻数比が大きい程ブリッジ整流器２の出力電圧のより低い区間からブリッジ整流器２の出力電流が流れて力率が高くなる。
【００１７】
図４（ａ）のブリッジ整流器２の出力電圧が低い区間におけるブリッジ整流器２の出力電流と、スイッチ素子４と２次側ダイオード８を各々流れる電流の波形を時間軸を拡大して図５（ａ）と図５（ｂ）と図５（ｃ）に各々示す。
【００１８】
図４（ａ）のブリッジ整流器２の出力電圧が高い区間におけるブリッジ整流器２の出力電流と、スイッチ素子４と２次側ダイオード８を各々流れる電流の波形を時間軸を拡大して図６（ａ）と図６（ｂ）と図６（ｃ）に各々示す。
【００１９】
図２の回路において、スイッチ素子４の発振のデューティ比はコンデンサ５の電圧に依存しているが、コンデンサ５の電圧が安定しているので、ブリッジ整流器２の出力電圧が正弦波の半周期分の波形を繰り返す変化をしていても、デューティ比の変化は小さい。従って、スイッチ素子４の発振制御回路６は一般的なスイッチング電源装置に用いられているものと同じで良い。
【００２０】
発振制御回路に従来のアクティブフィルタ回路の方式に用いられた電流変調器を使わなくても良いため、定電圧制御を行なう出力電圧に含まれる交流のリップル成分が小さくなる。
【００２１】
請求項２記載の発明の実施例として図２に示した回路図はフライバックコンバータを土台にしたものであるが、フォワードコンバータに応用することも可能である。また、発振方式が自励式であっても他励式であっても良い。
【００２２】
請求項１記載の発明の実施例として図１に示した回路において、励磁エネルギーは全て巻線３Ａによって放出される。この点を除けば上述の図２の回路の動作と同じ。巻線３Ａを流れる電流はブリッジ整流器２の出力電圧が低いときから生じるので交流入力電流の導通角が広くなり力率が改善される。
【００２３】
図１及び図２に示した回路において、ブリッジ整流器２にはスイッチング電流が流れる。そのため、ブリッジ整流器２には逆回復特性の良い特性が求められる。
【００２４】
請求項２記載の別の実施例として図３に示した回路において、ダイオード２Ｂは逆回復特性の良いものが選ばれている。そして、チョークコイル１０とコンデンサ１１が構成するローパスフィルタはスイッチング電流の高周波成分を取り除くのでブリッジ整流器２はスイッチング電流に対する逆回復特性を持たなくても良い。
【００２５】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、巻線に引き出し端子を設けるという変更を加えるだけで、コンデンサインプット型整流方式によって構成されたスイッチング電源の大部分の部品をそのまま流用して、力率を改善することができるので従来方式に比べて経済的効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明の実施例に係る昇圧型スイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】請求項２記載の発明の実施例に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図３】請求項２記載の発明の別の実施例に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図４】図２の回路図の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図である。
【図５】図２の波形図の時間軸を拡大した波形図である。
【図６】図２の波形図の時間軸を拡大した波形図である。
【図７】従来方式の例を示す回路図である。
【符号の説明】
１、１０１ 交流電源
２、１０２ ブリッジ整流器
４、１０４ スイッチ素子
５、１０５ コンデンサ
６、１０６ 発振制御回路
７、１０７ 負荷
８、１０８ ダイオード
９、１０９ コンデンサ
１０、１１０ チョークコイル
１１、１１１ コンデンサ
２Ｂ ダイオード
３Ａ 巻線
３Ｂ 巻線
３Ｃ 巻線
１０３ 巻線
Claims (2)
- 交流入力に対して全波整流器を接続し、前記全波整流器の出力端子に巻線とスイッチ素子を直列に接続し、前記巻線を２分する適当な箇所に引き出し端子を設け、前記引き出し端子と前記全波整流器の前記スイッチ素子が接続されている側の出力端子の間にコンデンサを接続し、前記コンデンサの電圧が一定値を維持するように前記スイッチ素子の制御電極に発振制御回路を接続し、前記コンデンサ両端に負荷を接続した昇圧型スイッチング電源装置。
- 交流入力に対して全波整流器を接続し、前記全波整流器の出力端子に巻線とスイッチ素子を直列に接続し、前記巻線を２分する適当な箇所に引き出し端子を設け、前記引き出し端子と前記全波整流器の前記スイッチ素子が接続されている側の出力端子の間にコンデンサを接続し、前記巻線と電磁的に結合された別の巻線を巻き、前記別の巻線に整流平滑回路を接続し、前記整流平滑回路の出力電圧が一定値を維持するように前記スイッチング素子の制御電極に発振制御回路を接続し、前記整流平滑回路の出力端子に負荷を接続したスイッチング電源装置。
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| JP21113997A JP3567358B2 (ja) | 1997-07-01 | 1997-07-01 | スイッチング電源装置 |
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| JP21113997A JP3567358B2 (ja) | 1997-07-01 | 1997-07-01 | スイッチング電源装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1127937A JPH1127937A (ja) | 1999-01-29 |
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Family Applications (1)
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| JP21113997A Expired - Fee Related JP3567358B2 (ja) | 1997-07-01 | 1997-07-01 | スイッチング電源装置 |
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1997
- 1997-07-01 JP JP21113997A patent/JP3567358B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPH1127937A (ja) | 1999-01-29 |
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