JPH09285125A - Ｏａ機器用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高力率で高信頼性の電源装置を提供する。 【解決手段】 交流入力を全波整流する整流器Ｄ１とト
ランスＴの一次巻線Ｎｐの間に、リアクタＬ／Ｌ１，Ｌ
２と部分平滑回路８を介挿して、部分平滑回路８を、交
流入力、ならびに、スイッチング素子Ｑのオフのときの
電力帰還用巻線Ｎｆの発生電力で充電し、この充電電力
を、スイッチング素子Ｑを介して、交流入力の脈流谷間
の部分でも一次巻線Ｎｐに給電して、スイッチング動作
を安定化し電力消費を高力率にする。リアクタＬ／Ｌ
１，Ｌ２により交流入力ラインへの排出ノイズを低減す
る。コンデンサＣ４を付加してノイズを更に低減する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は機器用電源装置に関
し、特に全波整流回路の交流入力電流の流れる時間を広
げることにより、交流入力の力率を改善して、交流電力
使用上の高調波規制，電圧変動規制に対応できるように
し、安定したスイッチング動作を行い出力電圧の安定化
をはかるスイッチングレギュレータ回路に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】従来、ＯＡ機器用電源装置の場合、一般
的には商用入力電源にコンデンサインプット型整流平滑
回路を配置し、その後にＤＣ／ＤＣコンバータを接続し
たいわゆるスイッチングレギュレータ方式をとってい
た。しかしながら入力部にコンデンサインプット型整流
平滑回路を配置しているため、入力電源は該整流平滑回
路の、整流後の脈流を平滑化するコンデンサ（平滑コン
デンサ）への充電電流となり、交流入力電流のピーク
値，実効値ともに大きく、平滑コンデンサの、内部損失
による発熱，寿命の低下や、商用電源ラインでの高調波
障害等の危険性も指摘され始めた。

【０００３】これらを解決することを意図した１つの電
源回路が、特開平３−６５０５０号公報に提示されてい
る。この電源回路の概要を図８に、また、該回路の各部
の電圧および電流を図９に示す。この基本回路は１石フ
ォワード形スイッチングレギュレータである。交流電源
１からの交流電圧（図９の（ａ））は、第１整流手段Ｄ
１で全波整流後、小容量の第１コンデンサＣ１で平滑化
される。第１コンデンサＣ１に充電された直流電圧（略
脈流、図９の（ｂ））はトランスＴの一次巻線Ｎｐとス
イッチング素子Ｑとの直列回路に供給され、高周波（通
常２０〜２００ＫＨｚ）で駆動されているスイッチング
素子Ｑにより、オン／オフされる。図９の（ｃ）はこの
時のスイッチング素子Ｑの電圧波形（トランスＴの一次
巻線Ｎｐに印加される電圧波形）を示す。

【０００４】これにより、トランスＴの二次巻線Ｎｓに
交流起電力を生じ、この起電力をスイッチング素子Ｑが
オンの時のみ出力するように、ダイオード２，３，チョ
ーク４と大容量コンデンサ５からなる整流平滑手段６
が、二次巻線Ｎｓが発生する交流を整流および平滑化
し、直流電圧Ｖoutを出力する。スイッチングドライバ
を含む制御回路７は、出力電圧Ｖoutを出力基準電圧Ｖr
ef（図示せず）と比較し、その差信号を所定の周波数で
パルス幅変調（ＰＷＭ）し、駆動信号（ＰＷＭパルス）
をスイッチング素子Ｑのベース／エミッタ間に印加し
て、スイッチング素子Ｑを駆動する。この時のパルス幅
（オン時間）は、出力電圧Ｖoutと出力基準電圧Ｖrefと
の差信号に対応しており、出力電圧Ｖoutが出力基準電
圧Ｖrefより高ければ狭く、低い場合は広くなるように
変調される。

【０００５】この一連のフィードバック制御により出力
電圧は常に一定となる。すなわち基準電圧（目標値）に
安定化する。トランスＴの一次側に配置された電力帰還
用巻線Ｎｆは、スイッチング素子Ｑがオフの時にトラン
スＴの電力帰還用巻線Ｎｆに発生するフライバックエネ
ルギーを、第２整流手段Ｄ２，トランスＴの電力帰還用
巻線Ｎｆおよび第２コンデンサＣ２からなる直列回路で
第２コンデンサＣ２に蓄え、整流手段Ｄを介してトラン
スＴの一次巻線Ｎｐに帰還させようとするものである。

【０００６】このようにすることにより、図９の（ｃ）
に示すスイッチング波形となり、又この時の第１整流手
段Ｄ１出力部の電流波形は図９の（ｄ）のようになり、
交流入力部（Ｄ１入力部）での電流波形では、図９の
（ｅ）のようになる。

【０００７】スイッチング素子Ｑは、スイッチング素子
Ｑがオフのとき発生するフライバックエネルギーはトラ
ンスＴの電力帰還用巻線Ｎｆから大容量の第２コンデン
サＣ２に充電され、第３整流手段Ｄを介してトランスＴ
の一次巻線Ｎｐに供給され、この結果第１整流手段Ｄ１
の直流出力端における脈流電圧の谷の部分（交流入力の
零レベル近傍）でもスイッチング動作が行なわれ、交流
入力の広い範囲で電流が流れ、交流入力の力率が改善さ
れる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、トラン
スＴの電力帰還用巻線Ｎｆの巻数はトランスＴの一次巻
線Ｎｐとほぼ同じとするのが一般的でありこの場合、フ
ライバックエネルギーはそのときの入力電圧の波高値に
略比例の傾向があり、第１整流手段Ｄ１の出力（略脈
流）の波高値の高いときはそれなりのフライバックエネ
ルギーとして取り出されるが、第１整流手段Ｄ１の出力
（略脈流）の波高値の低い谷間ではほとんど取り出せ
ず、谷間の電圧を持ち上げるまでは至らない。この傾向
は入力電圧にも影響を受け、入力電圧の高い時は大きい
フライバックエネルギーが取り出せるが低入力ではほと
んど取り出せなくなる。従って第１整流手段Ｄ１の出力
（略脈流）の波高値の低い谷間近傍や、低入力電圧時で
は、安定したスイッチング動作は行われず、通常のコン
デンサインプット型の整流平滑回路方式と比較すれば、
入力電流のピーク電流，実効電流は低減されるもののそ
の効果は満足できるものではない。図９の（ｃ）〜
（ｅ）の波形からもあきらかなように、略脈流波形の谷
間では、スイッチング動作はかろうじて行っているもの
の電圧が低いこともあって電流は流れていない期間がで
きる。

【０００９】また、コンデンサインプット型整流平滑回
路を配置した一般的なスイッチングレギュレータと違っ
て、トランスＴの一次巻線Ｎｐに印加される電圧の変化
幅（ΔＶ）がＡＣ１００Ｖ入力の場合約１４０Ｖと極め
て大きく、トランスＴの一次二次巻数比を大きくとる必
要があり、トランスの大型化を招いていた。このような
回路構成では、入力が略脈流のため、出力に大きなリプ
ル電圧を含み、入力瞬断に対しても弱いものであった。
図８の回路構成で１００Ｖ入力、１５０Ｗ出力、第１コ
ンデンサＣ１＝０．２２μＦ、第２コンデンサＣ２＝１
００μＦで試作した結果では、力率０．８８、変換効率
が７５％、入力電流はピーク値４Ａ、実効値２．２８Ａ
とのことであった。一般的なスイッチングレギュレータ
方式電源の場合の力率は０．５から０．６程度でありこ
れと比較すると力率は向上したものの不十分で、変換効
率の低下等不具合も多かった。

【００１０】本発明はこれらの欠点を解決して、高力率
で高信頼性の電源装置を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明では、トランスＴの電力帰還用巻線Ｎｆから
スイッチング素子Ｑがオフのときのみではなく、オンの
時の起電力も積極的に取り出して、入力からみた脈流谷
間の部分のスイッチング動作をより安定化させて高力率
化かつ高効率化をはかる。

【００１２】（１） 本発明の電源装置は、交流電源
(1)を整流する第１整流手段(D1)と、その整流出力端間
に接続された小容量の第１コンデンサ(C1)と、第１コン
デンサ(C1)のプラス側に一端が接続される一次巻線(Np)
および該プラス側に一端が接続される電力帰還巻線(N
f)、ならびに、二次巻線(Ns)を有するトランス(T)と、
前記一次巻線(Np)の他端と第１コンデンサ(C1)のマイナ
ス側間に介挿されたスイッチング素子(Q)と、第１コン
デンサ(C1)のマイナス側から、前記電力帰還巻線(Nf)の
他端との間に順方向となるよう接続された第２整流手段
(D2)と、大容量の第２コンデンサ(C2)，第３コンデンサ
(C3)，第３整流手段(D3)，第４整流手段(D4)および第５
整流手段(D5)で構成され、第１コンデンサ(C1)に並列に
接続された部分平滑回路(8)と、前記二次巻線(Ns)に接
続された整流平滑手段(6)と、この整流平滑手段(6)から
の出力電圧を検出して、前記スイッチング素子(Q)をオ
ン／オフするドライブ手段(7)、および、第１コンデン
サ(C1)のプラス側と前記部分平滑回路(8)のプラス側と
の間に介挿されたインダクタ(L)、を備える。なお、理
解を容易にするためにカッコ内には、図１に示し後述す
る第１実施例の対応要素の符号を、参考までに付記し
た。これによれば、交流入力(1)は第１整流手段(D1)で
脈流電圧となった後、小容量の第１コンデンサ(C1)とイ
ンダクタ(L)からなるフィルタ回路を経て、部分平滑回
路(8)のコンデンサ(C2,C3)に充電され、平滑化される。
部分平滑回路(8)は、第１コンデンサ(C1)，インダクタ
(L)を経た脈流出力電圧の波高値が、高い間該回路(8)の
コンデンサ(C2,C3)を充電し、脈流出力電圧が下降する
と、コンデンサ(C2,C3)の電力を、スイッチング素子(Q)
がオンのときに一次巻線Ｎｐに放電する。加えて、部分
平滑回路(8)のコンデンサ(C2,C3)には、スイッチング素
子(Q)がオフ時、電力帰還用巻線(Nf)から取り出した電
力が蓄えられる。

【００１３】これらの結果、第１コンデンサ(C1)および
部分平滑回路(8)に蓄えられた電力がトランスＴの一次
巻線Ｎｐに供給される。この電圧は図２の（ｂ）に示す
ような波形となり、従来例の図６の（ｂ）と比較して、
交流入力電圧の０ボルト近辺（位相０,１８０度）の電
圧が大幅に高くなり、ほぼ直流電圧となるものである。
この結果、スイッチング素子(Q)のスイッチング波形を
数ミリ秒単位で観察すると、図２の（ｃ）に示すよう
に、交流入力電圧の０ボルト近辺でも安定したスイッチ
ング動作が確認できる。このときの第１整流手段(D1)の
出力部の電流は、図２の（ｄ）のように、交流入力部の
電流では図２の（ｅ）のように、いずれも交流入力電圧
の広い範囲で安定して電流が流れ、ピーク電流も少ない
ことがうかがわれる。

【００１４】とくに、第１コンデンサ(C1)の後段にイン
ダクタ(L)を配置したフィルタ構成としたことにより、
入力電流波形に含まれる高周波成分が吸収されて、入力
電流波形が改善されて、高調波電流成分が減衰できて力
率が向上し、入力電源ラインから流出する雑音端子電圧
や、電界強度等のノイズも改善をはかれるようになる。
このように本発明によれば、前述の従来例に対して僅
かの部品追加で部分平滑回路(8)を構成でき、さらに小
容量のインダクタ(L)の追加により、部分平滑回路(8)お
よび入力部のインダクタ(L)との相乗効果で、電力帰還
型の高力率，高効率，高出力，高信頼性，低ノイズおよ
びコンパクトな電源装置が、低コストのまま提供でき
る。

【００１５】

【発明の実施の形態】

（２） 第１コンデンサ(C1)のプラス側と部分平滑回路
(8)のプラス側との間に介挿したインダクタ(L)を第１イ
ンダクタ(L1)とすると、さらに、第１コンデンサ(C1)の
マイナス側と部分平滑回路(8)のマイナス側との間に第
２インダクタ(L2)を介挿した(図3)。

【００１６】これによれば、上記（１）の作用効果に加
えて、ＡＣ入力のライン側およびニュートラル側から流
出する雑音端子電圧や電界強度等のノイズをも均等に低
減できるようになり、ノイズの少ない、より高出力の、
より信頼性の高い、しかも高力率，高効率の電源装置を
極めてコンパクト、低コストで提供できる。

【００１７】（３） 第１および第２インダクタ(L1,L
2)は、コアを共通として同一磁気回路とした(図4)。こ
れによれば、上記（１）および（２）の作用効果に加え
て、同一磁気回路上に構成されたインダクタ(L1,L2)は
ノーマルモードのノイズ低減ばかりでなく、コモンモー
ドのノイズ低減効果も期待でき、高調波低減とノイズ低
減がはかれ、ＡＣ入力部に配置されるノイズフィルタ(C
1,L1,L2)の簡略化も可能となり、ノイズの少ない、より
高出力の、より信頼性の高い、しかも高力率、高効率の
電源装置を極めてコンパクト、低コストで提供できる。

【００１８】（４） インダクタ(L)と部分平滑回路(8)
のプラス側との接続導体と、該部分平滑回路(8)のマイ
ナス側との間に、小容量の第４コンデンサ(C4)を接続し
た(図5)。これによれば、上記（１）の作用効果に加え
て、ノーマルモードに対してのフィルタが強化され、上
記（１）以上の力率改善やノイズ低減が可能となり、よ
り高出力の、より信頼性の高い、しかも高力率、高効率
の電源装置を極めてコンパクト、低コストで提供でき
る。

【００１９】（５） 第１インダクタ(L1)と部分平滑回
路(8)のプラス側との接続導体と、第２インダクタ(L2)
と部分平滑回路(8)のマイナス側との接続導体の間に、
小容量の第４コンデンサ(C4)を接続した(図6,図7)。こ
れによれば、上記（２）の作用効果に加えて、ノーマル
モードに対してのフィルタが強化され、上記（２）以上
の力率改善やノイズ低減が可能となり、ノイズの少な
い、より高出力の、より信頼性の高い、しかも高力率、
高効率の電源装置を極めてコンパクト、低コストで提供
できる。

【００２０】更に、第１および第２インダクタ(L1,L2)
を、コアを共通として同一磁気回路とした態様(図7)で
は、インダクタ(L1,L2)はノーマルモードのノイズ低減
ばかりでなく、コモンモードのノイズ低減効果も期待で
きる。上記（３）と比較しても、第４コンデンサ(C4)の
配置により、ノーマルモード成分のノイズ低減効果が大
きくなるものである。コモン、ノーマルモードのノイズ
に対してフィルタが強化され、ＡＣ入力部に配置される
ノイズフィルタ(C1,L1,L2)の簡略化も可能となるもので
ある。ノイズの少ない、より高出力の、より信頼性の高
い、しかも高力率、高効率の電源装置を極めてコンパク
ト、低コストで提供できる。

【００２１】本発明の他の目的および特徴は、図面を参
照した以下の実施例の説明より明らかになろう。

【００２２】

【実施例】

−第１実施例− 図１に本発明の第１実施例を示す。図１において、図８
に示した従来例と同一又は対応する要素には、同一符号
を付けた。第１実施例は、交流電源１が与える交流電力
を整流する第１整流手段Ｄ１と、その整流出力端間に接
続された小容量の第１コンデンサＣ１と、第１コンデン
サＣ１のプラス側に一端が接続されるインダクタＬと、
インダクタＬの他端側に一端が接続される一次巻線Ｎｐ
及び電力帰還巻線Ｎｆならびに二次巻線Ｎｓを有するト
ランスＴと、トランス一次巻線Ｎｐの他端と第１コンデ
ンサＣ１のマイナス側間に介挿されたスイッチング素子
Ｑと、一次巻線Ｎｐとスイッチング素子Ｑとの直列回路
に並列に接続された部分平滑回路８と、第１コンデンサ
Ｃ１のマイナス側からトランスＴに巻かれた電力帰還巻
線Ｎｆの一端との間に順方向となるよう接続された第２
整流手段Ｄ２と、スイッチング素子Ｑをオン／オフする
スイッチングドライバを含む制御回路７と、二次巻線Ｎ
ｓに接続された整流平滑回路６と、で構成される。

【００２３】部分平滑回路８は、大容量の第２コンデン
サＣ２および第３コンデンサＣ３と、それらの間に介挿
された第４整流手段Ｄ４との直列回路（Ｃ２＋Ｄ４＋Ｃ
３）を含み、この直列回路（Ｃ２＋Ｄ４＋Ｃ３）が、一
次巻線Ｎｐとスイッチング素子Ｑとの直列回路（Ｎｐ＋
Ｑ）に並列に接続されている。部分平滑回路８には更
に、第２コンデンサＣ２のマイナス側をコンデンサＣ１
のマイナス側に接続する第５整流手段と、コンデンサＣ
３のプラス側を一次巻線Ｎｐのプラス側に接続する第３
整流手段Ｄ３があり、第５整流手段Ｄ５，第４整流手段
Ｄ４および第３整流手段Ｄ３は、この順を順方向として
直列接続されており、この直列回路（Ｄ５＋Ｄ４＋Ｄ
３）が、直列回路（Ｎｐ＋Ｑ）に並列に接続されている
ことになる。整流平滑回路６は、トランスＴの二次巻線
Ｎｓが発生する電圧を整流するダイオード２，３および
平滑用のインダクタ４，コンデンサ５を含む。

【００２４】第１整流手段Ｄ１，小容量の第１コンデン
サＣ１，第２整流手段Ｄ２，トランスＴ，スイッチング
素子Ｑ，整流平滑回路６および制御回路７の組合せは、
図８に示す従来例と同じである。第１実施例の、従来例
（図８）との違いは、第１コンデンサＣ１の後段にイン
ダクタＬ及び部分平滑回路８を接続して、電力帰還用巻
線Ｎｆからのエネルギーを部分平滑回路８に帰還する点
である。インダクタＬの磁性材（コア）としては、商用
周波数から高周波まで特性の優れたものであれば申し分
ないが、一般的のものでは、ダストスコア，珪素鋼板，
アモルファスコアやこれらの複合材が適している。

【００２５】交流入力１は第１整流手段Ｄ１で脈流電圧
となった後、小容量の第１コンデンサＣ１とインダクタ
Ｌからなるフィルタ回路を経て、第２コンデンサＣ２お
よび第３コンデンサＣ３を充電する。

【００２６】スイッチング素子Ｑのオン時、交流入力１
が第１整流手段Ｄ１で脈流電圧となった後、小容量の第
１コンデンサＣ１とインダクタＬからなるフィルタ回路
を経てトランスＴの一次巻線Ｎｐに流れるが、第２およ
び第３コンデンサＣ２，Ｃ３の充電電力も一次巻線Ｎｐ
に流れる。トランスＴの二次巻線Ｎｓに発生した起電力
は、二次回路である平滑整流回路６を充電し、直流Ｖou
tとして出力される。

【００２７】次に、このスイッチング素子Ｑがオフする
と、電力帰還巻線Ｎｆに発生した起電力は、電力帰還巻
線Ｎｆ→第２コンデンサＣ２→第４整流手段Ｄ４→第３
コンデンサＣ３→第２整流手段→電力帰還巻線Ｎｆから
なる直列回路によって第２コンデンサＣ２および第３コ
ンデンサＣ３に充電され、この充電された電力を次のス
イッチング動作に活用すべく、第２コンデンサＣ２の電
力は、第２コンデンサＣ２→一次巻線Ｎｐ→スイッチン
グ素子Ｑ→第５整流手段Ｄ５→第２コンデンサＣ２のル
ープで、また、第３コンデンサＣ３の電力は、第３コン
デンサＣ３→第３整流手段Ｄ３→一次巻線Ｎｐ→スイッ
チング素子Ｑ→第３コンデンサＣ３のループで、一次巻
線Ｎｐに流れる。このように、部分平滑回路８のコンデ
ンサＣ２，Ｃ３は、スイッチング素子Ｑがオフ時、電力
帰還用巻線Ｎｆから取り出した電力を蓄えて、交流入力
の脈流電圧の低い期間にトランスＴに給電するので、電
源装置の交流／直流変換効率が高い。

【００２８】第１コンデンサＣ１およびインダクタＬを
経た脈流出力電圧の波高値が、部分平滑回路８の第２，
第３コンデンサＣ２，Ｃ３に充電されているそれぞれの
電圧より高い期間は、第２コンデンサ２→第４整流手段
Ｄ４→第３コンデンサＣ３の経路で二つのコンデンサが
充電され、脈流出力電圧が下降して第２，第３コンデン
サＣ２，Ｃ３それぞれの充電電圧を下回ると、第２コン
デンサＣ２→一次巻線Ｎｐ→スイッチング素子Ｑ→第５
整流手段Ｄ５→第２コンデンサＣ２のループで、また、
第３コンデンサＣ３の電力は、第３コンデンサＣ３→第
３整流手段Ｄ３→一次巻線Ｎｐ→スイッチング素子Ｑ→
第３コンデンサＣ３のループで、コンデンサＣ２，Ｃ３
の電力がトランスＴの一次巻線Ｎｐに供給される。これ
らの結果、安定したスイッチング動作が行なわれ、交流
入力の力率が高くなる。

【００２９】部分平滑回路８の電圧は図２の（ｂ）に示
すような波形となり、従来例の図９の（ｂ）と比較し
て、交流入力電圧の０ボルト近辺（位相０，１８０度）
の電圧が大幅に高くなり、ほぼ直流電圧となるものであ
る。この結果スイッチング素子Ｑのスイッチング波形を
数ミリ秒単位で観察すると、図２の（ｃ）に示すよう
に、交流入力電圧の０ボルト近辺でも安定したスイッチ
ング動作が確認できる。このときの第１整流手段Ｄ１の
出力部の電流は図２の（ｄ）のように、交流入力部の電
流では図２の（ｅ）のように、いずれも交流入力電圧の
広い範囲で安定して電流が流れ、ピーク電流も少ないこ
とがうかがわれる。

【００３０】とくに、第１コンデンサＣ１の後段にイン
ダクタＬを配置したフィルタ構成としたことにより、入
力電流波形に含まれる高周波成分が吸収されて、入力電
流波形が改善されて、高調波電流成分が減衰できて力率
が向上し、入力電源ラインに流出する雑音端子電圧や、
電界強度等のノイズも改善する。

【００３１】第１コンデンサＣ１は１０μＦ以下、イン
ダクタＬは数１００μＨ以下、第２，第３コンデンサＣ
２，Ｃ３は、出力電力にもよるが数１００μＦで十分機
能を満たし、従来例に対してインダクタ一つ（Ｌ）、コ
ンデンサ一つ（Ｃ３）とダイオード二つ（Ｄ４，Ｄ５）
の４点の素子の追加で特性の改善がはかれるようになる
ものである。

【００３２】さらに、従来例と比較すると、トランスＴ
の一次巻線Ｎｐに印加される電圧の変化幅ΔＶが小さく
なり、このことは言い換えるとコンデンサインプット型
整流平滑回路を配置した一般的なスイッチングレギュレ
ータに使用されるトランスの一次二次巻き数比と同程度
まで小さくできるようになるので、トランスＴのコンパ
クト化がはかれ、部品の実装上も従来と同程度に抑える
ことが可能である。図１に示す第１実施例で１００Ｖ入
力、２４０Ｗ出力（２４Ｖ，１０Ａ）のスイッチングレ
ギュレータを構成し、入力電流実効値３．３０Ａ、ピー
ク値６．５Ａ、変換効率８０％、力率０．９１と、従来
例と比較して高出力化を行ってなおかつ、力率及び変換
効率の改善がはかれた。ちなみにこの電源で１００Ｖ入
力、１２０Ｗ出力（２４Ｖ，５Ａ）時のデータでは、入
力電流実効値１．５４Ａ、ピーク値３．５Ａ、変換効率
８４％、力率０．９３と、きわめて良好な結果を確認で
きた。

【００３３】このように第１実施例は、従来例に対し
て、僅かの部品追加で部分平滑回路を構成でき、さらに
小容量のインダクタの追加により、電力帰還型の高力率
電源回路が、部分平滑回路と、入力部のインダクタとの
相乗効果で、コンパクト、低コストのまましかもわずか
な部品追加で、ノイズの少ない、信頼性の高い、高力
率、高効率の電源装置である。

【００３４】−第２実施例− 図３に、本発明の第２実施例を示す。この第２実施例
は、第１実施例と比較して、第１コンデンサＣ１のプラ
ス側のみならず、マイナス側に対して、第２のインダク
タＬ２を配置して、特に電源ラインからの流出ノイズの
低減効果を第１実施例よりも大きく改善しようとするも
のである。スイッチングレギュレータとしての基本的回
路動作については第１実施例と同じてあり説明は省略す
る。第１コンデンサＣ１のプラス側に第１のインダクタ
Ｌ１を、マイナス側に第２のインダクタＬ２を接続して
いるので、第１の実施例と比較すると、それぞれのイン
ダクタのインダクタンスは半分かそれ以下で第１実施例
と同等の力率改善等の効果が得られる。

【００３５】さらに、二つの独立したインダクタで構成
することにより、ＡＣ入力のライン側、ニュートラル側
から流出する雑音端子電圧や電界強度等のノイズを均等
に低減できる。

【００３６】−第３実施例− 図４に、本発明の第３実施例を示す。第３実施例は、第
２実施例と対比して、第１インダクタＬ１および第２イ
ンダクタＬ２を、同一磁気回路上とし一つのインダクタ
コアの複数巻線で構成して、第２実施例と同等以上のノ
イズ低減効果を得るものである。スイッチングレギュレ
ータとしての基本的回路動作については第１実施例と同
じであり説明は省略する。１つのインダクタコアの第１
巻線である第１インダクタＬ１と、第２巻線である第２
インダクタＬ２と、二つのインダクタＬ１，Ｌ２をコン
デンサＣ１のプラス，マイナス両側に接続したので、第
２実施例と同等の効果が得られるばかりでなく、同一磁
気回路上に構成されたインダクタＬ１，Ｌ２は、ノーマ
ルモードのノイズ低減ばかりでなく、コモンモードのノ
イズ低減効果も期待でき、ＡＣ入力部（Ｄ１と１の間）
に配置されるノイズフィルタ（図示せず）の簡略化も可
能となる。

【００３７】−第４実施例− 図５に、本発明の第４実施例を示す。第４実施例では、
第１実施例と対比して、インダクタＬと第２コンデンサ
Ｃ２のプラス側接続点と、第１コンデンサＣ１のマイナ
ス側と第５整流手段Ｄ５のアノードとの接続点との間
に、小容量の第４コンデンサＣ４を接続して、第１実施
例と同等以上のノイズ低減効果を得るものである。スイ
ッチングレギュレータとしての基本的回路動作について
は第１実施例と同じであり説明は省略する。このような
構成とすることで、第４実施例は、ノーマルモードに対
してのフィルタが強化され、第１実施例以上の力率改善
やノイズ低減が可能である。

【００３８】−第５実施例− 図６に、本発明の第５実施例を示す。この第５実施例
は、第２実施例と対比して、第１のインダクタＬ１と第
２コンデンサＣ２プラス側接続点と、第２のインダクタ
Ｌ２と第５整流手段Ｄ５のアノードの接続点との間に、
小容量の第４コンデンサＣ４を接続して、第２実施例と
同等以上のノイズ低減効果を得るものである。スイッチ
ングレギュレータとしての基本的回路動作については第
２実施例と同じであり説明は省略する。このような構成
とすることで第５実施例では、ノーマルモードに対して
のフィルタが強化され、第２実施例以上の力率改善やノ
イズ低減が可能である。

【００３９】−第６実施例− 図７に、本発明の第６実施例を示す。この第６実施例
は、第３実施例と対比して、第１インダクタＬ１と第２
コンデンサＣ２のプラス側接続点と、第２インダクタＬ
２と第５整流手段Ｄ５のアノードの接続点との間に、小
容量の第４コンデンサＣ４を接続して、第３実施例と同
等以上のノイズ低減効果を得るものである。スイッチン
グレギュレータとしての基本的回路動作については第３
実施例と同じであり説明は省略する。このような構成と
することで第６実施例は、第３実施例と同等の効果が得
られるばかりでなく、第４コンデンサＣ４の配置により
ノーマルモード成分のノイズ低減効果が大きくなる。コ
モン，ノーマルモードのノイズに対してフィルタが強化
され、ＡＣ入力部（Ｄ１と１との間）に配置されるノイ
ズフィルタ（図示せず）の簡略化も可能である。

【００４０】以上の説明のように、本発明によれば、従
来例に対して入力整流手段Ｄ１への、インダクタＬ／Ｌ
１，Ｌ２および部分平滑回路８、ならびに必要に応じた
小容量のコンデンサＣ４、の追加で、スイッチング素子
がオフ時の電力帰還巻線の起電力の部分平滑回路８への
帰還ならびに通常の入力電力による部分平滑回路８の充
電が実現し、この両機能の相乗効果により、高信頼性，
高力率，高効率，低ノイズ，コンパクトおよび低コスト
の電源装置が実現する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１実施例の構成を示す電気回路図
である。

【図２】 （ａ）は図１に示す第１整流手段Ｄ１に印加
される交流入力電圧を示すタイムチャ−ト、（ｂ）は図
１に示す第３整流手段Ｄ３の出力電圧を示すタイムチャ
−ト、（ｃ）は図１に示すトランスＴの一次巻線Ｎｐに
印加される電圧を示すタイムチャ−ト、（ｄ）は図１に
示す第１整流手段Ｄ１の出力電流を示すタイムチャ−
ト、（ｅ）は図１に示す交流入力１の電流を示すタイム
チャ−トである。

【図３】 本発明の第２の実施例の構成を示す電気回路
図である。

【図４】 本発明の第３の実施例の構成を示す電気回路
図である。

【図５】 本発明の第４の実施例の構成を示す電気回路
図である。

【図６】 本発明の第５の実施例の構成を示す電気回路
図である。

【図７】 本発明の第６の実施例の構成を示す電気回路
図である。

【図８】 従来の１つの電源装置の構成を示す電気回路
図である。

【図９】 （ａ）は図８に示す第１整流手段Ｄ１に印加
される交流入力電圧を示すタイムチャ−ト、（ｂ）は図
８に示す第１整流手段Ｄ１の出力電圧を示すタイムチャ
−ト、（ｃ）は図８に示すトランスＴの一次巻線Ｎｐに
印加される電圧を示すタイムチャ−ト、（ｄ）は図８に
示す第１整流手段Ｄ１の出力電流を示すタイムチャ−
ト、（ｅ）は図８に示す交流入力１の電流を示すタイム
チャ−トである。

【符号の説明】

１：交流入力 ２，３：ダイオ−ド ４：インダクタ ５：コンデンサ ６：整流平滑回路 ７：スイッチングドライバ
内蔵の制御回路 ８：部分平滑回路 Ｔ：トランス Ｎｐ：一次巻線 Ｎｓ：二次巻線 Ｎｆ：電力帰還巻線

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源を整流する第１整流手段と、 その整流出力端間に接続された小容量の第１コンデンサ
   と、 第１コンデンサのプラス側に一端が接続される一次巻線
   および該プラス側に一端が接続される電力帰還巻線、な
   らびに、二次巻線を有するトランスと、 前記一次巻線の他端と第１コンデンサのマイナス側間に
   介挿されたスイッチング素子と、 第１コンデンサのマイナス側から、前記電力帰還巻線の
   他端との間に順方向となるよう接続された第２整流手段
   と、 大容量の第２コンデンサ，第３コンデンサ，第３整流手
   段，第４整流手段および第５整流手段で構成され、第１
   コンデンサに並列に接続された部分平滑回路と、 前記二次巻線に接続された整流平滑手段と、 この整流平滑手段からの出力電圧を検出して、前記スイ
   ッチング素子をオン／オフするドライブ手段、および、 第１コンデンサのプラス側と前記部分平滑回路のプラス
   側との間に介挿されたインダクタ、を備えるＯＡ機器用
   電源装置。
2. 【請求項２】第１コンデンサのプラス側と部分平滑回路
   のプラス側との間に介挿したインダクタを第１インダク
   タとすると、さらに、第１コンデンサのマイナス側と部
   分平滑回路のマイナス側との間に第２インダクタを介挿
   した、請求項１記載のＯＡ機器用電源装置。
3. 【請求項３】第１および第２インダクタは、コアを共通
   として同一磁気回路とした請求項２記載のＯＡ機器用電
   源装置。
4. 【請求項４】インダクタと部分平滑回路のプラス側との
   接続導体と、該部分平滑回路のマイナス側との間に、小
   容量の第４コンデンサを接続した請求項１記載のＯＡ機
   器用電源装置。
5. 【請求項５】第１インダクタと部分平滑回路のプラス側
   との接続導体と、第２インダクタと部分平滑回路のマイ
   ナス側との接続導体の間に、小容量の第４コンデンサを
   接続した請求項２又は請求項３記載のＯＡ機器用電源装
   置。