JP3590165B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、入力する交流電流の導通角を広くして力率を改善したスイッチングレギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電子機器の直流電源としてスイッチングレギュレータのような直流電源装置が多用されるようになってきた。
一般に、このような直流電源装置は、交流電源から入力する交流電力を、ダイオードブリッジなどの全波整流回路によって整流したのち、平滑回路によって平滑する。
【０００３】
初段に平滑コンデンサを用いた平滑回路すなわちコンデンサ入力型平滑回路は、出力電圧に含まれるリップル電圧を小さくするために、平滑コンデンサの容量を大きくする必要があるが、容量をあまり大きくすると、平滑コンデンサに流入する電流のピーク値が大きくなって力率が低下するとともに、充放電電流と内部損失とによって発熱し、その寿命を短くする。
【０００４】
さらに、無効電力が大きいために入力電流も大きく、スイッチング周波数およびその高調波によるノイズが大きくなるから、直流電源装置ばかりでなく交流電源を共用する他の機器にも悪影響を及ぼすという問題がある。そのため、大容量のノイズフィルタ回路を付加するなどの対策が必要になる。
このような力率の低下に起因する種々の問題に対処するために、チョーク入力型平滑回路を用いて力率を改善することが知られている。
【０００５】
図４は、一般的なチョーク入力型平滑回路を用いたスイッチングレギュレータの構成の一例を示す回路図である。
図４において、交流電源１１からの交流電力がダイオードブリッジ１２の入力端子１２ａ，１２ｂ間に入力され、その正負の出力端子１２ｃ，１２ｄ間から全波整流された脈流波形の直流電力が出力される。
【０００６】
ダイオードブリッジ１２の正の出力端子１２ｃにはチョークコイルＣＨ５の入力端が、その出力端には平滑コンデンサＣ５の正の端子が、該平滑コンデンサＣ５の負の端子はダイオードブリッジ１２の負の出力端子１２ｄにそれぞれ接続されている。これらのチョークコイルＣＨ５と平滑コンデンサＣ５とによってチョーク入力型平滑回路１３が構成されている。
【０００７】
スイッチングレギュレータはダイオードブリッジ１２と、チョーク入力型平滑回路１３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４とによって構成され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４の出力端子１４ｃ，１４ｄに接続される図示しない負荷に２次直流電力が供給される。
【０００８】
図４に示したスイッチングレギュレータにおいて、ダイオードブリッジ１２からコンデンサＣ５への充電電流は、チョークコイルＣＨ５のインダクタンスの値に応じてピーク値が抑えられると共に、充電電流が流れる時間すなわち導通角が広くなる。したがって、コンデンサＣ５に流れる充電電流がチョークコイルＣＨ５によっても平滑され、力率が改善される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようなチョーク入力型平滑回路を用いたスイッチングレギュレータでは、商用電源又はその２倍の周波数で使用されるから、チョークコイルＣＨ５は数ｍＨ以上の大きなインダクタンスを必要とし、形状が大きくなって重量が重くなり、小型の民生用電子機器にはあまり使用されていないのが現状である。
【００１０】
さらに、大きなインダクタンスのためにコイルの巻数が多くなり、巻線の抵抗によるライン間の電圧降下が大きい。また、電流の位相の遅れが、逆に力率を低下させる原因となっていた。
このように、チョーク入力型平滑回路は、力率を改善する反面、大型化，高価格化する欠点を有している。
【００１１】
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、スイッチングレギュレータを、大型化，高価格化することなく、入力電流の導通角を広げてピーク電流を抑え、力率を改善することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するため、交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路と、１次直流電力を２次直流電力に変換して負荷に出力するＤＣ−ＤＣコンバータとからなるスイッチングレギュレータにおいて、それぞれ次のようにしたものである。
【００１３】
すなわち、全波整流回路の両出力端とＤＣ−ＤＣコンバータの両入力端とをそれぞれ結ぶラインのうちの一方のラインに直列にチョークコイルを接続し、一方のラインに対する他方のラインとチョークコイルの入力端との間に平滑コンデンサと該平滑コンデンサを放電させるための放電用ダイオードとの直列回路を設け、該直列回路の平滑コンデンサと放電用ダイオードとの接続点とチョークコイルの出力端との間に平滑コンデンサを充電する向きに充電用ダイオードを接続したものである。
【００１４】
または、全波整流回路の両出力端とＤＣ−ＤＣコンバータの両入力端とをそれぞれ結ぶラインのうちの一方のラインに直列に第１のチョークコイルを接続し、一方のラインに対する他方のラインと第１のチョークコイルの入力端との間に平滑コンデンサと該平滑コンデンサを放電させるための放電用ダイオードとの直列回路を設け、該直列回路の平滑コンデンサと放電用ダイオードとの接続点と第１のチョークコイルの出力端との間に平滑コンデンサを充電する向きに充電用ダイオードと第２のチョークコイルとの直列回路を接続したものである。
【００１５】
【００１６】
上記全波整流回路の両出力端間、ＤＣ−ＤＣコンバータの両入力端間、平滑コンデンサの両端子間のうち少なくとも１個所にスイッチングによる高周波ノイズをバイパスさせるための小容量のコンデンサを設けるとよい。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照しながら具体的に説明する。
図１は、この発明の第１の実施の形態であるスイッチングレギュレータの構成の一例を示す回路図である。
図１に示したスイッチングレギュレータは、全波整流回路であるダイオードブリッジ２と、力率を改善する作用を有する平滑部３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ４とにより構成されている。
【００１８】
平滑部３は、ダイオードブリッジ２の正負の出力端子２ｃ，２ｄとＤＣ−ＤＣコンバータ４の正負の入力端子４ａ，４ｂとをそれぞれ結ぶ＋ライン，−ラインのうちの＋ラインに直列に接続した高周波用のチョークコイルＣＨと、負の端子が−ラインに接続された平滑コンデンサＣ１と、チョークコイルＣＨの入力側及び出力側の各接続点Ａ及びＢと平滑コンデンサＣ１の正の端子との間にそれぞれ接続された平滑コンデンサＣ１の放電用ダイオードＤ１及び充電用ダイオードＤ２とからなっている。
【００１９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、図示しないスイッチング制御回路が出力する高周波の駆動パルスに応じてオン・オフするスイッチング素子であるトランジスタ（ＦＥＴでもよい）Ｑと、正負の入力端子４ａ，４ｂの間にトランジスタＱとの直列回路を形成して接続された１次巻線Ｎｐを備えたトランス５と、スイッチングによってトランス５の２次巻線Ｎｓに誘起された２次交流電力を整流平滑して、正負の出力端子４ｃ，４ｄから図示しない負荷に出力する２次整流平滑回路６とからなっている。
【００２０】
図示しないスイッチング制御回路は、出力端子４ｃ，４ｄ間の出力電圧を検出して、出力電圧が予め設定した電圧になるように駆動パルスのデューティ比を制御する。スイッチング制御回路及び２次整流平滑回路は従来のものと変らないから、その回路図及び詳しい説明は省略する。
【００２１】
図１において、交流電源１からの交流電力はダイオードブリッジ２の入力端子２ａ，２ｂ間に入力され、その正負の出力端子２ｃ，２ｄ間からは全波整流された脈流（正弦波の絶対値の）波形の１次直流電力が出力される。交流電源オンの直後はスイッチング制御回路が作動しないから、トランジスタＱはオフのままであり、１次直流電力はチョークコイルＣＨ，充電用ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ１を充電し、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が或る程度上ってから、スイッチングが開始される。
【００２２】
スイッチング開始後は、ダイオードブリッジ２の出力電圧の瞬時値をＶｉ、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧をＶｃとして、瞬時値ＶｉがＶｃより高ければ接続点Ａの電圧はＶｉになり、ＤＣ−ＤＣコンバータ４のトランジスタＱがオンの時に、ダイオードブリッジ２の出力電流はチョークコイルＣＨを通って励磁する（磁気エネルギとして蓄積される）と共に、その一部分は充電用ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ１を充電し、その大部分はトランス５の１次巻線Ｎｐに流れて２次巻線Ｎｓに交流電力を誘起し、２次直流電力に変換されて出力端子４ｃ，４ｄから負荷に供給される。
【００２３】
トランジスタＱがオフになると、接続点Ｂの電圧はチョークコイルＣＨに発生した逆起電力が接続点Ａの電圧Ｖｉに加わる形になるから、励磁エネルギが再変換された電流は充電用ダイオードＤ２，平滑コンデンサＣ１，ダイオードブリッジ２を通って流れ、平滑コンデンサＣ１を充電する。
【００２４】
この時に、接続点Ｂの電圧は接続点Ａの電圧よりチョークコイルＣＨの逆起電力分だけ高くなる筈であるが、トランジスタＱがオフの１期間は高周波の駆動パルスの１周期よりも必らず短かいから、商用交流電源の２倍の周波数を平滑する容量を有する平滑コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃは殆んど変化しない。したがって、接続点Ｂの電圧も端子間電圧Ｖｃより僅かに高くなる程度であり、電流が放電用ダイオードＤ１を通ることもない。
【００２５】
瞬時値Ｖｉが端子間電圧Ｖｃより低い場合は接続点Ａの電圧はＶｃになり、ＤＣ−ＤＣコンバータ４のトランジスタＱがオンの時に、平滑コンデンサＣ１の放電電流はダイオードＤ１とチョークコイルＣＨを通って流れてチョークコイルＣＨを励磁すると共に、トランス５の１次巻線Ｎｐに流れて２次巻線Ｎｓに交流電力を誘起させる。この場合は、平滑コンデンサＣ１の放電電流はすべてトランス５の１次巻線に流れ、充電用ダイオードＤ２には流れない。
【００２６】
トランジスタＱがオフになると、チョークコイルＣＨの励磁エネルギが再変換された電流は、瞬時値ＶｉがＶｃより高い場合と同様に、充電用ダイオードＤ２を通って平滑コンデンサＣ１を充電する。この時にも、接続点Ａの電圧は端子間電圧Ｖｃであったから、放電用ダイオードＤ１には電流が流れない。
【００２７】
すなわち、ダイオードブリッジ２の瞬時値Ｖｉが平滑コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより低い場合は、交流電源１からの入力電流はなく、トランジスタＱオン時の平滑コンデンサＣ１の放電エネルギの一部は、トランス５を介して２次側から定電圧の２次直流電力として負荷に供給され、他の一部はチョークコイルＣＨの励磁エネルギとなって、トランジスタＱオフ時に平滑コンデンサＣ１に還元される。
【００２８】
図１に示したスイッチングレギュレータが、図４に示した従来のチョーク入力型平滑回路を用いたスイッチングレギュレータと大きく異なる所は、従来のスイッチングレギュレータのチョークコイルＣＨ５が、商用周波数（５０〜６０Ｈｚ）に対応する低周波用の数ｍＨ以上のインダクタンスを有する大型で重いものであるのに比べて、図１に示したスイッチングレギュレータのチョークコイルＣＨは、スイッチング周波数（例えば５００ＫＨｚ級）に対応する高周波用の数μＨ以下のインダクタンスがあればよい。
【００２９】
もし、仮に平滑コンデンサＣ１，Ｃ５が同容量であるとして、従来の構成（図４）のままでチョークコイルをＣＨ５からＣＨに代えれば、コンデンサ入力型平滑回路になって了うような、安価で小型軽量のチョークコイルＣＨでありながら、従来のスイッチングレギュレータと同様に、チョーク入力型平滑回路として作用する。
【００３０】
したがって、入力交流電流の導通角が広くなってピーク電流が抑制され、（コンデンサ入力型平滑回路に比べて）大幅に力率が改善される。
さらに、小型で巻数も少なくて済むから、巻線の抵抗によるライン間の電圧降下は問題にならないし、入力交流電流の位相遅れによる力率低下も生じない。
【００３１】
図２は、この発明の第２の実施の形態であるスイッチングレギュレータの構成の一例を示す回路図であり、図１に示したスイッチングレギュレータと同一部分には同一符号を付し、ＤＣ−ＤＣコンバータ４は１つのブロックとして示して、詳しい説明は省略する。
【００３２】
図２に示したスイッチングレギュレータの平滑部３ａが図１に示したスイッチングレギュレータの平滑部３と異なる所は、チョークコイルＣＨを第１のチョークコイルＣＨ１（同じものでよい）とし、該チョークコイルＣＨ１の出力側の接続点Ｂと平滑コンデンサＣ１の正の端子との間に、充電用ダイオードＤ２に代えて、その充電用ダイオードＤ２と第２のチョークコイルであるチョークコイルＣＨ２との直列回路を設けたことである。
【００３３】
このように、平滑コンデンサＣ１の充電回路に高周波用のチョークコイルＣＨ２を加えたことにより、充電回路に流れる平滑コンデンサＣ１の充電電流がオン・オフ波形に比べて平滑化されるから、スイッチングによる高周波ノイズが減少すると共に、導通角がより広がってピーク電流が減り、力率がさらに良くなるという効果が得られる。
【００３４】
【００３５】
【００３６】
【００３７】
図３は、この発明の他の実施の形態であるスイッチングレギュレータの構成の一例を示す回路図であり、図１に示したスイッチングレギュレータに高周波ノイズをバイパスさせるための小容量のコンデンサを設けたものであるから、同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３８】
高周波バイパス用のコンデンサＣｐを、図３に破線で示したように、ダイオードブリッジ２の正負の出力端子２ｃ，２ｄ間、又は平滑コンデンサＣ１の両端子間、あるいはＤＣ−ＤＣコンバータ４の正負の入力端子４ａ，４ｂ間のうち、少くともその１個所に設けることにより、スイッチングによる高周波ノイズを大幅に抑制することが出来る。
【００３９】
図２に示した第２の実施の形態であるスイッチングレギュレータにおいても、図３に示したものと同様に高周波バイパス用のコンデンサＣｐを設けることにより、同様な効果が得られる。このように高周波ノイズを抑制することにより、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｏｒｏ−Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）すなわち電磁波障害を防止することが出来る。
【００４０】
以上、図１乃至図３に示して説明した実施の形態は、すべて＋のライン側にチョークコイルＣＨ，第１のチョークコイルＣＨ１，チョークトランスＣＴＲの第１のコイルＬ１を接続した例であったが、これらのチョークコイル類を−のライン側に設けても、有極性の各素子の極性を反転すれば、この発明を適用出来ることはいうまでもない。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によるスイッチングレギュレータは、大型化，高価格化することなく、入力電流の導通角を広げてピーク電流を抑え、力率を改善することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態であるスイッチングレギュレータの構成の一例を示す回路図である。
【図２】この発明の第２の実施の形態であるスイッチングレギュレータの構成の一例を示す回路図である。
【図３】この発明の他の実施の形態であるスイッチングレギュレータの構成の一例を示す回路図である。
【図４】従来のチョーク入力型平滑回路を用いたスイッチングレギュレータの一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１：交流電源
２：ダイオードブリッジ（全波整流回路）
３，３ａ，３ｂ，３ｃ：平滑部 ４：ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｃ１：平滑コンデンサ Ｃｐ：小容量のコンデンサ
ＣＨ：チョークコイル ＣＨ１：第１のチョークコイル
ＣＨ２：第２のチョークコイル
Ｄ１：放電用ダイオード Ｄ２：充電用ダイオード

Claims (3)

1. 交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路と、前記１次直流電力を２次直流電力に変換して負荷に出力するＤＣ−ＤＣコンバータとからなるスイッチングレギュレータにおいて、
   前記全波整流回路の両出力端と前記ＤＣ−ＤＣコンバータの両入力端とをそれぞれ結ぶラインのうちの一方のラインに直列にチョークコイルを接続し、
   前記一方のラインに対する他方のラインと前記チョークコイルの入力端との間に、平滑コンデンサと該平滑コンデンサを放電させるための放電用ダイオードとの直列回路を設け、
   該直列回路の平滑コンデンサと放電用ダイオードとの接続点と前記チョークコイルの出力端との間に、前記平滑コンデンサを充電する向きに充電用ダイオードを接続したことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路と、前記１次直流電力を２次直流電力に変換して負荷に出力するＤＣ−ＤＣコンバータとからなるスイッチングレギュレータにおいて、
   前記全波整流回路の両出力端と前記ＤＣ−ＤＣコンバータの両入力端とをそれぞれ結ぶラインのうちの一方のラインに直列に第１のチョークコイルを接続し、 前記一方のラインに対する他方のラインと前記第１のチョークコイルの入力端との間に、平滑コンデンサと該平滑コンデンサを放電させるための放電用ダイオードとの直列回路を設け、
   該直列回路の平滑コンデンサと放電用ダイオードとの接続点と前記第１のチョークコイルの出力端との間に、前記平滑コンデンサを充電する向きに充電用ダイオードと第２のチョークコイルとの直列回路を接続したことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
3. 請求項１又は２に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記全波整流回路の両出力端間、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの両入力端間、前記平滑コンデンサの両端子間のうち少なくとも１個所にスイッチングによる高周波ノイズをバイパスさせるための小容量のコンデンサを設けたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。

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