JP3571146B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、入力する交流電流の導通角を広くして力率を改善したスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電子機器の直流電源として、スイッチング電源装置が多用されるようになってきた。
一般に、このような直流電源装置は、交流電源から入力する交流電力を、ダイオードブリッジなどの全波整流回路によって整流したのち、平滑回路によって平滑する。
【０００３】
図８に示すように、初段にコンデンサＣ２１を用いた平滑回路すなわちコンデンサ入力型平滑回路は、その電圧波形を図９の（Ａ）に示すように、出力電圧に含まれるリップル電圧を小さくするために、コンデンサの容量を大きくする必要があるが、容量をあまり大きくすると、図９の（Ｂ）に示す電流波形から明らかなように、コンデンサに流入する電流のピーク値が大きくなって力率が低下するとともに、充放電電流と内部損失とによって内部温度が上昇し、コンデンサの寿命を短くする。
【０００４】
さらに、無効電力が大きいために、出力電力に比べて入力電流が大きくなり、スイッチング周波数及びその高調波によるノイズが大きくなるから、直流電源装置ばかりでなく交流電源を共用する他の機器にも悪影響を及ぼすという問題がある。そのため、大容量のノイズフィルタ回路を付加するなどの対策が必要になってくる。
このような力率の低下に起因する種々の問題に対処するために、チョーク入力型平滑回路を用いて力率を改善することが知られている。
【０００５】
図１０は、一般的なチョーク入力型平滑回路を用い、オン−オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータを備えたスイッチング電源装置の構成の一例を示す回路図であり、図８と同一部分には同一符号を付している。
図１０において、交流電源２１からの交流電力はダイオードブリッジ２２の入力端子間に入力され、その正負の出力端子間から全波整流された脈流波形の直流電力が出力される。
【０００６】
ダイオードブリッジ２２の正の出力端子にはチョークコイルＣＨの一端が、その他端にはコンデンサＣ２１の正の端子が、該コンデンサＣ２１の負の端子はダイオードブリッジ２２の負の出力端子にそれぞれ接続されている。これらのチョークコイルＣＨとコンデンサＣ２１とによってチョーク入力型の平滑回路２３が構成されている。
【０００７】
スイッチング電源装置はダイオードブリッジ２２と、チョーク入力型の平滑回路２３と、オン−オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータ２４とによって構成され、ＤＣ−ＤＣコンバータ２４の出力端子２４ｐ，２４ｎに接続される図示しない負荷に２次直流電力が供給される。
【０００８】
図１０に示したスイッチング電源装置において、ダイオードブリッジ２２からコンデンサＣ２１への充電電流は、チョークコイルＣＨのインダクタンスの値に応じてピーク値が抑えられると共に、充電電流が流れる時間すなわち導通角が広くなる。したがって、コンデンサＣ２１に流れる充電電流がチョークコイルＣＨによっても平滑され、力率が改善される。
【０００９】
あるいは、このようなチョークコイルを用いない例として、特開平６−２０９５７４号公報の図９に第８の実施例として示された提案のように、スイッチング素子であるＦＥＴ２１とトランス５４，ダイオード５６とからなるサブコンバータを設け、ＦＥＴ２１を高周波でオン・オフして平滑コンデンサ５を充電し、該コンデンサ５に充電された直流電力と整流回路２が出力する直流電力とをそれぞれダイオード５７，５５を介して合成して、いずれか電圧が高い方からスイッチングレギュレータ１０に電力を供給するものがあった。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述のチョーク入力型の平滑回路を用いたスイッチング電源装置においては、チョークコイルＣＨは商用電源又はその２倍の周波数で使用されるから、数ｍＨ乃至数十ｍＨ程度の大きなインダクタンスを必要とし、形状が大きくなって重量が重くなるから、小型の民生用電子機器にはあまり使用されていないのが実状である。
【００１１】
さらに、大きなインダクタンスのためにコイルの巻数が多くなり、巻線の抵抗によるライン間の電圧降下が大きい。また、電流の位相の遅れが、逆に力率を低下させる原因ともなっていた。
このように、チョーク入力型の平滑回路は、力率を改善する反面、大型化，高価格化する欠点を有している。
【００１２】
また、特開平６−２０９５７４号公報の図９に示された提案は、低周波用のチョークコイルを用いずに高周波用のトランス５４で構成しているから、小型軽量で低コストでありながら、同公報の図１０（Ｆ）に示された波形図から明らかなように、交流電源１から入力する電流はチョーク入力型平滑回路と同様に、コンデンサ入力型平滑回路に比べて導通角が広くなって力率が向上するという長所を有している。
【００１３】
しかしながら、上記提案において、ＦＥＴ２１は段落番号００６１の第１〜２行で「高周波でオン・オフしている」と記されているのみでスイッチングレギュレータ１０のスイッチングとの関係が明らかでないから、互いにスイッチング周波数やオンデューティ比が異なっていたり負荷が変動した場合、あるいはスイッチングレギュレータ１０の構成によっては、コンデンサ５の充放電のバランスが崩れてその両端電圧が異常に上昇又は下降するという問題がある。
【００１４】
また、同じく段落番号００６１の第３〜６行，第６〜７行，第７〜９行にそれぞれ記された「トランス５４の１次巻線と２次巻線が同極・異極に無関係に、ＦＥＴ２１のオン・オフにより、２次巻線に電圧が誘起され」ることは確かであるが、「ダイオード５６を介してコンデンサ５１に充電電流が流れ」る状態は同極・異極によって大きく異なり、さらに「コンデンサ５は図１０（Ｂ）に示すように、ある一定電圧で充電される」ことはなく、必ずリップル分を伴うと共に、入力交流電圧や負荷の変動によって変化するものである。
【００１５】
特に、図１０（Ｃ）及び（Ｆ）に示されたように、整流回路２の整流電圧がコンデンサ５の充電電圧（両端電圧）より高い交流電圧ハイの間だけＡＣ入力の電流が流れる波形は、トランス５４が同極すなわちフォーワードトランスであって、２次／１次の巻線比が１以下の場合に限られ、この場合には電流の導通角が交流電圧ハイの期間より広くなることがないから、力率の改善にも限界が生じるという問題があった。
【００１６】
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、スイッチング電源装置を、大型化，高価格化することなく、簡単な構成で入力電流の導通角を広げてピーク電流を抑え、力率を改善し、且つサブコンバータのコンデンサの端子間電圧の異常上昇を防止することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するため、交流電源から入力する交流電力を全波整流回路によって変換した１次直流電力をメインコンバータのスイッチングにより２次直流電力に変換して出力するスイッチング電源装置において、
全波整流回路が出力する１次直流電力の一部をフライバックトランスからなるサブトランスの１次巻線とサブスイッチング素子との直列回路に入力し、サブスイッチング素子のスイッチングによってサブトランスの２次巻線に誘起される交流電力を整流してコンデンサに蓄積するサブコンバータを設け、該サブコンバータのコンデンサに蓄積された直流電力と全波整流回路が出力する１次直流電力とをそれぞれ逆流防止用のダイオードを介して合成した直流電力を、メインコンバータのメイントランスの１次巻線とメインスイッチング素子との直列回路に入力させると共に、メインコンバータのメインスイッチング素子とサブコンバータのサブスイッチング素子とを、同一のパルス幅，周波数で同時又は交互にスイッチングさせるスイッチング制御手段と、上記サブコンバータのコンデンサの端子間電圧を検出して、該端子間電圧が予め設定した電圧より高い間はサブスイッチング素子のスイッチングを停止させるスイッチング停止手段とを設けたものである。
【００１８】
上記のスイッチング電源装置において、さらに、上記スイッチング停止手段によりサブスイッチング素子のスイッチングとその停止とが繰り返えされるブロッキング発振が発生した時に、そのブロッキング周波数をシフトさせる手段を設けるとなおよい。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の基礎となるスイッチング電源装置およびこの発明の実施の形態を図面を参照しながら具体的に説明する。
図１は、この発明の基礎となるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【００２０】
図１に示したスイッチング電源装置は、全波整流回路であるダイオードブリッジ２と、サブコンバータ３及びメインコンバータ４と、ダイオードブリッジ２が出力する１次直流電力とサブコンバータ３が出力する直流電力とを合成してメインコンバータ４に供給するための逆流防止用のダイオードＤ２，Ｄ３と、サブコンバータ３のサブスイッチング素子及びメインコンバータ４のメインスイッチング素子にそれぞれスイッチングパルスを出力するスイッチング制御回路（ＳＷＣ）５とにより構成されている。
【００２１】
サブコンバータ３は、フライバックトランスからなるサブトランスＴｓの１次巻線とサブスイッチング素子であるトランジスタＱｓとの直列回路と、サブトランスＴｓの２次巻線の両端にそれぞれ接続された整流用のダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ１との直列回路からなっている。
【００２２】
同様に、メインコンバータ４は、フライバックトランスからなるメイントランスＴｍ１の１次巻線とメインスイッチング素子であるトランジスタＱｍとの直列回路と、メイントランスＴｍ１の２次巻線の両端にそれぞれ接続された整流用のダイオードＤ４と平滑用のコンデンサＣ２との直列回路からなり、コンデンサＣ２の両端子にはそれぞれ正負の出力端子４ｐ，４ｎが接続されている。
なお、この実施形態においては、メイン及びサブのスイッチング素子としてトランジスタを用いているが、一般にはＦＥＴを用いる場合が多い。
【００２３】
ダイオードブリッジ２は、交流電源１から入力する交流電力を全波整流して大きなリップル電圧を伴った１次直流電力に変換し、ダイオードＤ２を介してメインコンバータ４のメイントランスＴｍ１の１次巻線とトランジスタＱｍとの直列回路に供給すると共に、その一部をサブコンバータ３のサブトランスＴｓの１次巻線とトランジスタＱｓとの直列回路に供給する。
【００２４】
サブコンバータ３及びメインコンバータ４は、いずれもフライバックトランスを備えたオン−オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータであり、フライバックトランスはその１次巻線に流れる電流によって励起される。すなわち、電気エネルギを磁気エネルギに変換して蓄積する。１次巻線に流れる電流がオフになると、励起によって蓄積された磁気エネルギを電気エネルギに再変換し、２次巻線から電流として出力する。
【００２５】
したがって、サブコンバータ３のトランジスタＱｓがスイッチング制御回路５から入力するスイッチングパルスに応じてスイッチングすることにより、サブトランスＴｓの１次巻線に流れる１次直流電力の電流がオン・オフされると、トランジスタＱｓがオンの時に流れる電流はサブトランスＴｓを励起して、磁気エネルギとして蓄積され、トランジスタＱｓがオフになって電流が流れなくなると、２次巻線から出力される再変換された電流が、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１を充電する。
【００２６】
コンデンサＣ１に充電された直流電力はダイオードＤ３を介して、ダイオードブリッジ２から出力される１次直流電力はダイオードＤ２を介して、互いに並列に接続されて合成される。したがって、メインコンバータ４のメイントランスＴｍ１の１次巻線とトランジスタＱｍとの直列回路に流れる電流は、ダイオードブリッジ２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ１の端子間電圧より高い間はダイオードブリッジ２から、低い間はコンデンサＣ１すなわちサブコンバータ３から、それぞれ供給される。
【００２７】
メインコンバータ４もサブコンバータ３と同様に、トランジスタＱｍがスイッチング制御回路５から入力するスイッチングパルスに応じてスイッチングすることにより、メイントランスＴｍ１の１次巻線に流れる直流電力の電流がオン・オフされると、トランジスタＱｍがオンの時に流れる電流はメイントランスＴｍ１を励起し、トランジスタＱｍがオフになって電流が流れなくなると、２次巻線から出力される再変換された電流が、ダイオードＤ４を介してコンデンサＣ２を充電する。
【００２８】
コンデンサＣ２に充電されて平滑された２次直流電力は、メインコンバータ４の正負の出力端子４ｐ，４ｎを介して、それに接続された図示しない負荷に出力される。
スイッチング制御回路５は、出力端子４ｐ，４ｎ間の電圧すなわち出力電圧を検出し、予め設定された設定電圧と比較して、出力電圧が高ければスイッチングパルスのオンデューティ比を下げ、出力電圧が低ければスイッチングパルスのオンデューティ比を上げてトランジスタＱｓ，Ｑｍに出力することにより、出力電圧が設定電圧になるように定電圧制御する。
【００２９】
図２は、図１に示したスイッチング電源装置の各部に流れる電流の変化の一例を示す波形図であり、図２の（Ａ）及び（Ｂ）は、サブコンバータ３及びメインコンバータ４にそれぞれダイオードブリッジ２から供給される１次直流電力の電流、図２の（Ｃ）はダイオードブリッジ２に入力する交流電力の電流の波形をそれぞれ示している。なお、図２の（Ａ）乃至（Ｃ）は、それぞれ横軸に時間、縦軸に電流をとり、電流波形を実線、平均電流波形を破線で示しているが、比較のため、電圧波形を２点鎖線で加えている。
【００３０】
サブコンバータ３に入力する１次直流電力の電流は、その一例を図２の（Ａ）に示したように、スイッチングパルスの各周期毎に、スイッチングパルスの幅に応じた幅と、１次直流電力の電圧の瞬時値に比例した波高値とを有する三角波に近い波形のパルスを形成して流れる。
すなわち、サブトランスＴｓがフライバックトランスであるため、その巻線比と入力する１次直流電力の電圧の瞬時値との積が、コンデンサＣ１の端子間電圧より低い場合でも、サブトランスＴｓに電流が流れてコンデンサＣ１を充電するから、導通角は略１８０°まで広くなるという効果がある。
【００３１】
ダイオードブリッジ２からメインコンバータ４に入力する１次直流電力の電流は、その一例を図２の（Ｂ）に示したように、１次直流電力の電圧の瞬時値がコンデンサＣ１の端子間電圧より高い間だけ、スイッチングパルスの各周期毎に、スイッチングパルスの幅に応じた幅と、１次直流電力の電圧の瞬時値に比例した波高値とを有する三角波に近い波形のパルスを形成して流れる。
【００３２】
なお、図２の（Ａ）及び（Ｂ）にそれぞれ破線で示した平均電流波形は、実線で示した電流波形の波高値の包絡線に比例した形状を有しているが、その比率はスイッチング制御回路５が出力するスイッチングパルスのパルス幅すなわちオンデューティ比に応じて変化するから、負荷すなわち２次直流電力の出力電流が大きければ高くなり、小さければ低くなるものである。
【００３３】
図２の（Ｃ）に示したダイオードブリッジ２に入力する交流電流の波形は、その絶対値が図２の（Ａ）及び（Ｂ）にそれぞれ示した平均電流の瞬時値の和である。図２の（Ａ）に示したサブコンバータ３の入力平均電流は、図から明らかなように力率は殆んど１００％であるから、図２の（Ｃ）に示した交流電流も導通角は略１８０°になって力率も極めて高くなり、その電流波型は図９の（Ｂ）に示したコンデンサ入力型とは比較にならないほど、また従来のチョーク入力型に比べても遙かに改善されて、約９０〜９９％の力率が得られる。
【００３４】
図１に示したスイッチング電源装置において、スイッチング制御回路５が出力電圧の変化に応じたパルス幅のスイッチングパルスを、トランジスタＱｓ及びＱｍに同一のパルス幅，周波数で同時又は交互に出力して、それぞれスイッチングさせることにより、パルスを同時に出力する場合は市販の制御用ＩＣを、交互に出力する場合は市販のプッシュプル用の制御用ＩＣを、それぞれスイッチング制御回路５として使用可能であるから、コストアップを抑えることが出来る。
【００３５】
また、トランジスタＱｓ及びＱｍを、互いに独立した周波数のスイッチングパルスでスイッチングさせると、そのスイッチングによるノイズの高調波が複雑に干渉して、極めて広帯域のノイズが発生するが、スイッチング制御回路５が同時又は交互すなわち位相関係が定まっている同一周波数のスイッチングパルスを出力するため、高調波の干渉による広帯域のノイズの発生を防止することが可能になる。
【００３６】
さらに、メインコンバータ４に入力する電流は、コンデンサＣ１の端子間電圧が上昇すればサブコンバータ３からの供給量が増大し、降下すればダイオードブリッジ２からの供給量が増大するから、負荷が変動した場合でも、コンデンサＣ１の端子間電圧が異常に上昇したり降下することはないが、スイッチング制御回路５が出力電流の変動による出力電圧の変化に応じたパルス幅のスイッチングパルスをトランジスタＱｓ及びＱｍに出力する、すなわち同一パルス幅でトランジスタＱｓ及びＱｍをスイッチングさせることにより、コンデンサＣ１の端子間電圧の変動幅をさらに小さく抑えられる等の効果が得られる。
【００３７】
図３は、この発明の第１の実施形態であるスイッチング電源装置の構成の一例を示す回路図であり、図１に示したスイッチング電源装置に、コンデンサＣ１の端子間電圧が予め設定した電圧より高い間はトランジスタＱｓのスイッチングを停止させるスイッチング停止手段を設けたものであって、図１に示したスイッチング電源装置と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３８】
図３に示したスイッチング電源装置が、図１に示したスイッチング電源装置と異なる所は、メインコンバータ６において、メイントランスＴｍ２としてフォーワードトランスを用いたことと、それに伴ってメイントランスＴｍ２の１次巻線にスナバ回路に相当する回路を設け、２次巻線に接続する２次整流平滑回路の構成を変えたことであるが、最も特徴的な変更は、スイッチング停止手段であるスイッチング停止回路１０を設けたことである。
【００３９】
スナバ回路に相当する回路は、メイントランスＴｍ２の１次巻線に直列に接続した補助巻線と、その補助巻線に直列に接続し他端を１次側のグランドラインに接続したダイオードＤ６とにより構成され、トランジスタＱｍがオンからオフに反転した時に１次巻線に発生する逆起電力を吸収するものである。
【００４０】
メイントランスＴｍ２の２次巻線に接続された２次整流平滑回路は、整流用のダイオードＤ４及び転流用のダイオードＤ５と、高周波用のチョークコイルＬ１と、平滑用のコンデンサＣ２とにより構成され、トランジスタＱｍがオンの時にメイントランスＴｍ２の２次巻線に誘起される２次交流電力は、ダイオードＤ４を通ってチョークコイルＬ１を励起すると共に、コンデンサＣ２を充電する。
【００４１】
トランジスタＱｍがオフになると、チョークコイルＬ１に蓄積された磁気エネルギが電気エネルギに再変換され、電流はチョークコイルＬ１からコンデンサＣ２，ダイオードＤ５を流れて、コンデンサＣ２を更に充電する。コンデンサＣ２に充電されて平滑された２次直流電力は、コンデンサＣ２の両端子にそれぞれ接続された正負の出力端子６ｐ，６ｎを介して、図示しない負荷に出力される。
【００４２】
しかしながら、メインコンバータ４（図１）のようにフライバックトランスを用いたものは、トランジスタＱｓ，Ｑｍを同一周波数，同一パルス幅のスイッチングパルスで、同時又は交互にスイッチングさせることにより、コンデンサＣ１の充電電流と放電電流とがバランスするが、図３に示したメインコンバータ６のようにフォーワードトランスを用いると、負荷変動に対するトランジスタＱｍのパルス幅の変化が少なくて済むため、逆にサブコンバータ３においては、軽負荷時にコンデンサＣ１の端子間電圧が異常に上昇するという問題が発生する。
【００４３】
そのために設けたスイッチング停止回路１０は、例えばコンパレータ１１，アンド回路１２と、予め設定した参照電圧Ｖｒｅｆを出力する参照電源１３とにより構成されている。
コンパレータ１１の＋入力端子には参照電源１３が出力する参照電圧Ｖｒｅｆが、−入力端子にはサブコンバータ３のコンデンサＣ１の端子間電圧がそれぞれ入力する。アンド回路１２はコンパレータ１１の出力信号と、スイッチング制御回路５がトランジスタＱｓに出力するスイッチングパルスとをそれぞれ入力し、両者のアンドをとってトランジスタＱｓに出力する。
【００４４】
すなわち、コンパレータ１１はコンデンサＣ１の端子間電圧と参照電圧Ｖｒｅｆとを比較して、参照電圧Ｖｒｅｆより端子間電圧が低い間はハイ、端子間電圧の方が高くなればローの信号をアンド回路１２に出力し、アンド回路１２はコンパレータ１１の出力信号がハイならばスイッチングパルスを通過させ、ローの間は遮断するゲート回路として作用する。
【００４５】
したがって、サブコンバータ３は、そのコンデンサＣ１の端子間電圧が予め設定した参照電圧Ｖｒｅｆより低い間は、トランジスタＱｓがスイッチングしてコンデンサＣ１を充電し、その端子間電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを超えると、スイッチング停止回路１０がスイッチングパルスを遮断するため、トランジスタＱｓのスイッチングが停止し、コンデンサＣ１は放電のみとなって端子間電圧が降下するから、端子間電圧の異常な上昇を防止することが出来る。
【００４６】
しかしながら、スイッチング制御回路５が出力するスイッチングパルスの周波数自体は数百ＫＨｚの高周波であるから、可聴周波域を遥かに超えているが、コンデンサＣ１の端子間電圧が参照電圧Ｖｒｅｆから僅か上下する度にアンド回路１２によるゲートがオン・オフを繰返して、その周波数が可聴周波域内に入るとノイズ音として聞こえるようになり、特に人間の聴覚感度が高くなる１ＫＨｚ近傍ではオペレータに不快感を与える恐れが出てくる。
【００４７】
図４はこの発明の第２の実施形態として、このようなノイズによる不快感を与えないためのスイッチング電源装置の構成の一例を示す回路図であり、図３に示したスイッチング電源装置と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
図４に示したスイッチング停止回路１０ａが、スイッチング停止回路１０（図３）と異なる所は、通常のコンパレータ１１に代えてヒステリシス特性を有するコンパレータ１４を用いたことである。
【００４８】
図５は、図４に示したスイッチング電源装置の各部の電圧，電流の変化の一例を示す波形図であり、図５の（Ａ）はコンデンサＣ１の端子間電圧、同図の（Ｂ）はコンパレータ１４の出力電圧、同図の（Ｃ）はサブコンバータ３に入力する１次直流電力の電流の各波形をそれぞれ示している。
【００４９】
ヒステリシス特性を有するコンパレータ１４には、参照電圧Ｖｒｅｆを挟んでそれより高いＶｒ１と、Ｖｒｅｆより低いＶｒ２の２つの閾値がある。コンデンサＣ１の端子間電圧が高い方の閾値Ｖｒ１を超えると、コンパレータ１４の出力信号はローになり、端子間電圧が低い方の閾値Ｖｒ２より降下すれば、出力信号はハイに反転し、端子間電圧が閾値Ｖｒ１とＶｒ２との間にある時は、それ以前の出力信号のレベルを保持している。
【００５０】
すなわち、図５の（Ａ）に示したように、コンデンサＣ１の端子間電圧が上昇して閾値Ｖｒ１を超えると、同図の（Ｂ）に示したように、コンパレータ１４の出力信号がローになるから、スイッチングパルスが遮断されてトランジスタＱｓのスイッチングが停止する。したがって、図５の（Ｃ）に示したように、サブコンバータ３の入力電流がゼロになるから、コンデンサＣ１は放電一方になって端子間電圧が降下する。
【００５１】
コンデンサＣ１の端子間電圧が閾値Ｖｒ２より降下すると、コンパレータ１４の出力信号がハイに反転するから、アンド回路１２のゲートが開いてスイッチングパルスが通過し、トランジスタＱｓは再びスイッチングを再開する。したがって、サブコンバータ３に電流が入力して、コンデンサＣ１の端子間電圧は上昇に転ずる。
【００５２】
この場合に、アンド回路１２によるゲートのオン・オフの周波数は、２個の閾値Ｖｒ１とＶｒ２の差を大きくするほど、低い方にシフトする。したがって、スイッチング停止回路１０によるゲートのオン・オフの周波数が１ｋＨｚ近傍にあって、そのサウンドレベルが不快感を与えるような時には、コンパレータ１１をコンパレータ１４に代えて、２個の閾値の差を設定することにより、サウンドレベルを変えないでも不快感を与えない周波数まで下げることが出来る。
【００５３】
図６はこの発明の第３の実施形態として、ゲートのオン・オフの周波数をさらに下げたスイッチング電源装置の構成の一例を示す回路図であり、図３又は図４に示したスイッチング電源装置と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
また、図７は、図６に示したスイッチング電源装置の各部の電圧の変化の一例を示す波形図である。
【００５４】
図６に示したスイッチング電源装置のスイッチング停止回路１０ｂは、図３に示したスイッチング電源装置のスイッチング停止回路１０に、交流電源１から入力する交流電力の電圧の零クロス検出回路１６を設け、該検出回路１６の出力信号をクロックとするＤ−ＦＦ（フリップフロップ回路）１７を、コンパレータ１１とアンド回路１２との間に介挿したものである。
【００５５】
零クロス検出回路１６は、図７の（Ａ）に示した入力交流電圧を検出して、電圧がゼロになって極性が反転する毎に、同図の（Ｂ）に示したように、零クロス信号をＤ−ＦＦ１７のＣＬＫ（クロック）端子に出力する。一方、Ｄ−ＦＦ１７のＤ端子には、コンパレータ１１の出力信号すなわち常時ハイであって、コンデンサＣ１の端子間電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを超えている間だけローになる信号が入力している。
【００５６】
Ｄ−ＦＦ１７は、ＣＬＫ端子に入力する零クロス信号の立上りで、図７の（Ｃ）に示したコンパレータ１１の出力信号のレベルをラッチし、同図の（Ｄ）に示したような信号をＱ端子からアンド回路１２に出力して、スイッチング制御回路５からトランジスタＱｓに出力されているスイッチングパルスのゲートを開閉させる。
【００５７】
したがって、スイッチング停止回路１０ｂは、入力交流電圧の零クロス時点でコンデンサＣ１の端子間電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを超えていれば、次の零クロス信号が入力するまでの間、スイッチングパルスのゲートを閉じてトランジスタＱｓのスイッチングを停止させる。
【００５８】
軽負荷時にコンデンサＣ１の放電量より充電量（いずれも電流の時間積分値）が上回っているために、コンデンサＣ１の端子間電圧が上昇傾向にあったとしても、充電量が放電量の２倍未満であれば、ゲートを閉じてから次の零クロス信号が入力するまでの間に、コンデンサＣ１の端子間電圧は参照電圧Ｖｒｅｆより低くなるから、次の零クロス信号が入力した時には再びゲートが開いて、トランジスタＱｓのスイッチングが再開される。
【００５９】
したがって、ブロッキング発振が発生しても、その周波数は交流電源の周波数と同期した５０Ｈｚ又は６０Ｈｚになり、サウンドノイズとしては感じられなくなる。もし、充電量が放電量の２倍を超えていれば、零クロス信号の周期（交流電源の半周期）をＴとして、アンド回路１２のゲート開が１Ｔあった後に、ゲート閉が２Ｔ又は３Ｔと続くことになるから、充電量／放電量の比が大きくなるほど、ブロッキング発振の周波数は交流電源周波数の２／３，１／２，２／５・・・と低くなってゆくから、サウンドノイズとしてはより感じ難い方向にシフトすることになる。
【００６０】
以上、図３，図４及び図６にそれぞれ示したメイントランスＴｍ２にフォーワードトランスを用いたスイッチング電源装置も、図１に示したメイントランスＴｍ１にフライバックトランスを用いたスイッチング電源装置と同様に、力率としては約９０〜９９％の高い力率が得られる。
【００６１】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によるスイッチング電源装置は、大型重量化，高価格化することなく、簡単な構成で入力電流の導通角を広げてピーク電流を抑え、力率を改善することが出来る。
また、サブコンバータのコンデンサの端子間電圧の異常上昇を防止することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の基礎となるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示したスイッチング電源装置の各部に流れる電流の変化の一例を示す波形図である。
【図３】この発明の第１の実施形態であるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図４】この発明の第２の実施形態であるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図５】図４に示したスイッチング電源装置の各部の電圧，電流の変化の一例を示す波形図である。
【図６】この発明の第３の実施形態であるスイッチング電源装置の構成のさらに他の一例を示す回路図である。
【図７】図６に示したスイッチング電源装置の各部の電圧の変化の一例を示す波形図である。
【図８】コンデンサ入力型平滑回路を用いたスイッチング電源装置の従来例の構成を示す回路図である。
【図９】図８に示したスイッチング電源装置の各部の電圧，電流の変化の一例を示す波形図である。
【図１０】チョーク入力型平滑回路を用いたスイッチング電源装置の従来例の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１：交流電源
２：ダイオードブリッジ（全波整流回路）
３：サブコンバータ ４，６：メインコンバータ
５：スイッチング制御回路（スイッチング制御手段）
１０，１０ａ，１０ｂ：スイッチング停止回路（スイッチング停止手段）
１４：コンパレータ（ブロッキング周波数をシフトさせる手段）
Ｃ１：（サブコンバータの）コンデンサ
Ｄ２，Ｄ３：（逆流防止用の）ダイオード
Ｑｍ：トランジスタ（メインスイッチング素子）
Ｑｓ：トランジスタ（サブスイッチング素子）
Ｔｍ１，Ｔｍ２：メイントランス
Ｔｓ：サブトランス

Claims (2)

1. 交流電源から入力する交流電力を全波整流回路によって変換した１次直流電力を、メインコンバータのスイッチングにより２次直流電力に変換して出力するスイッチング電源装置において、
   前記全波整流回路が出力する１次直流電力の一部をフライバックトランスからなるサブトランスの１次巻線とサブスイッチング素子との直列回路に入力し、前記サブスイッチング素子のスイッチングによって前記サブトランスの２次巻線に誘起される交流電力を整流してコンデンサに蓄積するサブコンバータを設け、
   該サブコンバータのコンデンサに蓄積された直流電力と前記全波整流回路が出力する１次直流電力とをそれぞれ逆流防止用のダイオードを介して合成した直流電力を、前記メインコンバータのメイントランスの１次巻線とメインスイッチング素子との直列回路に入力させると共に、
   前記メインコンバータのメインスイッチング素子と前記サブコンバータのサブスイッチング素子とを、同一のパルス幅，周波数で同時又は交互にスイッチングさせるスイッチング制御手段と、
   前記サブコンバータのコンデンサの端子間電圧を検出して、該端子間電圧が予め設定した電圧より高い間は前記サブスイッチング素子のスイッチングを停止させるスイッチング停止手段とを設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 請求項１記載のスイッチング電源装置において、
   前記スイッチング停止手段により前記サブスイッチング素子のスイッチングとその停止とが繰り返えされるブロッキング発振が発生した時に、そのブロッキング周波数をシフトさせる手段を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。

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