JPH08168256A - 交流−直流変換回路 - Google Patents
交流−直流変換回路Info
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- JPH08168256A JPH08168256A JP30742294A JP30742294A JPH08168256A JP H08168256 A JPH08168256 A JP H08168256A JP 30742294 A JP30742294 A JP 30742294A JP 30742294 A JP30742294 A JP 30742294A JP H08168256 A JPH08168256 A JP H08168256A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高調波電流を十分に抑制でき、負荷側にスパ
イク状の過電圧が発生せず、しかも小型・軽量化できる
交流−直流変換回路を提供する。 【構成】 交流電源側に接続され交流電圧を整流して直
流電圧Ｖ１を負荷側へ出力する整流回路１の出力端子間
に、直流電圧Ｖ１のピーク期間にオフとなり他の期間に
オンとなるスイッチ４と、インダクタ３と、平滑コンデ
ンサ２の直列回路を接続する。スイッチ４およびインダ
クタ３の直列回路と並列に、平滑コンデンサ２からの放
電電流を負荷側に流すダイオード５を接続する。インダ
クタ３および平滑コンデンサ２の直列回路と並列に、イ
ンダクタ３に蓄積された電磁エネルギーをスイッチ４の
オフ期間に平滑コンデンサ２に移行させるダイオード６
を接続する。 【効果】 ＩＥＣ１０００−３−２に基づいたガイドラ
インのクラスＡの規定に好適に対応可能となる。
イク状の過電圧が発生せず、しかも小型・軽量化できる
交流−直流変換回路を提供する。 【構成】 交流電源側に接続され交流電圧を整流して直
流電圧Ｖ１を負荷側へ出力する整流回路１の出力端子間
に、直流電圧Ｖ１のピーク期間にオフとなり他の期間に
オンとなるスイッチ４と、インダクタ３と、平滑コンデ
ンサ２の直列回路を接続する。スイッチ４およびインダ
クタ３の直列回路と並列に、平滑コンデンサ２からの放
電電流を負荷側に流すダイオード５を接続する。インダ
クタ３および平滑コンデンサ２の直列回路と並列に、イ
ンダクタ３に蓄積された電磁エネルギーをスイッチ４の
オフ期間に平滑コンデンサ２に移行させるダイオード６
を接続する。 【効果】 ＩＥＣ１０００−３−２に基づいたガイドラ
インのクラスＡの規定に好適に対応可能となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流−直流変換回路に
関し、さらに詳しくは、高調波電流を十分に抑制でき、
負荷側にスパイク状の過電圧が発生せず、しかも小型・
軽量化できる交流−直流変換回路に関する。
関し、さらに詳しくは、高調波電流を十分に抑制でき、
負荷側にスパイク状の過電圧が発生せず、しかも小型・
軽量化できる交流−直流変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の交流−直流変換回路の一
例を示す回路図である。この交流−直流変換回路５００
は、交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）側に接続され
交流電圧を整流して直流電圧を負荷側へ出力する整流回
路１と、その整流回路１から出力される直流電圧を平滑
する平滑コンデンサ２とを具備している。なお、上記の
交流−直流変換回路５００は、一般にコンデンサインプ
ット型整流回路と呼ばれる。
例を示す回路図である。この交流−直流変換回路５００
は、交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）側に接続され
交流電圧を整流して直流電圧を負荷側へ出力する整流回
路１と、その整流回路１から出力される直流電圧を平滑
する平滑コンデンサ２とを具備している。なお、上記の
交流−直流変換回路５００は、一般にコンデンサインプ
ット型整流回路と呼ばれる。
【０００３】図４は、従来の交流−直流変換回路の別の
一例を示す回路図である。この交流−直流変換回路６０
０は、交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）側に接続さ
れ交流電圧を整流して直流電圧を負荷側へ出力する整流
回路１と、平滑コンデンサ２と、インダクタ３とを具備
している。前記インダクタ３は、平滑コンデンサ２への
充電電流の波形を滑らかにする働きがあるので、充電電
流のピーク値を低下させて、前記整流回路１の導通幅を
広げることができる。この結果、高調波電流を低減で
き、例えばＩＥＣ（Ｉnternational Ｅlectrotechnical
Ｃommission；国際電気標準会議）１０００−３−２に
基づいたガイドラインのクラスＤの規定に対応可能とな
る。なお、上記の交流−直流変換回路６００は、一般に
チョークインプット型整流回路と呼ばれる。
一例を示す回路図である。この交流−直流変換回路６０
０は、交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）側に接続さ
れ交流電圧を整流して直流電圧を負荷側へ出力する整流
回路１と、平滑コンデンサ２と、インダクタ３とを具備
している。前記インダクタ３は、平滑コンデンサ２への
充電電流の波形を滑らかにする働きがあるので、充電電
流のピーク値を低下させて、前記整流回路１の導通幅を
広げることができる。この結果、高調波電流を低減で
き、例えばＩＥＣ（Ｉnternational Ｅlectrotechnical
Ｃommission；国際電気標準会議）１０００−３−２に
基づいたガイドラインのクラスＤの規定に対応可能とな
る。なお、上記の交流−直流変換回路６００は、一般に
チョークインプット型整流回路と呼ばれる。
【０００４】図５は、従来の交流−直流変換回路のさら
に別の一例の回路図である。この交流−直流変換回路７
００は、交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に接続さ
れ交流電圧を整流して直流電圧を負荷側へ出力する整流
回路１と、平滑コンデンサ２と、前記整流回路１と前記
平滑コンデンサ２の間に介設されて前記整流回路１から
出力される直流電圧のピーク期間にオフとなり他の期間
にオンとなるスイッチ４と、そのスイッチ４と並列に接
続され前記平滑コンデンサ２からの放電電流を負荷側へ
流すダイオード５とを具備している。前記スイッチ４の
働きにより前記平滑コンデンサ２への充電電流が制御さ
れるので、上記の交流−直流変換回路５００（図３参
照）よりも力率を改善し、高調波電流もある程度は抑制
できる。なお、上記の交流−直流変換回路７００の基本
構成は、特公昭６０−４６６３７号公報に開示されてい
る。
に別の一例の回路図である。この交流−直流変換回路７
００は、交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に接続さ
れ交流電圧を整流して直流電圧を負荷側へ出力する整流
回路１と、平滑コンデンサ２と、前記整流回路１と前記
平滑コンデンサ２の間に介設されて前記整流回路１から
出力される直流電圧のピーク期間にオフとなり他の期間
にオンとなるスイッチ４と、そのスイッチ４と並列に接
続され前記平滑コンデンサ２からの放電電流を負荷側へ
流すダイオード５とを具備している。前記スイッチ４の
働きにより前記平滑コンデンサ２への充電電流が制御さ
れるので、上記の交流−直流変換回路５００（図３参
照）よりも力率を改善し、高調波電流もある程度は抑制
できる。なお、上記の交流−直流変換回路７００の基本
構成は、特公昭６０−４６６３７号公報に開示されてい
る。
【０００５】図６は、従来の交流−直流変換回路のさら
にまた別の一例を示す回路図である。この交流−直流変
換回路８００は、交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）
に接続され交流電圧を整流して直流電圧を負荷側へ出力
する整流回路１と、平滑コンデンサ２と、インダクタ３
と、そのインダクタ３と平滑コンデンサ２の間に介設さ
れて前記整流回路１から出力される直流電圧のピーク期
間にオフとなり他の期間にオンとなるスイッチ４と、そ
のスイッチ４と並列に接続され前記平滑コンデンサ２か
らの放電電流を負荷側へ流すダイオード５とを具備して
いる。前記インダクタ３の働きにより、前記平滑コンデ
ンサ２へ流れる充電電流の波形を滑らかにすることがで
きるので、上記の交流−直流変換回路７００（図５参
照）よりもさらに力率を改善して、高調波電流をいっそ
う抑制できる。
にまた別の一例を示す回路図である。この交流−直流変
換回路８００は、交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）
に接続され交流電圧を整流して直流電圧を負荷側へ出力
する整流回路１と、平滑コンデンサ２と、インダクタ３
と、そのインダクタ３と平滑コンデンサ２の間に介設さ
れて前記整流回路１から出力される直流電圧のピーク期
間にオフとなり他の期間にオンとなるスイッチ４と、そ
のスイッチ４と並列に接続され前記平滑コンデンサ２か
らの放電電流を負荷側へ流すダイオード５とを具備して
いる。前記インダクタ３の働きにより、前記平滑コンデ
ンサ２へ流れる充電電流の波形を滑らかにすることがで
きるので、上記の交流−直流変換回路７００（図５参
照）よりもさらに力率を改善して、高調波電流をいっそ
う抑制できる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の交流−直流
変換回路５００（図３参照）では、整流回路１の出力端
子間に平滑コンデンサ２を接続するという簡易な回路構
成なので、コストメリットが大きい利点がある。ところ
が、交流電圧のピーク時のみに、整流回路１から平滑コ
ンデンサ２に大きな充電電流が流れるため、力率が悪
く、大きな高調波電流が流れる問題点がある。したがっ
て、ＩＥＣ１０００−３−２に基づいたガイドラインの
クラスＤの規定に対応することが困難である。
変換回路５００（図３参照）では、整流回路１の出力端
子間に平滑コンデンサ２を接続するという簡易な回路構
成なので、コストメリットが大きい利点がある。ところ
が、交流電圧のピーク時のみに、整流回路１から平滑コ
ンデンサ２に大きな充電電流が流れるため、力率が悪
く、大きな高調波電流が流れる問題点がある。したがっ
て、ＩＥＣ１０００−３−２に基づいたガイドラインの
クラスＤの規定に対応することが困難である。
【０００７】上記従来の交流−直流変換回路６００（図
４参照）では、高周波電流を抑制することができるの
で、先に説明したように、ＩＥＣ１０００−３−２に基
づいたガイドラインのクラスＤの規定に対応可能であ
る。ところが、高周波電流を十分に抑制するためには、
大きなインダクタンスを持つインダクタ３を用いる必要
があるため、体積や重量が増大する問題点がある。例え
ば、出力が１００Ｗの場合には、インダクタ３のインダ
クタンスを２０ｍＨ程度にしなければならないので、体
積は８０立方センチメートル，重量は２００ｇ程度にも
なってしまう。
４参照）では、高周波電流を抑制することができるの
で、先に説明したように、ＩＥＣ１０００−３−２に基
づいたガイドラインのクラスＤの規定に対応可能であ
る。ところが、高周波電流を十分に抑制するためには、
大きなインダクタンスを持つインダクタ３を用いる必要
があるため、体積や重量が増大する問題点がある。例え
ば、出力が１００Ｗの場合には、インダクタ３のインダ
クタンスを２０ｍＨ程度にしなければならないので、体
積は８０立方センチメートル，重量は２００ｇ程度にも
なってしまう。
【０００８】上記従来の交流−直流変換回路７００（図
５参照）では、先に説明したように、スイッチ４の働き
により上記従来の交流−直流変換回路５００（図３参
照）よりも力率を改善し、高調波電流もある程度は抑制
することができる利点はある。ところが、スイッチ４が
オンした時の平滑コンデンサ２への充電電流のピーク値
が大きいため、ＩＥＣ１０００−３−２のガイドライン
に基づくクラスＡの電流波形の条件を満足させることが
容易でない問題点がある。また、高調波電流の抑制能力
も必ずしも十分でないので、高周波電流の強度を前記ク
ラスＡの上限以下とすることも困難である問題点があ
る。
５参照）では、先に説明したように、スイッチ４の働き
により上記従来の交流−直流変換回路５００（図３参
照）よりも力率を改善し、高調波電流もある程度は抑制
することができる利点はある。ところが、スイッチ４が
オンした時の平滑コンデンサ２への充電電流のピーク値
が大きいため、ＩＥＣ１０００−３−２のガイドライン
に基づくクラスＡの電流波形の条件を満足させることが
容易でない問題点がある。また、高調波電流の抑制能力
も必ずしも十分でないので、高周波電流の強度を前記ク
ラスＡの上限以下とすることも困難である問題点があ
る。
【０００９】上記従来の交流−直流変換回路８００（図
６参照）では、先に説明したように、インダクタ３の働
きにより、平滑コンデンサ２へ流れる充電電流の波形を
滑らかにすることができるので、力率をさらに改善し、
高調波電流をいっそう抑制できる利点はある（したがっ
て、ＩＥＣ１０００−３−２のガイドラインに基づくク
ラスＡが規定する電流波形や高調波電流強度の条件を満
足できる）。ところが、スイッチ４がオフした時に、イ
ンダクタ３の電流が急速に遮断されるので、負荷側にス
パイク状の過電圧が発生する問題点がある。
６参照）では、先に説明したように、インダクタ３の働
きにより、平滑コンデンサ２へ流れる充電電流の波形を
滑らかにすることができるので、力率をさらに改善し、
高調波電流をいっそう抑制できる利点はある（したがっ
て、ＩＥＣ１０００−３−２のガイドラインに基づくク
ラスＡが規定する電流波形や高調波電流強度の条件を満
足できる）。ところが、スイッチ４がオフした時に、イ
ンダクタ３の電流が急速に遮断されるので、負荷側にス
パイク状の過電圧が発生する問題点がある。
【００１０】そこで、本発明の目的は、高調波電流を十
分に抑制でき、負荷側にスパイク状の過電圧が発生せ
ず、しかも小型・軽量化できる交流−直流変換回路を提
供することにある。
分に抑制でき、負荷側にスパイク状の過電圧が発生せ
ず、しかも小型・軽量化できる交流−直流変換回路を提
供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明の交流−直流変
換回路（１００）は、交流電圧を整流して直流電圧を負
荷側へ出力する整流回路（１）の出力端子間に前記直流
電圧のピーク期間にオフとなり他の期間にオンとなるス
イッチ（４）と，インダクタ（３）と，平滑コンデンサ
（２）の直列回路を接続し、前記スイッチ（４）および
前記インダクタ（３）の直列回路と並列に前記平滑コン
デンサ（２）からの放電電流を負荷側に流す第１のダイ
オード（５）を接続し、前記インダクタ（３）および前
記平滑コンデンサ（２）の直列回路と並列に前記インダ
クタ（３）に蓄積された電磁エネルギーを前記スイッチ
（４）のオフ期間に前記平滑コンデンサ（２）へ移行さ
せる第２のダイオード（６）を接続してなることを構成
上の特徴とするものである。
換回路（１００）は、交流電圧を整流して直流電圧を負
荷側へ出力する整流回路（１）の出力端子間に前記直流
電圧のピーク期間にオフとなり他の期間にオンとなるス
イッチ（４）と，インダクタ（３）と，平滑コンデンサ
（２）の直列回路を接続し、前記スイッチ（４）および
前記インダクタ（３）の直列回路と並列に前記平滑コン
デンサ（２）からの放電電流を負荷側に流す第１のダイ
オード（５）を接続し、前記インダクタ（３）および前
記平滑コンデンサ（２）の直列回路と並列に前記インダ
クタ（３）に蓄積された電磁エネルギーを前記スイッチ
（４）のオフ期間に前記平滑コンデンサ（２）へ移行さ
せる第２のダイオード（６）を接続してなることを構成
上の特徴とするものである。
【００１２】
【作用】本発明の交流−直流変換回路（１００）では、
整流回路（１）から出力された直流電圧のピーク期間に
オフとなり他の期間にオンとなるスイッチ（４）により
平滑コンデンサ（２）への充電電流を制御するので、前
記ピーク期間には平滑コンデンサ（２）への充電電流を
遮断することができる。したがって、力率を改善し、高
調波電流を抑制することが出来る。また、インダクタ
（３）は平滑コンデンサ（２）への充電電流の波形を滑
らかにする働きがあるので、充電電流のピーク値を低下
させて、整流回路（１）の導通幅を広げることができる
（平滑コンデンサ（２）からの放電電流は第１のダイオ
ード（５）を通じて負荷側に流される）。なお、インダ
クタ（３）のインダクタンスは、上記従来の交流−直流
変換回路６００（図４参照）すなわちチョークインプッ
ト型整流回路の場合よりもずっと小さくてよい。さら
に、スイッチ（４）のオフ期間には、第２のダイオード
（６）により、インダクタ（３）に蓄積された電磁エネ
ルギーを平滑コンデンサ（２）に移行させるので、負荷
側にスパイク状の過電圧が発生することを防止できる。
このため、高調波電流を十分に抑制し、負荷側にスパイ
ク状の過電圧が発生することを防止し、しかも小型・軽
量化することが出来る。
整流回路（１）から出力された直流電圧のピーク期間に
オフとなり他の期間にオンとなるスイッチ（４）により
平滑コンデンサ（２）への充電電流を制御するので、前
記ピーク期間には平滑コンデンサ（２）への充電電流を
遮断することができる。したがって、力率を改善し、高
調波電流を抑制することが出来る。また、インダクタ
（３）は平滑コンデンサ（２）への充電電流の波形を滑
らかにする働きがあるので、充電電流のピーク値を低下
させて、整流回路（１）の導通幅を広げることができる
（平滑コンデンサ（２）からの放電電流は第１のダイオ
ード（５）を通じて負荷側に流される）。なお、インダ
クタ（３）のインダクタンスは、上記従来の交流−直流
変換回路６００（図４参照）すなわちチョークインプッ
ト型整流回路の場合よりもずっと小さくてよい。さら
に、スイッチ（４）のオフ期間には、第２のダイオード
（６）により、インダクタ（３）に蓄積された電磁エネ
ルギーを平滑コンデンサ（２）に移行させるので、負荷
側にスパイク状の過電圧が発生することを防止できる。
このため、高調波電流を十分に抑制し、負荷側にスパイ
ク状の過電圧が発生することを防止し、しかも小型・軽
量化することが出来る。
【００１３】
【実施例】以下、図に示す実施例により本発明をさらに
詳細に説明する。なお、これにより本発明が限定される
ものではない。
詳細に説明する。なお、これにより本発明が限定される
ものではない。
【００１４】図１は、本発明の一実施例の交流−直流変
換回路を示す回路図である。この交流−直流変換回路１
００において、交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）側
に接続され交流電圧を整流して直流電圧Ｖ１を負荷側へ
出力する整流回路１の出力端子間には、前記直流電圧Ｖ
１のピーク期間にオフとなり他の期間にオンとなるスイ
ッチ４と、インダクタ３と、平滑コンデンサ２の直列回
路を接続してなる。前記インダクタ３のインダクタンス
は、上記従来の交流−直流変換回路６００（図４参照）
すなわちチョークインプット型整流回路の場合よりもず
っと小さくてよい（例えば１／１０程度でよい）。数値
例を示せば、出力が１００Ｗの場合、インダクタンスは
２ｍＨ程度でよい。また、前記スイッチ４および前記イ
ンダクタ３の直列回路と並列に、前記平滑コンデンサ２
からの放電電流を負荷側に流すダイオード５を接続して
なる。さらに、前記インダクタ３および前記平滑コンデ
ンサ２の直列回路と並列に、前記インダクタ３に蓄積さ
れた電磁エネルギーを前記スイッチ４のオフ期間に前記
平滑コンデンサ２に移行させるダイオード６を接続して
なる。
換回路を示す回路図である。この交流−直流変換回路１
００において、交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）側
に接続され交流電圧を整流して直流電圧Ｖ１を負荷側へ
出力する整流回路１の出力端子間には、前記直流電圧Ｖ
１のピーク期間にオフとなり他の期間にオンとなるスイ
ッチ４と、インダクタ３と、平滑コンデンサ２の直列回
路を接続してなる。前記インダクタ３のインダクタンス
は、上記従来の交流−直流変換回路６００（図４参照）
すなわちチョークインプット型整流回路の場合よりもず
っと小さくてよい（例えば１／１０程度でよい）。数値
例を示せば、出力が１００Ｗの場合、インダクタンスは
２ｍＨ程度でよい。また、前記スイッチ４および前記イ
ンダクタ３の直列回路と並列に、前記平滑コンデンサ２
からの放電電流を負荷側に流すダイオード５を接続して
なる。さらに、前記インダクタ３および前記平滑コンデ
ンサ２の直列回路と並列に、前記インダクタ３に蓄積さ
れた電磁エネルギーを前記スイッチ４のオフ期間に前記
平滑コンデンサ２に移行させるダイオード６を接続して
なる。
【００１５】次に、この交流−直流変換回路１００の動
作について説明する。図２に、各部の動作波形を示す。
図中、Ｖｓはスイッチ４の駆動電圧（ハイレベルでオ
ン，ローレベルでオフ）、ｉ１は整流回路１の出力電
流、ｉ４はスイッチ４の電流、ｉ３はインダクタ３の電
流、ｉ５はダイオード５の電流、ｉ２は平滑コンデンサ
２の充放電電流、ｉ６はダイオード６の電流である。
作について説明する。図２に、各部の動作波形を示す。
図中、Ｖｓはスイッチ４の駆動電圧（ハイレベルでオ
ン，ローレベルでオフ）、ｉ１は整流回路１の出力電
流、ｉ４はスイッチ４の電流、ｉ３はインダクタ３の電
流、ｉ５はダイオード５の電流、ｉ２は平滑コンデンサ
２の充放電電流、ｉ６はダイオード６の電流である。
【００１６】図２の（ａ）に示すように、時刻ｔ０〜ｔ
２の期間は、整流回路１の出力電圧Ｖ１が上昇する。こ
の期間は、スイッチ４がオンしているので、時刻ｔ１
（ｔ０＜ｔ１＜ｔ２）で、前記出力電圧Ｖ１が平滑コン
デンサ２の端子間電圧を超えると、図２の（ｇ）に示す
ように、インダクタ３を通じて、平滑コンデンサ２に充
電電流ｉ２が流れる。この期間は、整流回路１の出力電
流ｉ１は、充電電流ｉ２と負荷電流ｉｏの和となる。
２の期間は、整流回路１の出力電圧Ｖ１が上昇する。こ
の期間は、スイッチ４がオンしているので、時刻ｔ１
（ｔ０＜ｔ１＜ｔ２）で、前記出力電圧Ｖ１が平滑コン
デンサ２の端子間電圧を超えると、図２の（ｇ）に示す
ように、インダクタ３を通じて、平滑コンデンサ２に充
電電流ｉ２が流れる。この期間は、整流回路１の出力電
流ｉ１は、充電電流ｉ２と負荷電流ｉｏの和となる。
【００１７】図２の（ａ）に示すように、時刻ｔ２〜ｔ
３の期間は整流回路１の出力電圧Ｖ１のピーク期間であ
るので、スイッチ４はオフする（スイッチ４の電流ｉ４
は“０”となる）。すると、図２の（ｈ）に示すよう
に、ダイオード６に電流ｉ６が流れ、インダクタ３に蓄
積された電磁エネルギーが平滑コンデンサ２に移行する
ので、負荷側にスパイク状の過電圧が発生することが防
止される。なお、この期間は、整流回路１の出力電流ｉ
１は、負荷電流ｉｏに等しい。
３の期間は整流回路１の出力電圧Ｖ１のピーク期間であ
るので、スイッチ４はオフする（スイッチ４の電流ｉ４
は“０”となる）。すると、図２の（ｈ）に示すよう
に、ダイオード６に電流ｉ６が流れ、インダクタ３に蓄
積された電磁エネルギーが平滑コンデンサ２に移行する
ので、負荷側にスパイク状の過電圧が発生することが防
止される。なお、この期間は、整流回路１の出力電流ｉ
１は、負荷電流ｉｏに等しい。
【００１８】図２の（ｂ）に示すように、時刻ｔ３でス
イッチ４が再びオンすると、ダイオード６は逆バイアス
されるので、ダイオード６の電流ｉ６は“０”となる。
また、図２の（ｇ）に示すように、インダクタ３を通じ
て、平滑コンデンサ２に再び充電電流ｉ２が流れ始め
る。
イッチ４が再びオンすると、ダイオード６は逆バイアス
されるので、ダイオード６の電流ｉ６は“０”となる。
また、図２の（ｇ）に示すように、インダクタ３を通じ
て、平滑コンデンサ２に再び充電電流ｉ２が流れ始め
る。
【００１９】図２の（ａ）に示すように、時刻ｔ３〜ｔ
５の期間は、整流回路１の出力電圧が下降する。したが
って、時刻ｔ４（ｔ３＜ｔ４＜ｔ５）で、前記出力電圧
Ｖ１が平滑コンデンサ２の端子間電圧よりも低くなる
と、図２の（ｇ）に示すように、平滑コンデンサ２から
の放電電流ｉ２は、図２の（ｆ）に示すように、ダイオ
ード５の電流ｉ５となり、負荷側に流される。時刻ｔ５
では、各部の動作波形は上記時刻ｔ０の状態と同じとな
るので、これ以降は、上記時刻ｔ０以降の動作を繰り返
す。
５の期間は、整流回路１の出力電圧が下降する。したが
って、時刻ｔ４（ｔ３＜ｔ４＜ｔ５）で、前記出力電圧
Ｖ１が平滑コンデンサ２の端子間電圧よりも低くなる
と、図２の（ｇ）に示すように、平滑コンデンサ２から
の放電電流ｉ２は、図２の（ｆ）に示すように、ダイオ
ード５の電流ｉ５となり、負荷側に流される。時刻ｔ５
では、各部の動作波形は上記時刻ｔ０の状態と同じとな
るので、これ以降は、上記時刻ｔ０以降の動作を繰り返
す。
【００２０】
【発明の効果】本発明の交流−直流変換回路によれば、
比較的簡単な回路構成にして、インダクタのインダクタ
ンスを小さくしても、力率改善効果および高周波電流抑
制効果を十分に確保できるようになり、しかも負荷側に
スパイク状の過電圧が発生することを防止できる。この
結果、ＩＥＣ１０００−３−２に基づいたガイドライン
のクラスＡの規定（電流波形および高周波電流強度の条
件）に好適に対応可能となる。
比較的簡単な回路構成にして、インダクタのインダクタ
ンスを小さくしても、力率改善効果および高周波電流抑
制効果を十分に確保できるようになり、しかも負荷側に
スパイク状の過電圧が発生することを防止できる。この
結果、ＩＥＣ１０００−３−２に基づいたガイドライン
のクラスＡの規定（電流波形および高周波電流強度の条
件）に好適に対応可能となる。
【図１】本発明の一実施例の交流−直流変換回路を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】図１の交流−直流変換回路の各部の動作波形図
である。
である。
【図３】従来の交流−直流変換回路の一例を示す回路図
である。
である。
【図４】従来の交流−直流変換回路の別の一例を示す回
路図である。
路図である。
【図５】従来の交流−直流変換回路のさらに別の一例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図６】従来の交流−直流変換回路のさらにまた別の一
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
１００ 交流−直流変換回路 １ 整流回路 ２ 平滑コンデンサ ３ インダクタ ４ スイッチ ５，６ ダイオード
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電圧を整流して直流電圧を負荷側へ
出力する整流回路（１）の出力端子間に前記直流電圧の
ピーク期間にオフとなり他の期間にオンとなるスイッチ
（４）と，インダクタ（３）と，平滑コンデンサ（２）
の直列回路を接続し、前記スイッチ（４）および前記イ
ンダクタ（３）の直列回路と並列に前記平滑コンデンサ
（２）からの放電電流を負荷側に流す第１のダイオード
（５）を接続し、前記インダクタ（３）および前記平滑
コンデンサ（２）の直列回路と並列に前記インダクタ
（３）に蓄積された電磁エネルギーを前記スイッチ
（４）のオフ期間に前記平滑コンデンサ（２）へ移行さ
せる第２のダイオード（６）を接続してなることを特徴
とする交流−直流変換回路（１００）。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30742294A JPH08168256A (ja) | 1994-12-12 | 1994-12-12 | 交流−直流変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30742294A JPH08168256A (ja) | 1994-12-12 | 1994-12-12 | 交流−直流変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08168256A true JPH08168256A (ja) | 1996-06-25 |
Family
ID=17968875
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30742294A Pending JPH08168256A (ja) | 1994-12-12 | 1994-12-12 | 交流−直流変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08168256A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1317053A1 (de) * | 2001-10-30 | 2003-06-04 | aixcon Elektrotechnik GmbH | Überspannungskompensator |
| KR100469072B1 (ko) * | 1996-09-30 | 2005-04-20 | 위아 주식회사 | 공작기계용전원부의고조파억제회로 |
| WO2011027816A1 (ja) * | 2009-09-05 | 2011-03-10 | 加賀コンポーネント株式会社 | 電源回路および発光装置 |
-
1994
- 1994-12-12 JP JP30742294A patent/JPH08168256A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100469072B1 (ko) * | 1996-09-30 | 2005-04-20 | 위아 주식회사 | 공작기계용전원부의고조파억제회로 |
| EP1317053A1 (de) * | 2001-10-30 | 2003-06-04 | aixcon Elektrotechnik GmbH | Überspannungskompensator |
| WO2011027816A1 (ja) * | 2009-09-05 | 2011-03-10 | 加賀コンポーネント株式会社 | 電源回路および発光装置 |
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