WO2011027816A1

WO2011027816A1 - 電源回路および発光装置

Info

Publication number: WO2011027816A1
Application number: PCT/JP2010/065011
Authority: WO
Inventors: 保宇佐見; 勉松村; 義雄田村; 幸久加藤
Original assignee: 加賀コンポーネント株式会社
Priority date: 2009-09-05
Filing date: 2010-09-02
Publication date: 2011-03-10

Abstract

　本発明は、交流電力を整流して負荷に供給する電源回路、および発光ダイオードを発光させる発光装置に関し、大容量のコンデンサの使用を避けつつ、負荷への電力の供給が途絶えるのを回避する。交流電力を脈波電力に変換する整流回路と、コンデンサと、そのコンデンサを充電する充電回路と、そのコンデンサに充電された電力を、整流回路が出力された脈波電力が第１の閾値電圧以下のときに放電させて、その脈波電力と合成する合成回路とを有する。

Description

電源回路および発光装置

　本発明は、交流電力を整流して負荷に供給する電源回路、および発光ダイオード（ＬＥＤ）を発光させる発光装置に関する。

　商用交流電力から電力を得てＬＥＤを発光させるためには、その交流電力をＬＥＤに供給するのに適した電力に変換する整流回路が必要である。このような整流回路においてきれいな直流電力に変換するためには大容量コンデンサが必要となる。大容量コンデンサとしては電解コンデンサが存在するが、この電解コンデンサを使用すると力率の低下および電流高調波が発生する。また、電解コンデンサは長時間使用するとＥＳＲが増大して電解液がドライアップし、損失が増え、発煙に至ることもある。これを避けるために電解コンデンサを排除し整流回路から出力された脈流電力のままＬＥＤを発光させることも考えられる。しかしながら、この場合ＬＥＤに供給されるべき電力が一定周期で途絶えてＬＥＤが点滅を繰り返すこととなり、人間の目で直接に見た場合はさほど目立たなくても、例えばそのような点滅するＬＥＤで照明された画面を写真撮影しようとしたとき、ＬＥＤの点滅の周期とカメラの受光素子のスイープ速度等との関係で縞模様が入った写真となるなど、別の問題を引き起こす原因となる。

特開２００７－１２８０８号公報特開２００８－７２１４１号公報特開２０１０－２１４３３号公報特許第４３５３６６７号公報

　本発明は、上記事情に鑑み、電解コンデンサを使用しなければならないほどの大容量のコンデンサの使用を避けつつ、負荷への電力の供給が途絶えるのを回避した電源回路、およびその電源回路を使用した発光装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成する本発明の電源回路は、
　交流電力を脈波電力に変換する整流回路と、
　コンデンサと、
　上記コンデンサを充電する充電回路と、
　上記コンデンサに充電された電力を、上記脈波電力が第１の閾値電圧以下のときに放電させて整流回路から出力された脈波電力と合成する合成回路とを有することを特徴とする。

　ここで、本発明の電源回路において、その電源回路に接続された負荷への供給電力を定電流化する定電流回路をさらに有することが好ましい。

　また、本発明の電源回路において、上記合成回路が、整流回路の出力側とコンデンサとの間に接続され、制御を受けて整流回路の出力側とコンデンサとの間をオンオフする第１のスイッチ素子と、整流回路の入力又は出力をモニタし、整流回路の出力電圧が第１の閾値電圧以上の期間は第１のスイッチ素子をオフ状態に制御し、整流回路の出力電圧が第１の閾値電圧未満の期間は第１のスイッチ素子をオン状態に制御する放電制御回路とを有することが好ましい。

　この場合に、第１のスイッチ素子が半導体スイッチ素子であって、充電回路がその半導体スイッチ素子に等価的に形成された、整流回路の出力側がアノード、コンデンサ側がカソードのダイオードであることが好ましい。

　また、本発明の電源回路において、上記充電回路が、整流回路の出力側にアノードが接続され、コンデンサ側にカソードが接続されたダイオードであってもよい。

　あるいは、本発明の電源回路において、上記充電回路が、整流回路の出力側とコンデンサとの間に接続され、制御を受けて整流回路の出力側とコンデンサとの間をオンオフする第２のスイッチ素子と、整流回路の入力又は出力をモニタし、整流回路の出力電圧が第２の閾値電圧以上の期間は第２のスイッチ素子をオン状態に制御し、整流回路の出力電圧が第２の閾値電圧未満の期間は第２のスイッチ素子をオフ状態に制御する充電制御回路とを有していてもよい。

　本発明の電源回路は、具体的には、例えば、
　交流電力の入力を受ける一対の入力端子と、
　負荷に接続される一対の出力端子とを有し、
　上記整流回路が、上記一対の入力端子と上記一対の出力端子に接続され、一対の入力端子で受けた交流電力を脈波電流に変換して一対の出力端子に供給するものであり、
　上記コンデンサが、一対の出力端子のうちの第１の出力端子に一端が接続され、
　上記合成回路が、コンデンサの他端と一対の出力端子のうちの第２の出力端子との間に接続され、制御を受けて他端と第２の出力端子との間をオンオフする第１のスイッチ素子と、交流電力をモニタし、交流電力の絶対値としての電圧が前記第１の閾値電圧以上の期間はスイッチ素子をオフ状態に制御し、交流電力の絶対値としての電圧が第１の閾値電圧未満の期間は第１のスイッチ素子をオン状態に制御する放電制御回路とを有するものであって、
　上記充電回路が、第１のスイッチ素子がオフ状態にある間、整流回路の出力電力でコンデンサを充電する回路であってもよい。

　また、上記目的を達成する本発明の発光装置は、
　本発明のいずれかの態様の電源回路と、その電源回路から電力の供給を受けて発光する発光ダイオードとを有することを特徴とする。

　ここで、本発明の電源回路において、上記発光ダイオードが、順次直列に接続された複数の発光ダイオード素子を有することが好ましい。

　本発明は、コンデンサに充電された電力を、整流回路から出力された脈波電力が第１の閾値電圧未満の電圧のときに放電させてその脈波電力と合成する合成回路を備えたものである。したがって本発明によれば電解コンデンサを使わなくても済む程度の容量のコンデンサを使うことで十分であり、セラミックコンデンサ等の長寿命のコンデンサを使用することができる。また、本発明によれば、負荷に供給される電力が周期的に途絶えるのを避けることができる。

本発明の第１実施形態としての電源回路を示す回路ブロック図である。本発明の第２実施形態としての発光装置の回路図である。本発明の第３実施形態としての発光装置の回路図である。高電圧発光ダイオードを示す模式図である。図３に示す電源回路の各部の波形を示した図である。本発明の第４実施形態としての発光装置の回路図である。本発明の第５実施形態の発光装置の回路図である。本発明の第６実施形態の発光装置の回路図である。図７，図８に示す第５，第６実施形態で用いられる定電流素子の一例を示した図である。汎用のジャンクションＦＥＴを複数個並列に用いる回路図を示した図である。本実施形態で用いるジャンクションＦＥＴの構成を示した図である。図７，図８の実施形態で用いるパワーパッケージの構造を示した図である。図１２に示したパワーパッケージの透視図である。特性値の仕様例を示した図である。図１４に示した条件における、図３に示す第３実施形態の場合の諸元を示した図である。

　以下図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。

　以下、本発明の実施形態について説明する。

　図１は、本発明の第１実施形態としての電源回路を示す回路ブロック図である。

　この電源回路１０は一対の入力端子１１ａ，１１ｂと一対の出力端子１２ａ，１２ｂとを有する。

　一対の入力端子１１ａ，１１ｂには、一例として、実効値１００Ｖ、５０Ｈｚの商用交流電力２０が入力される。また一対の出力端子１２ａ，１２ｂには、負荷３０が接続される。

　また、この電源回路１０は、一対の入力端子１１ａ，１１ｂと一対の出力端子１２ａ，１２ｂとに接続された整流回路１３を有する。この整流回路１３は、ダイオード１７の組合せで構成されており、入力端子１１ａ，１１ｂで受けた交流電力を全波整流することにより脈流の直流電力に変換して出力端子１２ａ，１２ｂに供給する。出力端子１２ａ，１２ｂに供給された電力は出力端子１２ａ，１２ｂを経由して負荷３０に供給される。

　ここで、本実施形態では、一対の出力端子１２ａ，１２ｂを構成する第１の出力端子１２ａおよび第２の出力端子１２ｂのうち、第１の出力端子１２ａは接地ラインに接続され、第２の出力端子１２ｂには、接地ラインと比べプラス電圧の電力が供給される。

　またこの電源回路１０は、スイッチ素子１５と制御回路１６とからなる合成回路を有する。さらにこの電源回路１０は、第１の出力端子１２ａに一端が接続されたコンデンサ１４を備えている。スイッチ素子１５は、このコンデンサ１４の他端と第２の出力端子１２ｂとの間に接続され、制御回路１６による制御を受けて、コンデンサ１４と第２の出力端子１２ｂとの間をオン、オフする。

　また、制御回路１６は、整流回路１３に入力される交流電力をモニタし、その交流電力の電圧が絶対値で閾値電圧（例えば３０Ｖ）以上の期間はスイッチ素子１５をオフ状態に制御し、その交流電力の電圧（絶対値）が閾値電圧未満の期間はスイッチ素子１５をオン状態に制御する。

　さらに、この電源回路１０は、第２の出力端子１２ｂにアノードが接続され、コンデンサ１４とスイッチ素子１５との接続ノードにカソードが接続されたダイオード１７を有する。このダイオード１７は、本発明にいう充電回路の一例であり、スイッチ素子１５がオフ状態にある間、整流回路１３の出力電力でコンデンサ１４を充電する。

　この電源回路１０によれば、整流回路１３の入力電圧が閾値（例えば３０Ｖ）以上のときは、スイッチ素子１５がオフ状態となり、出力端子１２ｂには、整流回路１３の出力電力がそのまま供給されて負荷３０に供給されるとともにダイオード１７を介してコンデンサ１４が充電される。

　一方、整流回路１３の入力電圧が閾値（例えば３０Ｖ）未満のときはスイッチ素子１５がオン状態となり、コンデンサ１４に蓄積された電力がスイッチ素子１５を経由して出力端子１２ｂに供給される。したがって負荷３０には、常に閾値電圧以上の電圧の電力が供給され続けることになり、電力供給が途絶えることが回避される。また、コンデンサ１４は閾値電圧（例えば３０Ｖ）未満のときのみ電力を放出すればよく、例えば数μＦ程度の小容量のコンデンサで済む。

　図２は、本発明の第２実施形態としての発光装置の回路図である。

　この発光装置１Ａは、大別して電源回路１００ＡとＬＥＤ発光回路３００とを有する。このうち、本実施形態の特徴部分である電源回路１００Ａについては詳細回路図を示し、ＬＥＤ発光回路３００は１つのブロックで示してある。

　この発光装置１Ａを構成する電源回路１００Ａは、一対の入力端子１１１ａ，１１１ｂと、一対の出力端子１２１ａ，１２１ｂを有する。一対の入力端子１１１ａ，１１１ｂには、図１に示す実施形態の場合と同様、一例として、実効値１００Ｖ、５０Ｈｚの商用交流電力２００が入力される。また一対の出力端子１２１ａ，１２１ｂには、負荷としてのＬＥＤ発光回路３００が接続されている。このＬＥＤ発光回路３００は、発光ダイオード（ＬＥＤ）３０１を有し、電源回路１００Ａからの供給電力でＬＥＤ３０１を発光させる回路である。

　また、この電源回路１００Ａには、一対の入力端子１１１ａ，１１１ｂと一対の出力端子１２１ａ，１２１ｂとに接続された整流回路１３０を有する。この整流回路１３０は、ブリッジ接続された４つのダイオード１３１ａ，１３１ｂ，１３１ｃ，１３１ｄからなり、入力端子１１１ａ，１１１ｂで受けた交流電力を直流の脈流電力に変換し出力端子１２１ａ，１２１ｂを介してＬＥＤ発光回路３００に供給する。

　ここで、本実施形態においても、図１に示す実施形態と同様、一対の出力端子１２１ａ，１２１ｂのうちの第１の出力端子１２１ａは接地ラインに接続され、第２の出力端子１２１ｂには、接地ライン（第１の出力端子１２１ａ）を基準にしたとき、プラス電圧の電力が供給される。

　また整流回路１３０の出力側には、小容量（例えば１００ｎＦ）のコンデンサ１８０が接続されている。これは、高周波ノイズの除去用であり、脈流の平滑化に寄与するコンデンサではない。

　また、この電源回路１００Ａは第１の出力端子１２１ａに一端が接続されたコンデンサ１４０を備えている。また、このコンデンサ１４０の他端と第２の出力端子１２１ｂとの間には、ＭＯＳＦＥＴ１５０が配置されている。このＭＯＳＦＥＴ１５０は、本発明にいう半導体スイッチ素子と充電回路とを兼ねたものである。すなわち、このＭＯＳＦＥＴ１５０は、そのゲートにＬレベルの電圧が供給されるとオン状態となり、そのゲートにＨレベルの電圧が供給されるとオフ状態となる。これにより、このＭＯＳＦＥＴ１５０は、本発明にいうスイッチ素子として動作する。また、このＭＯＳＦＥＴ１５０は、第２の出力端子１２１ｂ側がアノード、コンデンサ１４０側がカソードの等価的なダイオード１７０を有し、この等価ダイオード１７０が本発明にいう充電回路の役割りを成している。

　さらに、この電源回路１００Ａは、制御回路１６０を有する。この制御回路１６０は、ＭＯＳＦＥＴ１５０とともに本発明にいう合成回路の一例を成す回路である。

　この制御回路１６０は、第１の入力端子１１１ａにアノードが接続されたダイオード１６１ａと、第２の入力端子１１１ｂにアノードが接続され、カソードがダイオード１６１ａのカソードに接続されたもう１つのダイオード１６１ｂとを有する。さらに、それら２つのダイオード１６１ａ，１６１ｂのカソードにカソードが接続されたツェナーダイオード１６２と、そのツェナーダイオード１６２のアノードとＮＰＮトランジスタ１６４ａのベースとの間をつなぐ抵抗体１６３ａと、ＮＰＮトランジスタ１６４ａのベースと第２の出力端子１２１ａ（接地ライン）とをつなぐ抵抗体１６３ｂを有する。さらに、ＮＰＮトランジスタ１６４ａのエミッタは第２の出力端子１２１ａ（接地ライン）に接続され、コレクタはもう１つのＮＰＮトランジスタ１６４ｂのベースに接続されるとともに、抵抗体１６３ｅを介して第２の出力端子１２１ｂに接続されている。もう一方のＮＰＮトランジスタ１６４ｂのエミッタは第１の出力端子１２１ａ（接地ライン）に接続され、コレクタは、抵抗体１６３ｄを介してＭＯＳＦＥＴ１５０のゲートに接続されている。そのＭＯＳＦＥＴ１５０のゲートは、抵抗体１６３ｃを介して、コンデンサ１４０とＭＯＳＦＥＴ１５０との接続ノードに接続されている。

　ここで、交流電力２００の瞬時電圧がプラス側、マイナス側のいずれにあっても、ツェナーダイオード１６２のツェナー電圧で決まる閾値電圧（例えば±３０Ｖ）を超えるとＮＰＮトランジスタ１６４ａのベースにＨレベルの電圧が印加されてＮＰＮトランジスタ１６４ａが導通し、これによりもう一方のＮＰＮトランジスタ１６４ｂのベースがＬレベルとなってＭＯＳＦＥＴ１５０のゲートがＨレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴ１５０がオフ状態となる。すると、出力端子１２１ｂには、整流回路１３０の出力電力がそのまま出力され、ＬＥＤ発光回路３００Ａに供給され、ＬＥＤ３０１が発光する。

　またこのとき、コンデンサ１４０には、等価的なダイオード１７０を介して電力が蓄積される。

　一方、交流電力２００の電圧が閾値電圧（例えば３０Ｖ）未満のときは、その電圧がツェナーダイオード１６２を通過することができず、ＮＰＮトランジスタ１６４ａのベースは、抵抗体１６３ｂを経由して供給される接地電位（Ｌレベル）となる。このため、そのＮＰＮトランジスタ１６４ａは非導通状態となり、もう一方のＮＰＮトランジスタ１６４ｂのベースには抵抗体１６３ｅを経由してＨレベルの電圧が印加されてそのＮＰＮトランジスタ１６４ｂが導通状態となり、ＭＯＳＦＥＴ１５０のゲートがＬレベルとなってＭＯＳＦＥＴも導通状態（オン状態）となる。

　するとコンデンサ１４０に充電されていた電力は、ＭＯＳＦＥＴ１５０を経由して第２の出力端子１２１ｂに供給される。これにより、第２の出力端子１２１ｂの電圧は、閾値電圧（例えば３０Ｖ）程度の電圧にとどまってそれ以下には低下せず、その電力によりＬＥＤ３０１の発光が継続される。コンデンサ１４０は、閾値電圧（例えば３０Ｖ）未満のときのみ電力が放出され、例えば４．７マイクロファラッド程度の小容量のコンデンサでよい。したがって長寿命のセラミックコンデンサ等を使用することができる。

　ここで、ＬＥＤ発光回路３００には、電流制限素子（定電流ダイオードなど）を追加したり、温度検出センサや照度検出センサを組み合わせて明るさの安定化を図るなどの工夫は充分可能である。

　図３は、本発明の第３実施形態としての発光装置の回路図である。

　この発光装置１Ｂは、大別して電源回路１００Ｂと高電圧発光ダイオード５００とを有する。このうち電源回路１００Ｂについては詳細回路図を示し、高電圧発光ダイオード５００については、この図３では簡略化して示してある。高電圧発光ダイオード５００の構造については後述する。

　電源回路１００Ｂは、ヒューズ４０１、整流回路４１０、高電圧ホールド回路４２０、波形合成回路４３０、スイッチング電源４４０、定電流回路４７０、および平滑コンデンサ４８１を有する。

　整流回路４１０は、本発明にいう整流回路の一例に相当し、高電圧ホールド回路４２０は、本発明にいうコンデンサと充電回路の双方の一例に相当する。また、波形合成回路４３０は、本発明にいう合成回路の一部分に相当する。本発明にいう合成回路の残りの一部分は、スイッチング電源４４０に含まれている。詳細は後述する。また、スイッチング電源４４０には、合成回路の構成部分のほか、定電流回路４７０とともに、ＬＥＤ発光回路３００Ｂに流れる電流の調整を行なう電流調整スイッチング回路と、内部電源回路とが含まれている。

　また、平滑コンデンサ４８１は、スイッチング電源４４０の出力電圧の平滑化を担っているコンデンサである。高電圧発光ダイオード３００の駆動電流が小さくて済むことから、平滑コンデンサ４８１としては、フイルムコンデンサやセラミックコンデンサを使用することができる。

　整流回路４１０は、ブリッジ接続された４つのダイオード４１１～４１４で構成されており、実効値１００Ｖの商用交流電力を直流の脈波電力に変換する。

　また、高電圧ホールド回路４２０は、一端が接地されたコンデンサ４２１と、そのコンデンサ４２１を充電するための、整流回路４１０の出力にアノードが接続され、コンデンサ４２１の他端にカソードが接続されたダイオード４２２とを有する。このダイオード４２２は、本発明にいう充電回路の一例である。平滑コンデンサ４８１と同様、このコンデンサ４２１にも、フイルムコンデンサやセラミックコンデンサを使うことができる。

　また、波形合成回路４３０は、整流回路４１０の出力にアノードが接続され、カソードがスイッチング電源４４０に接続されたダイオード４３１と、コンデンサ４２１とダイオード４３１のカソードとを繋ぐＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２と、そのＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２のゲートに一端が接続され、スイッチング電源４４０に他端が接続された抵抗体４３３と、コンデンサ４２１とダイオード４２２との接続ノードとＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２のゲートとを繋ぐ抵抗体４３４とを有する。

　さらに、スイッチング電源４４０は、抵抗体４４１、波形合成回路４３０の出力（すなわち、ダイオード４３１とＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２との接続ノード）と抵抗体４４１とを繋ぐＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２、そのＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２のゲートと波形合成回路４３０の出力との間を繋ぐ抵抗体４４３、そのＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２のゲートに一端が接続されたもう１つの抵抗体４４４、および、その抵抗体４４４と接地ラインとの間を繋ぐＮチャネルＭＯＳトランジスタ４４５を有する。このＮチャネルＭＯＳトランジスタ４４５のゲートは、後述するコンパレータ４４６の出力に接続されている。これら、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４４５、および２つの抵抗体４４３，４４４は、波形合成回路４３０の出力電力をコンパレータ４４６の出力の変化に応じてスイッチングしながらＬＥＤ発光回路３００Ｂに伝達するスイッチング回路を構成している。このスイッチング回路は、コンパレータ４４６などとともに、高電圧発光ダイオード５００への供給電流を調整する電流調整回路を構成している。

　また、このスイッチング電源４４０には、アノードが接地されたツェナーダイオード４４７と、そのツェナーダイオード４４７と並列に、そのツェナーダイオード４４７のアノードとカソードとを繋ぐコンデンサ４４８と、波形合成回路４３０の出力とそのツェナーダイオード４４７のカソードとを繋ぐ抵抗体４４９とを有する。

　これらツェナーダイオード４４７、コンデンサ４４８、および抵抗体４４９は、このスイッチング電源４４０の内部および定電流回路４７０で使われる定電圧→電力を生成する内部電源回路を構成している。ここでは、一例として内部電源Ｖｃｃ＝５．０ボルトの電力が生成され、コンパレータ４４６、もう１つのコンパレータ４５０、および定電流回路４７０に供給されている。

　コンパレータ４５０のプラス電源は、内部電源Ｖｃｃに接続され、マイナス電源は接地されている。また、互いに直列に接続された２つの抵抗体４５１，４５２が内部電源Ｖｃｃと接地ラインとの間に配置され、これら２つの抵抗体４５１，４５２により、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１が生成されている。これら２つの抵抗体４５１，４５２の接続ノードはコンパレータ４５０のマイナス入力端子に接続され、このマイナス入力端子に第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を供給している。また、整流回路４１０の出力と接地ラインとの間には、互いに直列に接続された２つの抵抗体４５３，４５４が配置され、コンパレータ４５０のプラス入力端子はそれら２つの抵抗体４５３，４５４の接続ノードに接続されている。すなわち、そのプラス入力端子には、整流回路４１０で生成された脈流の電圧が分圧されて入力される。さらに、このコンパレータ４５０の出力端子は、波形合成回路４３０を構成する抵抗体４３３に接続されている。ここでは、１００ボルトの商用交流電源２００が接続されているため、整流回路４１０では、ピークが１４１ボルトの脈波電圧を持つ脈波電力が生成される。コンパレータ４５０のプラス入力端子には、その脈波電圧が分圧されて入力され、その分圧された脈波電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高い電圧のときは、コンパレータ４５０の出力電圧がＨレベルとなり、波形合成回路４３０のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２を遮断させる。一方、コンパレータ４５０のプラス入力端子に入力されている分圧された脈流電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低い電圧のときは、コンパレータ４５０の出力がＬレベルとなってＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２を導通させる。本実施形態では、コンパレータ４５０の出力は、整流回路４１０の出力である脈波電力の電圧が１００ボルト以上のときにＨレベルとなり、１００ボルト以下になるとＬレベルとなるように抵抗体４５１～４５４の抵抗値が調整されている。こうして、高電圧ホールド回路４２０のコンデンサ４２１は、整流回路４１０の出力である脈波電力の電圧が本実施形態では１００ボルト以上のときにダイオード４２２を介して充電され、その脈波電力の電圧が１００ボルト以下になるとＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２を通って放電される。

　次に、スイッチング電源４４０の内部構成の説明を一旦中断し、定電流回路４７０の構成を先に説明する。

　この定電流回路４７０は、内部電源Ｖｃｃに一端が接続された抵抗体４７１と、その抵抗体４７１の他端と接地ラインとの間を繋ぐ第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ４７２と、高電圧発光ダイオード５００のカソード側と接地ラインとの間に配置された第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ４７１とを有する。

　これら２つのＮチャネルＭＯＳトランジスタ４７２，４７３のゲートは互いに接続されている。

　また、それらのゲートと、抵抗体４７１と第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ４７２との接続ノードが互いに接続されている。

　ここで再び、スイッチング電源４４０の説明に戻る。

　スイッチング電源４４０を構成するコンパレータ４４６のプラス電源は内部電源Ｖｃｃに接続され、マイナス電源は接地されている。また、それら内部電源Ｖｃｃと接地ラインとの間には、互いに直列に接続された２つの抵抗体４５５，４５６が配置され、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を生成している。これら２つの抵抗体４５５，４５６どうしの接続ノートは、コンパレータ４４６のプラス入力端子に接続され、そのプラス入力端子に第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を供給している。

　またこのコンパレータ４４６のマイナス入力端子は、高電圧発光ダイオード５００のカソード側と定電流回路４７０を構成する第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ４７３との接続ノードに接続され、その接続ノードの電圧Ｖｉが供給されている。さらに、このコンパレータ４４６の出力端子とプラス入力端子との間が、もう１つの抵抗体４５７を介して接続されている。

　この図３に示す電源回路１００Ｂの説明を一旦中断して、図４，図５について先に説明する。

　図４は、高電圧発光ダイオードを示す模式図である。

　この高電圧発光ダイオード５００は、本発明にいう発光ダイオードの一例に相当する。この高電圧発光ダイオード５００は、ここではＰ型端子５２０とＮ型端子５３０との間は順次直列に接続された２０個の光マイクロセル５１０で構成されている。これらの光マイクロセル５１０は、本発明にいう発光ダイオード素子の一例である。これらの光マイクロセル５１０は、その１つ１つが発光素子であり、この事例では駆動電圧が４．５ボルトである。したがってこの高電圧発光ダイオード５００の駆動電圧Ｖｄは、発光素子２０個の直列である９０ボルト（４．５ボルト×２０＝９０ボルト）である。駆動電流は、１つの発光素子を駆動する駆動電流で足りる。したがって、それらの発光素子を互いに並列に接続した場合と比べ駆動電流は１／２０で済む。

　図３および後述する各図においては、図４（Ａ）の構造の高電圧発光ダイオード５００を表記の簡略化のために、図４（Ｂ）のように示している。

　図５は、図３に示す電源回路１００Ｂの各部の波形を示した図である。

　図５（Ａ）は、図３に示す整流回路４１０の入力電圧信号の信号波形、すなわち商用交流電源２００の波形であるＡ波形（実線）と、その逆相の波形であるＢ波形（破線）を示している。

　図５（Ｂ）は、整流回路４１０の出力電圧波形を示している。この出力電圧波形は、図５（Ａ）に示すＡ波形とＢ波形との両方の波形の正電圧側の高い方の電圧、すなわち稜線電圧である。

　図５（Ｃ）は、波形合成回路４３０の出力電圧波形を示す図である。ここで、高電圧ホールド回路４２０の出力は整流回路４１０の出力電圧のうちの例えば１００ボルト以上のピーク側の電圧（ここでは、これを略して「ピーク電圧」と称する）期間における充電と、ピーク電圧以外の電圧期間におけるＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２経由での放電とを繰り返す。このＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２がオン・オフするタイミングは、コンパレータ４５０の抵抗体４５１，４５２の抵抗値の比、および抵抗体４５３，４５４の抵抗値の比により設定される。ここでは、上記の通り１００ボルトに設定してある。図５（Ｃ）に示す波形合成回路４３０の出力電圧は、整流回路４１０の出力電圧と高電圧ホールド回路４２０のコンデンサ４２１の充電電圧とのうちの高い方の電圧である。この電圧波形は、ＶｍａｘとＶｍｉｎの間で三角関数と定電流の放電関数に従って脈動する。商用電源が交流の１００ボルトの揚合にはＶｍａｘは１４１ボルトが公知の事実である。ＶｍｉｎはＭＯＳスイッチのオンタイミングで決まり、この事例では１００ボルトとなる。

　この図５（Ｃ）に示す波形合成回路４３０の出力が、スイッチング電源４４０を経て、互いに直列接続された高電圧発光ダイオード５００と定電流回路４７０に印加される。この高電圧発光ダイオード５００と定電流回路４７０に印加される電圧を高電圧発光ダイオード３００の駆動電圧Ｖｄ（９０Ｖ）と定電流回路４７０を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタ４７２，４７３のＶｆ（約０．５Ｖ）を加えた電圧、すなわちＶｄ＋Ｖｆ以上に設定することにより、高電圧発光ダイオード５００を安定的に発光させることができる。

　このように、Ｖｍｉｎが常にＶｄ＋Ｖｆよりも大きいことにより発光ダイオードは常時点灯となる。ＶｍｉｎがＶｄ＋Ｖｆよりも小さい場合には発光ダイオードは商用電源の交流周波数の２倍の周波数で点滅する。これは照明の上では間題ないが電子カメラなどの駆動周期と同期してちらつきを生じて実用上不利な点が多く発生するものになる為に一般的には好ましくない。

　図５（Ｃ）に示すように、交流の５０Ｈｚの場合には一周期が２０ミリｓｅｃであり、出力波形はその１／４の周期、２００Ｈｚで脈動するが、発光ダイオードは安定して静的に発光する。減光が必要な揚合にはこの脈動周波数より高い周波数で、なおかつ他の機器の影響を与えない高い周波数でデューティ比を変えて高電圧発光ダイオード全体を駆動することにより容易に光量を調整することができる。

　図３に示す電源回路１００Ｂの場合、定電流回路４７０の駆動電圧が定電流動作に必要な最低電圧になるようにスイッチング電源４４０を作動させる構成となっている。この事例においては、定電流の駆動電圧、すなわち定電流回路４７０を構成する第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ４７３と高電圧発光ダイオード５００との接続ノードの電圧Ｖｉが１．５±０．５ボルトで動作するように設定している。この目的のためにコンパレータ４４６のＶｒｅｆ２電圧が１．５ボルトを中心に１ボルトのヒステリシスを持つように構成してある。Ｖｉが２ボルトより高いとき、或いは高くなる時にはＮチャネルＭＯＳトランジスタ４４５をオフすることにより電源供給用のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２をオフし、高電圧発光ダイオード５００への電力供給を止める。これにより高電圧発光ダイオード５００へは、平滑コンデンサ４８１の蓄積電荷の放電による電力が供給される。平滑コンデンサ４８１の放電に伴い、平滑コンデンサ４８１の電圧Ｖｏおよび定電流回路４７０の電圧Ｖｉが低下して、電圧Ｖｉが１ボルトより下がるときにＮチャネルＭＯＳトランジスタ４４５がオンし、これにより電源供給用のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２がオンし、電流制限用の抵抗体４４１を経由して高電圧発光ダイオード５００への電力供給と平滑コンデンサ４８１への充電が開始される。

　ここで、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２がオフしている期間をＴｏｆｆとする。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２がオンして、Ｖｏ，Ｖｉが上昇し、Ｖｉが２ボルトになるとＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２が再びオフとなる。このＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２がオンしている期間をＴｏｎとする。

　Ｔｏｆｆ＋Ｔｏｎの期間が１周期となる。Ｔｏｆｆを決める主要因がＶｉ電圧の振幅と平滑コンデンサ４８１の容量と駆動電流値である。この事例では１０マイクロ秒と設定してある。Ｖｉ電圧の振幅はコンパレータ４４６の基準電圧Ｖｒｅｆ２のヒステリシス電圧で決まる。この事例では１．５ボルトを中心に±１ボルト、ヒステリシス電圧幅で１ボルトである。Ｖｒｅｆ２の電圧は抵抗体４５５，４５６，４５７の抵抗値の比で容易に決まる。Ｔｏｎを決める要因はＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２のソース電圧すなわち波形合成回路４３０の出力電圧と、平滑コンデンサ４８１の電圧Ｖｏとの電圧差、及びそのＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２と直列にある電流制限抵抗体４４１の抵抗値と駆動電流によって決まる。ソース電圧、すなわち波形合成回路４３０の出力電圧は、図５（Ｃ）に示すように平滑化された電圧の出力であり、商用交流電源２００が交流１００ボルトの場合には最大１４１ボルト、最低１００ボルトである。従って、Ｔｏｎは交流の周期に合わせて周期的に変動する。５０Ｈｚの交流では変則的な２００Ｈｚの周期となる。Ｔｏｎ時問はこの様にして０．５マイクロ秒から５マイクロ秒程度変化する。スイッチング電源４４０の周期Ｔｏｆｆ＋Ｔｏｎはこの様にして、一定ではなくＴｏｎにより大きく変化する。この変化分がスイッチング電源の機能となっている。この事例では周期１．５マイクロ秒から１５マイクロ秒、周波数では約１００ＫＨｚから約６０ＫＨｚの間で変化し、Ｖｉの電圧振動幅約１ボルトになるように設定してある。Ｖｏ電圧はＶｄ（高電圧発光ダイオードの駆動電圧）＋１．５±１ボルトで電圧振動する。

この様に、Ｖｉは１．５ボルトを中心約１ボルト程度の振幅で制御されて定電流回路での熱損失を最小限に抑えることができるのである。熱損失は５０ミリアンペア×１．５ボルトで７５ミリワットと極めて少なく、熱損失は発光ダイオードでの消費電力と比べて無視できる。また、この様な高速のスイッチングを行えば平滑コンデンサ４８１は０．５マイクロファラッド以下で良いため、寿命に制限のないフィルムコンデンサやセラミックコンデンサを使用することできる。極めて効率のよいスイッチング電源回路である。

　図３における定電流回路４７０の動作とコンパレータ４４６の部分の補足説明を行う。定電流回路４７０は、電流ミラー回路を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタ４７２，４７３の大きさの比と抵抗体４７１の抵抗値によりその特性を容易に決めることができる。コンパレータ４４６の電源と基準電圧Ｖｒｅｆ２を決める内部電源Ｖｃｃは簡易電源回路で５ボルトを形成している。

　この図３の回路構成において整流回路４１０のダイオード４１１～４１４、高電圧ホールド回路４２０のダイオード４２２、波形合成回路４３０のダイオード４３１やＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２、定電流回路４７０は、低電流で済むことから容易に１チップの集積回路とすることができる。これにより、駆動モジュールの超小型化が実現でき、Ｅ２６、Ｅ１７の電球口金の直径内に収納できるようになる。この様な回路の１チップ化は、いずれの事例においても、また他の回路においても駆動電流が小さくて済むことにより絶縁分離パワー半導体技術により１チップ化が容易である。

　図３ではＭＯＳトランジスタを事例にした定電流回路とコンデンサを用いたスイッチング電源を事例として示したが、このほかインダクタンスを用いた効率の良いスイッチング回路を採用する回路でも構成は容易に可能である。いずれの回路構成においても駆動電流が小さくて済むことにより、回路の簡素化と小型化が可能である。

　図６は、本発明の第４実施形態としての発光装置の回路図である。

　ここでは、図３に示す第３実施形態の発光装置の構成要素と同じ構成要素により、図３に付した符号と同一の符号を付して示し、相違点のみ説明する。

　図６に示す第４実施形態の発光装置１Ｃの電源回路１００Ｃには、図３に示す第３実施形態における高電圧ホールド回路４２０、波形合成回路４３０、およびスイッチング電源４４０にそれぞれ代わる、高電圧ホールド回路４８０、波形合成回路４９０、およびスイッチング電源７００を備えている。

　図６に示す第４実施形態の高電圧ホールド回路４８０には、図３に示す第３実施形態におけるダイオード４２２に代わり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４８１を有する。このＰチャネルＭＯＳトランジスタ４８１は、整流回路４１０の出力とコンデンサ４２１とを繋いでおり、ゲートは、スイッチング電源７００に組み込まれているもう１つのコンパレータ７０１の出力に接続されている。

　また図６に示す第４実施形態の波形合成回路４９０には、図３に示す第３実施形態におけるダイオード４３１に代わり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４９１とインバータ４９２を有する。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４９１は、整流回路４１０の出力とスイッチング電源７００を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４２のソースとを繋いでいる。また、インバータ４９２は、入力がコンパレータ４５０の出力、出力がＰチャネルＭＯＳトランジスタ４９１のゲートに接続されている。

　また、スイッチング電源７００には、図３に示す第３実施形態におけるスイッチング電源４４０に、コンパレータ７０１と４つの抵抗体７０２～７０５が追加された構造を有する。それら４つの抵抗体７０２～７０５のうちの２つの抵抗体７０２，７０３は互いに直列に接続され、抵抗体７０２が内部電源Ｖｃｃに接続され、抵抗体７０３が接地されていて、第３の基準電圧Ｖｒｅｆ３が生成されている。それら２つの抵抗体７０２，７０３が互いに接続されたノードはコンパレータ７０１のプラス入力端子に接続され、プラス入力端子に第３の基準電圧Ｖｒｅｆ３を供給している。

　また、残りの２つの抵抗体７０４，７０５も互いに接続され、整流回路４１０の出力と接地ラインとを繋いでいる。それら２つの抵抗体７０４，７０５が互いに接続されたノードは、このコンパレータ７０１のマイナス入力端子に接続されている。

　これにより、整流回路４１０の出力電圧が高いときは、コンパレータ７０１の出力Ｔ２がＬレベルとなってＰチャネルＭＯＳトランジスタ４８２が導通し、整流回路４１０の出力とコンデンサ４２１とが接続されてコンデンサ４２１が充電される。また、整流回路４１０の出力電圧が低いときはコンパレータＴ２がＨレベルとなってＰチャネルＭＯＳトランジスタ４８２がオフ状態となり、整流回路４１０の出力とコンデンサ４２１との間が遮断される。

　また、整流回路４１０の出力電圧が高いときは、コンパレータ４５０の出力Ｔ１がＨレベルとなってＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２がオフ状態となってコンデンサ４２１の放電が禁止されるとともに、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４９１がオンとなって整流回路４１０の出力がスイッチング電源７００を経由して高電圧発光ダイオード５００に伝えられる。一方、整流回路４１０の出力電圧が低いときは、コンパレータ４５０の出力がＬレベルとなってＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２がオンとなり、コンデンサ４２１の放電が行なわれるとともに、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４９１がオフとなって整流回路４１０の出力が遮断される。

　ここで、この第４実施形態の場合、Ｔ１，Ｔ２のＨレベル、Ｌレベルの遷移のタイミングを独立に設定できるため、コンデンサ４２１の充電、放電それぞれのタイミングをより最適なタイミングに調整することが可能となる。

　図７は、本発明の第５実施形態の発光装置の回路図である。

　この第５実施形態の発光装置１Ｄを構成する電源回路１００Ｄは、図３の第３実施形態と比べた場合、スイッチング電源４４０が省かれて波形合成回路４３０の出力が直接に高電圧発光ダイオード５００につながっている構成を有する。

　また、この図７の第５実施形態の場合、図３に定電流回路４７０に代わる簡易的な定電流素子６０１が配置されている。

　さらに、この図７の第５実施形態の場合、抵抗体４３３は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２のゲートと整流回路４１０の出力とを繋いでいる。

　また、図８は、本発明の第６実施形態の発光装置の回路図である。

　この図８に示す第６実施形態の発光装置１Ｅを構成する電源回路１００Ｅは、図７の第５実施形態と比べた場合、図７の第５実施形態のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２を備えた波形合成回路４３０に代わり、ＰＮＰトランジスタを備えた波形合成回路５９０を有する。このＰＮＰトランジスタ５１１のエミッタはコンデンサ４２１に接続され、コレクタは、ダイオード４３１のカソードに接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ４５１のベースは２つの抵抗体４３３，４３４の接続ノードに接続されている。

　また抵抗体４３３は、ＰＮＰトランジスタ５１１のベースと整流回路４１０の出力とを繋いでいる。

　図９は、図７，図８に示す第５，第６実施形態で用いられる定電流素子の一例を示した図である。

　４．５ワットの発光ダイオードの場合、駆動電圧の４．５ボルトの発光ダイオード素子を互いに並列に接続すると１アンペアの駆動電流が必要であるが、図４に示す２０段直列接続した高電圧発光ダイオード５００の場合は駆動電圧Ｖｄは９０ボルトであり、駆動電流は１／２０の５０ミリアンペアと少ないのが特徴である。

　このように駆動電流が小さいと、定電流回路の代わりに定電流素子を使うことが可能になる。図９に、ジャンクションＦＥＴの回路図を示す。負のスレッシュホールド電圧を持つＦＥＴのゲートをソースと接続することによりドレイン・ソース間に定電流が得られることは公知である。一定電流になる印加電圧Ｖｆ以上において定電流特性となる（特許文献２、非特許文献１参照）。Ｖｆは通常１ボルト程度以下と小さい値である。図１０においてその電圧電流特性を示す。印加電圧が正の方向に対してはスレッショールド電圧や電子移動度、素子の大きさにより決まる。印加電圧が負の方向に対しては素子内部の寄生ダイオードのためにダイオードの順方向電流特性を示す。また、このジャンクションＦＥＴの素子サイズは０．５ｍｍ×０．５ｍｍ程度の小さなシリコン素子であり、表面からドレイン、裏面からソース・ゲートを取り出す構造が一般的であり、これが汎用のモールドパッケージに封止されている。

　ジャンクションＦＥＴ型定電流回路は小型汎用ダイオードのパッケージに封止されており１０ミリアンペア程度の駆動能力のものが実用化されている。しかし、照明に用いる発光ダイオードは５ワット程度必要であり、駆動電流は５０ミリアンペア程度必要であり、この為に汎用パッケージ品を複数個のものを使う必要がある。またジャンクションＦＥＴの定電流値は製造工程のばらつきにより通常は１０％程度のばらつきがある点と温度係数が大きいために発熱により定電流値が変化するという点の二つの問題を有する。複数個使用する時に、電流値を選別して組み合わせにより合計の公差を小さくすることができるが、ＣＲＤの完成品でその選択使用することは煩雑である。

　図１１には、この特性の悪さを改善した本実施形態で用いるジャンクションＦＥＴの構成が示されている。図１１に、汎用のジャンクションＦＥＴを複数個並列に用いる回路図を示す。この図１１に示すジャンクションＦＥＴは、ドレイン１、ドレイン２にそれぞれ４個ずつの素子を配置した構成である。図１２に、図７，図８の実施形態で用いるパワーパッケージ９００の構造を示す。図１２（Ａ）は平面図、図１２（Ｂ）は側面図である。９０１，９０６がドレイン１端子、９０３，９０４がドレイン２端子であり、ドレイン１、ドレイン２を実装時に接続して使用する構成である。９０２，９０５がソース・ゲート電極である。このパワーパッケージ９００はヒートシンク９０７を持ち、熱抵抗は２０℃／Ｗと低いパッケージである。図１３はその透視図であり、ジャンクションＦＥＴ９０８が８素子、すなわちａ、ｂ、ｃ、（１、ｅ、ｆ、ｇ、ｈの８個素子が実装されている様子を示す。５０ｍＡを定電流で得るために個々の素子の定電流値は６．２５ｍＡのものを使用する。素子は表面にボンディングパットが形成されておりドレイン電極である。裏面がソース、ドレインの共通電極であり基板に接続されやすいように金メッキがほどこしてある。全ての素子がソース・ゲート電極９０２，９０５にダイボンドされており全ての素子のソース・ゲートがソース・ゲート電極９０２、９０５に各素子の基板を通じて接続されている。素子ａ、ｂ、ｃ、ｄのドレインがドレイン１端子９０１、９０６にワイアボンドで接続されており、素子ｅ、ｆ、ｇ、ｈのドレインがドレイン２端子９０３、９０４にワイアボンドで接続されている。ドレイン１端子９０１，９０６とドレイン２端子９０３、９０４は実装基板上で接続されることによりａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈの８素子のドレインが一つに接続される。これらの素子は０．３ｍｍ×０．３ｍｍメートルの小さなシリコン素子であり、ウエーハ上から素子をダイボンドする時に個々の素子の定電流値を予め計測しておくことにより必要な合計定電流値にするように素子を組み合わせて実装することができる。この様にウエーハ上で特性がわかっている素子を組み合わせることにより、素子間では公差が１０％のばらつきがあるものでも、８個の組み合わせで１％の公差のものを容易に作ることができる。使用する段階ではあたかも高精度のジャンクションＦＥＴが実現できることになる。

　図１２のように熱抵抗の低いパッケージを用いること及びＦＥＴ素子を分割することにより、素子からリードフレームヘの熱の伝達が分散でき、ヒートシンクヘの熱抵抗が分割でき、素子の温度上昇を抑えることができる。この様に定電流素子としてマルチチップの実装方式とすることにより、公差の低減や熱抵抗の低減など、多くのメリットを創出することができる。この様にして本実施形態で用いるジャンクションＦＥＴ型定電流素子は特性の公差が大きいという弱点と温度依存性が大きいという弱点を同時に補うものである。

　本事例のように図７，図８で用いるジャンクションＦＥＴ型定電流素子の特性は５０ミリアンペアの電流駆動、３０ボルト平均の電圧ドロップで１．５ワットの発熱に対して、２０℃／ワットのパッケージでの温度上昇は３０℃程度に抑制することができる。この程度であれば定電流の温度係数も実用上大きな問題にはならない。

　図７，図８は、スイッチング電源を用いず、簡素な定電流素子を用いる事例であるが、図７を例に挙げてその動作を以下に説明する。図７の波形合成回路４３０の中においてＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２のゲート電圧がスレッショールド電圧Ｖｔ以下に下がるとそのＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２がオンする。すなわち、コンデンサ４２１の充電電圧より整流回路４１０の出力電圧が一定値以上低下するとオンして高電圧ホールド回路４２０から電流が供給される。つまり整流回路の出力電圧が低い時にはＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２がオンして高電圧ホールド回路４２０から電流が高電圧発光ダイオード５００に供給され、整流回路４１０の出力電圧が上昇してくるとＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２はオフして高電圧をコンデンサ４２１に充電し始め、波形合成回路４３０からの電流供給はダイオード４３１を通じて行われる。この様にして、発光ダイオード駆動電圧は図５（Ｃ）のような波形出力となる。

　図８は、図７においてＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３２の代わりにＰＮＰトランジスタ５１１を用いる例である。動作は同様であるので説明は省略する。

　次に、本発明の適用事例の設計値の一例を示す。図１４にその特性値の仕様例を示す。商用電源はＡＣ１００ボルト、電源の周波数は５０Ｈｚ、発光ダイオードの印加電圧は９０ボルト、発光ダイオードは４．５ボルト駆動の素子を２０段直列にして形成している。駆動定電流値は５０ミリアンペア、消費電力は４．５ワットである。

　図１５に、図１４に示す条件における、図３に示す第３実施形態の場合の諸元を示す。発光ダイオード発熱４．５ワット、定電流素子の発熱約１ワットである。発光ダイオードパッケージの熱抵抗は５℃／Ｗであり素子温度は周囲温度に対して２２．５℃の温度上昇と低く、定電流素子の熱抵抗は２０℃／Ｗであり素子温度は周囲温度に対して３０℃の温度上昇と低く、安定的に商用電源使用の発光システムとして利用できる。

　スイッチング電源を用いる第３実施形態（図３参照）の場合には定電流部の熱損失は７５ミリワットと極めて小さい。従って、発光装置１Ｂの全体としての効率を向上できる。図３や図６の構成を採用するのか図７や図８の構成を採用するのかは、コスト、大きさ、効率に関して目的に合わせて使い分けるものである。

　尚、本事例においては商用電源として１００ボルトを事例にしたが、それ以外の電圧の商用電源向けにも同様な構成をとることができる。例えば、２００ボルト向けには発光ダイオードの光マイクロセルの段数を２０段から４０段にすることにより１８０ボルト仕様の発光ダイオードが実現でき、これを用いることにより同様な効果を創出できる。

　発光ダイオードの用途は省エネルギーに向けてその用途が拡大している。本発明により、高電圧駆動の発光ダイオードを用いて、駆動回路を簡素化し小型化を実現できることは、今後、照明器具の省エネルギーのために発光ダイオードの普及を一層促すものである。特にＥ１７口金に対応するような小型の電球の代替や照明機器のデザイン性を重視する閉空間において電球を使う用途においては低消費電力、小型かつ長寿命の発光源の実用化は極めて大きな意味を持つものである。

　１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ　　発光装置
　１０，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ　　電源回路
　１１ａ，１１ｂ，１１１ａ，１１１ｂ　　入力端子
　１２ａ，１２ｂ，１２１ａ，１２１ｂ　　出力端子
　１３，１３０，４１０　　整流回路
　１４，１４０，１８０，４２１，４４８，４８１　　コンデンサ
　１５　　スイッチ素子
　１６，１６０　　制御回路
　１３１ａ，１３１ｂ，１３１ｃ，１３１ｄ，１７，１６１ａ，１６１ｂ，４１１～４１４，４２２，４３１　　ダイオード
　３０　　負荷
　１５０　　ＭＯＳＦＥＴ
　１６２，４４７　　ツェナーダイオード
　１６３ａ，１６３ｂ，１６３ｃ，１６３ｄ，４３３，４３４，４４３，４４４，４４９，４５１，４５２，４５３，４５４，４５５，４５６，４５７，４７１　　抵抗体
　１６４ａ，１６４ｂ　　ＮＰＮトランジスタ
　１７０　　等価ダイオード
　２００　　商用交流電源
　３００　　ＬＥＤ発光回路
　３０１　　発光ダイオード（ＬＥＤ）
　４０１　　ヒューズ
　４２０，４８０　　高電圧ホールド回路
　４３０，４９０，５９０　　波形合成回路
　４３２，４４２，４８２，４９１　　ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
　４４０，７００　　スイッチング電源
　４４１　　電流制限抵抗体
　４４５，４７２，４７３　　ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
　４４６，４５０，７０１　　コンパレータ
　４７０　　定電流回路
　４８１　　平滑コンデンサ
　５００　　高電圧発光ダイオード
　５１０　　光マイクロセル
　５１１　　ＰＮＰトランジスタ
　５２０　　Ｐ型端子
　５３０　　Ｎ型端子
　９００　　パワーパッケージ
　９０１，９０６　　ドレイン１端子
　９０２，９０５　　ソース・ゲート電極
　９０３，９０４　　ドレイン２端子
　９０７　　ヒートシンク
　９０８　　ジャンクションＦＥＴ

Claims

　交流電力を脈波電力に変換する整流回路と、
　コンデンサと、
　前記コンデンサを充電する充電回路と、
　前記コンデンサに充電された電力を、前記脈波電力が第１の閾値電圧以下のときに放電させて前記整流回路から出力された脈波電力と合成する合成回路とを有することを特徴とする電源回路。
　当該電源回路に接続された負荷への供給電力を定電流化する定電流回路をさらに有することを特徴とする請求項１記載の電源回路。
　前記合成回路が、
　前記整流回路の出力側と前記コンデンサとの間に接続され、制御を受けて該整流回路の出力側と該コンデンサとの間をオンオフする第１のスイッチ素子と、
　前記整流回路の入力又は出力をモニタし、該整流回路の出力電圧が前記第１の閾値電圧以上の期間は前記第１のスイッチ素子をオフ状態に制御し、該整流回路の出力電圧が該第１の閾値電圧未満の期間は該第１のスイッチ素子をオン状態に制御する放電制御回路とを有することを特徴とする請求項１又は２記載の電源回路。
　前記第１のスイッチ素子が半導体スイッチ素子であって、前記充電回路が該半導体スイッチ素子に等価的に形成された、前記整流回路の出力側がアノード、前記コンデンサ側がカソードのダイオードであることを特徴とする請求項３記載の電源回路。
　前記充電回路が、前記整流回路の出力側にアノードが接続され、前記コンデンサ側にカソードが接続されたダイオードであることを特徴とする請求項１から４のうちいずれか１項記載の電源回路。
　前記充電回路が、
　前記整流回路の出力側と前記コンデンサとの間に接続され、制御を受けて該整流回路の出力側と該コンデンサとの間をオンオフする第２のスイッチ素子と、
　前記整流回路の入力又は出力をモニタし、該整流回路の出力電圧が第２の閾値電圧以上の期間は前記第２のスイッチ素子をオン状態に制御し、該整流回路の出力電圧が該第２の閾値電圧未満の期間は該第２のスイッチ素子をオフ状態に制御する充電制御回路とを有することを特徴とする請求項１から４のうちいずれか１項記載の電源回路。
　交流電力の入力を受ける一対の入力端子と、
　負荷に接続される一対の出力端子とを有し、
　前記整流回路が、前記一対の入力端子と前記一対の出力端子に接続され、該一対の入力端子で受けた交流電力を脈波電流に変換して該一対の出力端子に供給するものであり、
　前記コンデンサが、前記一対の出力端子のうちの第１の出力端子に一端が接続され、
　前記合成回路が、前記コンデンサの他端と前記一対の出力端子のうちの第２の出力端子との間に接続され、制御を受けて該他端と該第２の出力端子との間をオンオフする第１のスイッチ素子と、前記交流電力をモニタし、該交流電力の絶対値としての電圧が前記第１の閾値電圧以上の期間は前記スイッチ素子をオフ状態に制御し、該交流電力の絶対値としての電圧が該第１の閾値電圧未満の期間は該第１のスイッチ素子をオン状態に制御する放電制御回路とを有するものであって、
　前記充電回路が、前記第１のスイッチ素子がオフ状態にある間、前記整流回路の出力電力で前記コンデンサを充電する回路であることを特徴とする請求項１又は２記載の電源回路。
　請求項１から７のうちいずれか１項記載の電源回路と、
　前記電源回路から電力の供給を受けて発光する発光ダイオードとを有することを特徴とする発光装置。
　前記発光ダイオードが、順次直列に接続された複数の発光ダイオード素子を有することを特徴とする請求項８記載の発光装置。