JP3798095B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明はスイッチング電源装置に関し、特に、スイッチング回路を安定化するとともに、EMI(電磁妨害)ノイズを抑制する手段を設けたスイッチング電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
交流電源からの交流電力を整流平滑して得られた直流電力、あるいは別の直流電源をそれぞれ1次直流電源として、任意の電圧の直流電力に変換するDC−DCコンバータや、任意の周波数を有する交流電力に変換するDC−ACコンバータなどのスイッチング電源装置がある。
【0003】
このようなスイッチング電源装置は、電力変換効率が高く、電力容量に比べて小型軽量であり、コストも安いため、小容量電源から大容量電源に至るまで広く用いられている。そして、最近はこのスイッチング電源装置をより小型軽量化するために、そのスイッチング周波数を高くする傾向にある。しかしながら、スイッチング周波数を高くするに従って、スイッチング回路の動作が不安定になるという問題が生じてきた。
【0004】
そのため、例えば特開平6−98539号公報に記載されているようなスイッチング電源装置が提案されている。
これを図10によって説明すると、交流電源21からノイズフィルタ22を介して入力する交流電力を、ダイオードブリッジ23で全波整流し、大容量のコンデンサC21で平滑化した1次直流電力を、トランス26の1次巻線N21とトランジスタQ2との直列回路に印加する。そして、スイッチング制御回路(SWC)25によって、トランジスタQ2をスイッチングすることにより、トランス26の2次巻線N22に2次交流電力を誘起させる。
【0005】
その2次交流電力は、2次整流平滑回路27により整流平滑されて、正負の出力端子28p,28nから負荷に出力される。
このスイッチング電源装置において、スイッチング回路を安定化するために、1次直流電力の負のライン、特にトランス26の1次巻線N21とトランジスタQ2との直列回路の負の端子とフレームグランドGとの間に、直流分を遮断して交流分だけをグランドするためのコンデンサCg2を接続している。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
このコンデンサCg2を接続したことにより、スイッチング回路の動作は安定化したが、トランジスタQ2のスイッチングに伴って発生するスイッチング周波数及びその高調波からなるスイッチングノイズが、コンデンサCg2を介してフレームグランドGにリークし、それぞれフレームグランドGに接続された2次直流電力の負側ラインを介して負荷側に、あるいは本来ノイズの入出力を遮断すべきノイズフィルタ22を介して交流電源21側の電源ラインにリークするという新しい問題が発生した。
【0007】
さらに、スイッチング周波数が高くなったことにより、その高調波、特に30MHz〜300MHz帯のノイズが、フレームグランド及び交流電源21側の電源ライン,出力端子28p,28nに接続された負荷側の接続ラインをそれぞれアンテナとして、強いEMI(電磁妨害)ノイズを放射するという問題も生じるようになった。
【0008】
最近のように、限られた室内で多種多様の電子機器が使われるようになると、同一電源ラインに接続された他の機器に、あるいは電源ラインは異なるが近接して設置された他の機器に、それぞれ妨害等の悪影響を及ぼすラインノイズ,EMIノイズ等のレベルの規制が厳しくなり、特にヨーロッパではEMIノイズが規制されたレベルを超えた機器は販売出来なくなっている。
【0009】
この発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、スイッチング電源装置のスイッチング周波数が高くなっても、スイッチング回路を安定化すると共に、EMIノイズを抑制することを目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】
この発明は、大容量のコンデンサを1次直流電源とし、その直流電力を高周波用のトランスの1次巻線とスイッチング素子との直列回路に入力して、該スイッチング素子をスイッチングすることによりトランスの2次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力するスイッチング電源装置を対象とする。
【0011】
あるいは、次のような電力帰還型のスイッチング電源装置も対象とする。
交流電源から入力する交流電力を1次直流電力に変換する全波整流回路の出力端子間に、大容量のコンデンサとそのコンデンサを放電させる向きに接続した放電用ダイオードとの直列回路と、上記高周波用のトランスの1次巻線と上記スイッチング素子との直列回路を、それぞれ並列に接続する。そして、上記スイッチング素子によって上記1次直流電力をスイッチングすることにより、上記トランスの2次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力する。また、そのトランスの1次巻線又はそのトランスに別に設けた3次巻線に誘起される電力の一部を、上記大容量のコンデンサに帰還させる。
【0012】
この発明は、このようなスイッチング電源装置において、上記の目的を達成するため、図1等に示すように、大容量のコンデンサC1に直列に、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタL1及び/又はL2を接続し、高周波用のトランス6の1次巻線N1とスイッチング素子Qとの直列回路に並列に、高周波ノイズが遅れることなく通過する程度に小容量のバイパスコンデンサCpを接続する。これによって、スイッチングによる高調波ノイズがコンデンサC1を通らないようにバイパスする。
【0013】
さらに、上記大容量のコンデンサC1とインダクタL1及び/又はL2との直列回路の両端、及びトランス6の1次巻線N1とスイッチング素子Qとの直列回路の両端のうちの少なくとも1箇所とフレームグランドGとの間に、グランド用の抵抗RgとコンデンサCgとの直列回路を接続する。
これによって、スイッチング回路11の作動が安定化し、フレームグランドGにリークする高調波ノイズを抵抗Rgによって熱に変換すると共に回路のQを下げて、EMI(電磁妨害)ノイズを大幅に抑制する。
【0014】
また、図5に示すように、トランス6の1次巻線N1とスイッチング素子Qとの直列回路に流れる過電流を検出するための過電流検出用抵抗Riを設け、スイッチング制御回路5aが、過電流検出用抵抗Riによって検出される信号を入力して、過電流が検出された時にはスイッチング素子Qのスイッチングを停止する手段を有するようにするとよい。
【0015】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照しながら具体的に説明する。
(第1の実施形態:図1から図3)
まず、図1から図3によって、この発明によるスイッチング電源装置の第1の実施形態を説明する。
【0016】
図1に示すスイッチング電源装置は、交流電源1からの交流電力が入力するノイズフィルタ2と、そのノイズフィルタ2を通した交流電力を全波整流して1次直流電力に変換するダイオードブリッジ3と、その変換された1次直流電力をスイッチングして2次交流電力を出力するスイッチング回路11と、そのスイッチング回路11から出力される2次交流電力を整流平滑して、2次直流電力に変換する2次整流平滑回路7、及びその出力端子8p,8nとにより構成されている。
【0017】
スイッチング回路11は、高周波用のトランス6と、1次直流電力を平滑する大容量のコンデンサC1とその両端にそれぞれ接続された、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタL1,L2との直列回路と、トランス6の1次巻線N1とスイッチング素子であるトランジスタ(FETでもよい)Qとの直列回路と、その直列回路に並列に接続されたバイパスコンデンサCpと、トランジスタQのベースに駆動パルスを出力してスイッチングさせるスイッチング制御回路5とからなる。そして、トランス6の2次巻線N2は2次整流平滑回路7に接続されている。
【0018】
この実施形態において、ダイオードブリッジ3の正負の出力端子3p,3nにそれぞれ接続された正のホットライン4pと負のコモンライン4nとの間に、コンデンサC1とインダクタL1,L2との直列回路と、トランス6の1次巻線N1とトランジスタQとの直列回路と、バイパスコンデンサCpとが互いに並列に接続されている。
【0019】
さらに、トランス6の1次巻線N1とトランジスタQとの直列回路とコモンライン4nとの接続点は、スイッチング回路11の動作を安定化するためのグランド用の抵抗RgとコンデンサCgとの直列回路を介してフレームグランドGに接続されている。
【0020】
図2は図1におけるノイズフィルタ2の構成の一例を、図3は2次整流平滑回路7の構成の一例を、それぞれ示す回路図である。
図2に示すノイズフィルタ2は、それぞれ高周波用のコンデンサC4,C5,C6と、互いに磁気結合された高周波用のインダクタL5およびL6とからなり、2本の交流ラインa,b間には、コンデンサC4と、コンデンサC5とC6の直列回路とが並列に接続されている。そのコンデンサC5とC6の接続点はフレームグランドGに接続されている。そして、2本の交流ラインa,bにそれぞれ直列にインダクタL5,L6が接続されている。
【0021】
したがって、2本の交流ラインa,bにそれぞれ混入した高周波ノイズに対して、互いに逆相の成分はコンデンサC4を通って打消され、同相又は非対称成分はコンデンサC5,C6を介してフレームグランドGに落されると共に、インダクタL5,L6によって入力側と出力側とが遮断されるから、交流ラインa,b側に混入したノイズも、スイッチング電源装置内部で生じたノイズも、互いに他の側にリークすることがない。
【0022】
図3に示す2次整流平滑回路7は、トランジスタQのオン・オフに伴ってトランス6の2次巻線N2に誘起される2次交流電力により2次巻線N2の一端c側が正電位になった時に、電流は整流ダイオードD7を通してチョークコイルCH2に流れて平滑コンデンサC2を充電すると共に、チョークコイルCH2を励起する。
【0023】
2次巻線N2の一端c側が0又は負電位になってダイオードD7が非導通になった時に、チョークコイルCH2に蓄積された励起エネルギーが電流に再変換されて、コンデンサC2と転流ダイオードD8に流れ、コンデンサC2を充電する。このようにしてコンデンサC2に充電され、平滑された2次直流電力は、出力端子8p,8nから負荷に出力される。
【0024】
図1に示した交流電源1から入力する交流電力は、ノイズフィルタ2によって高周波ノイズが遮断された後、ダイオードブリッジ3により全波整流されて1次直流電力に変換され、大容量のコンデンサC1を充電して平滑される。コンデンサC1に直列に接続されたインダクタL1,L2は、コンデンサC1を充電する1次直流電力に含まれている電源周波数の2倍の基本周波数とその高調波とからなるリップル分に対しては、インダクタンスが小さいためにインダクタとして作用しない。
【0025】
このように充電されたコンデンサC1は、スイッチング回路11の1次直流電源として作用し、スイッチング制御回路5が出力する駆動パルスに応じてトランジスタQがトランス6の1次巻線N1に流れる電流をオン・オフする。
それによって、トランス6の2次巻線N2に誘起される2次交流電力は、2次整流平滑回路7によって整流平滑されて2次直流電力に変換され、出力端子8p,8nから負荷に出力される。
【0026】
スイッチング制御回路5は、出力端子8p,8n間の電圧すなわちスイッチング電源装置の出力電圧を検出して、その出力電圧が予め設定された電圧より高ければトランジスタQに出力する駆動パルスのオンデューティ比を小さくし、出力電圧が低ければオンデューティ比を大きくするように、PWM(パルス幅変調)制御することにより、出力電圧が設定電圧と等しくなるように定電圧制御する。
【0027】
スイッチング回路11の動作中、トランジスタQがオンからオフになった瞬間に、トランス6の1次巻線N1の両端に逆起電力が発生し、そのショックがホットライン4pおよびコンデンサC1を介してコモンライン4nに伝わる。しかし、一般にコンデンサC1の耐電圧は交流電源1の交流電圧の1.5倍〜2倍と高く、しかも大容量であるためそのサイズが大きい。したがって、1次巻線N1とトランジスタQとの直列回路とは若干離れているから、ショックがコモンライン4nを介してスイッチング制御回路5に戻るまでに遅れが生じる。
【0028】
その遅れ時間は極めて短いものであるが、高周波化しているスイッチング周波数及びその高調波の周期に比べると無視出来ないものになる。そのため、スイッチング制御回路5が不安定になってスイッチング回路11の動作も不安定になる恐れがある。この動作の不安定化を防ぐために、図10に示した従来例のように、コモンラインとフレームグランドGとの間にコンデンサCg2を接続すると、スイッチングノイズがフレームグランドに流れてEMIノイズが増大する。
【0029】
そこで、この図1に示したスイッチング回路11においては、高調波ノイズがコンデンサC1を通らないように、コンデンサC1の両端にインダクタンスの小さいインダクタL1,L2を接続すると共に、1次巻線N1とトランジスタQとの直列回路の両端をバイパスコンデンサCpによって接続している。そのため、高調波ノイズが遅れることなくバイパスコンデンサCpを通り、ノイズが大幅に抑えられる。
【0030】
すなわち、図1の回路では、低減したい周波数f成分をバイパスコンデンサCpにより取る構成となっている。ここで、トランス6の1次巻線N1とトランジスタQとバイパスコンデンサCpとによって形成される閉ループのループ長(1次巻線N1の巻線長およびトランジスタQとバイパスコンデンサCpの配線長等による)をAとし、周波数fの時の波長をΛとする。このときf=Λ/2πの関係があるので、バイパスコンデンサCpの実装配置を、そのループ長A内での配線長がΛ/8からΛ/16以下に設定できるように決定するとよい。
【0031】
さらに、コモンライン4nとフレームグランドGとの間に、グランド用の抵抗RgとコンデンサCgとの直列回路を接続したから、スイッチング回路11の動作が安定化すると共に、コンデンサCgを通ってフレームグランドGに流れるノイズのパワーの大部分が、抵抗Rgによって熱に変換されると共に、回路のQの働きで低減される。
そのため、フレームグランドGからノイズフィルタ2のコンデンサC5,C6(図2)を介して交流電源1の交流ラインbと、2次直流電力の負側ラインを介して負荷に接続されたラインとにそれぞれ流れるノイズ、及びフレームグランドGと各ラインをアンテナとしたEMIノイズを大幅に減少させることが出来る。
【0032】
(第2の実施形態:図4)
次に、図4によってこの発明の第2の実施形態を説明する。
図4は、この発明によるスイッチング電源装置の第2の実施形態におけるスイッチング回路12の構成のみを示す回路図である。
このスイッチング回路12において、図1に示したスイッチング回路11と異なる点は、グランド用の抵抗RgとコンデンサCgとの直列回路を、コモンライン4nとフレームグランドGとの間ではなく、ホットライン4pとフレームグランドGとの間に接続した点だけである。
【0033】
したがって、その他のスイッチング電源装置としての構成は全て図1と同じであるから、図1と同じ部分に同一符号を付し、スイッチング回路以外の部分は図示を省略している。
このように、グランド用の抵抗RgとコンデンサCgとの直列回路を、ホットライン4pとフレームグランドGとの間に接続しても、ホットライン4pとコモンライン4nとの間にはバイパスコンデンサCpが接続され、ノイズに対するインピーダンスが極めて小さくなっているから、図1に示した実施形態の場合と全く同様な効果が得られる。
【0034】
(第3の実施形態:図5)
次に、図5によってこの発明の第3の実施形態を説明する。
図5は、この発明によるスイッチング電源装置の第3の実施形態におけるスイッチング回路13の構成のみを示す回路図である。
このスイッチング回路13において、図1に示したスイッチング回路11と異なる点は、バイパスコンデンサCpを並列に接続した1次巻線N1とトランジスタQとの直列回路とコモンライン4nとの間に、過電流検出用の抵抗Riを接続し、スイッチング制御回路5に代えて、抵抗Riによる過電流検出信号を入力すると駆動パルスの出力を停止するスイッチング制御回路5aを設けたことである。
さらに、2組のグランド用の抵抗RgとコンデンサCgとの直列回路を、過電流検出用の抵抗Riの両端とフレームグランドGとの間に、それぞれ接続したことである。
その他のスイッチング電源装置としての構成は全て図1と同じであるから、図1と同じ部分に同一符号を付し、スイッチング回路以外の部分は図示を省略している。
【0035】
このスイッチング回路13におけるスイッチング制御回路5aは、図1におけるスイッチング制御回路5と同様に、出力電圧を検出して駆動パルスをPWM制御する作用に加えて、抵抗Riによって検出される1次巻線N1とトランジスタQとの直列回路に流れる電流値を常に入力しており、もしその電流値が予め設定した閾値を超えた値(過電流)になると、直ちに駆動パルスの出力を停止する。したがって、トランジスタQのスイッチングが停止されるから、スイッチング電源装置内の各部や負荷の焼損等が起る恐れをなくすことが出来る。
【0036】
図6及び図7は、この図5に示したスイッチング回路13を備えたスイッチング電源装置(この発明の装置)のEMIノイズのパワー・スペクトラムを、図10に示した従来のスイッチング電源装置の場合と比較して示す線図であり、図6は水平成分(測定装置のアンテナを水平にして測定した結果)、図7は垂直成分(測定装置のアンテナを垂直にして測定した結果)を示している。
これらの図において、横軸に30MHz〜300MHz帯域の周波数を対数目盛で示し、縦軸はアンテナ1m当りに生じる起電力を1μVを0dBとしたデシベル目盛で示している。
【0037】
そして、図6における曲線H0は従来例の水平方向、曲線H1はこの発明の装置の水平方向におけるそれぞれノイズの大きさを表わし、図7における曲線V0は従来例の垂直方向、V1はこの発明の装置の垂直方向におけるそれぞれノイズの大きさを表わしている。
【0038】
なお、この測定に用いたこの発明によるスイッチング電源装置及び従来例において、両者に共通な定数は、スイッチング周波数:500KHz,大容量のコンデンサC1,C21の容量:820μF,グランド用のコンデンサCg,Cg2の容量:1500pFであり、1次巻線N1,N21の両端間には、図示しない抵抗とコンデンサからなるスナバ回路を接続している。
【0039】
その他の図5に示したスイッチング回路13の各部の定数は、インダクタL1,L2のインダクタンス:1μH,バイパスコンデンサCpの容量:10μF,グランド用の抵抗Rgの抵抗値:470Ω,及び過電流検出用の抵抗Riの抵抗値:10〜20mΩである。
【0040】
図6と図7から明らかなように、この発明によるスイッチング電源装置のEMIノイズのレベルは、水平成分,垂直成分共に全帯域にわたって略30dB(32μV/m)以内に収まっており、従来例に比べて10〜20dBのノイズ低減が認められる。特に従来例では難しいとされていた100MHz近傍のEMIノイズに対しては、20〜30dBの著しいノイズ低減が認められ、その効果は大きい。
また、この発明によるスイッチング電源装置のスイッチング回路13では、不安定な動作の発生が認められなかった。
【0041】
(第4の実施形態:図8と図1)
次に、図8によってこの発明の第4の実施形態を説明する。
図8は、この発明によるスイッチング電源装置の第4の実施形態におけるスイッチング回路の構成のみを示す回路図である。
この第4の実施形態は、電力帰還型のスイッチング電源装置であるが、スイッチング回路以外は図1に示したスイッチング電源装置と同じ構成であるので、その図示を省略している。
【0042】
図8に示すスイッチング回路14において、トランス6aは、1次巻線N1と2次巻線N2とが互いに逆位相のフライバック型のトランスであり、1次巻線N1と2次巻線N2とが同位相のフォーワード型のトランス6(図1)と相違する。また、マイナス端子がコモンライン4nに接続された大容量のコンデンサC1とインダクタL1,L2との直列回路のプラス端子と、ホットライン4p及び1次巻線N1とトランジスタQの接続点との間に、それぞれコンデンサC1を放電させるためのダイオードD1及び充電するためのダイオードD2を接続し、電力帰還型のスイッチング回路を構成している。
【0043】
さらに、このスイッチング回路14は、トランス6aの1次巻線N1とトランジスタQとの直列回路のコモンライン4n側の一端とフレームグランドGとの間に、グランド用の抵抗RgとコンデンサCgとの直列回路を接続している。このグランド用の抵抗RgとコンデンサCgとの直列回路を、図4に示したスイッチング回路12と同様に、ホットライン4p側の一端とフレームグランドGとの間に接続してもよい。
【0044】
この第4の実施形態のスイッチング電源装置は、図1に示したスイッチング電源装置のスイッチング回路11に代えて、図8に示したスイッチング回路14を接続したものである。そこで、この図1と図8とによって、このスイッチング電源装置の作用を説明する。
【0045】
図8のスイッチング回路14はトランス6aがフライバック型であるため、このスイッチング回路14と図1の2次整流平滑回路7とからなるDC−DCコンバータはオン−オフ方式になる。そのため、トランジスタQがオンの時に1次巻線N1に1次直流電力の電流が流れるが、2次整流平滑回路7の整流ダイオードD7に阻止されて2次巻線N2には電流が流れず、1次巻線N1に流れる電流はトランス6aを励起する(磁気エネルギーとして蓄積される)。
【0046】
トランジスタQがオフになると、1次巻線N1,2次巻線N2の極性がそれぞれ反転するから、トランス6aに蓄積された磁気エネルギーは電流に再変換され、その一部は整流ダイオードD7を通って2次整流平滑回路7に流れ、平滑化された2次直流電力となって、図1の正負の出力端子8p,8nに接続された図示しない負荷に出力される。
【0047】
図1の交流電源1からノイズフィルタ2を介して入力した交流電力は、ダイオードブリッジ3から全波整流された脈流波形の1次直流電力として出力される。交流電源がオンの直後は、図8のスイッチング制御回路5が作動していないから、トランジスタQはオフのままであり、1次直流電力はトランス6aの1次巻線N1,ダイオードD2を介してコンデンサC1を充電し、コンデンサC1の端子間電圧が或る程度上ってから、スイッチングが開始される。
【0048】
スイッチング開始後は、コモンライン4nを基準の0V、ダイオードブリッジ3の出力電圧の瞬時値をVi、コンデンサC1の端子間電圧をVcとして、トランジスタQがオンの時にトランス6aの1次巻線N1に流れる電流は、ViがVcより高ければ交流電源1からダイオードブリッジ3を介して入力し、ViがVcより低ければコンデンサC1からダイオードD1を介して供給されて、それぞれトランス6aを励起する(インダクタL1,L2は無視出来る)。
【0049】
ダイオードブリッジ3の出力電圧の瞬時値ViがコンデンサC1の端子間電圧Vcより高くても、ダイオードD1が作用してダイオードブリッジ3から平滑コンデンサC1を直接に充電することはなく、ViがVcより低くてもコンデンサC1の放電電流がダイオードブリッジ3に逆流する恐れもない。
また、トランジスタQがオンになってそのコレクタ電圧が0Vになっても、ダイオードD2が作用してコンデンサC1の両端子間のショートは防止される。
【0050】
トランジスタQがオフになると、1次巻線N1,2次巻線N2にそれぞれ逆起電力が発生して、トランス6aに蓄積された磁気エネルギーが再変換された電流の一部は、2次巻線N2から2次整流平滑回路7に流れるが、電流の他の一部は、ダイオードブリッジ3の出力電圧の瞬時値ViがコンデンサC1の端子間電圧Vcより低い場合でも、Viと1次巻線Npの逆起電力との和がVcを超えていれば、ダイオードD2を介してコンデンサC1を充電する。
そのコンデンサC1を充電する電流と同じ電流値の電流が、ダイオードブリッジ3を介して交流電源1から供給されるから、その導通角は広くなり、ピーク電流が抑えられて力率が大幅に改善される。
【0051】
(第5の実施形態:図9と図1)
次に、図9によってこの発明の第5の実施形態を説明する。
図9は、この発明によるスイッチング電源装置の第5の実施形態におけるスイッチング回路の構成のみを示す回路図である。
この第5の実施形態も、電力帰還型のスイッチング電源装置であるが、スイッチング回路以外は図1に示したスイッチング電源装置と同じ構成であるので、その図示を省略している。
【0052】
図9に示すスイッチング回路15は、図8のスイッチング回路14がフライバック型のトランス6aを用いて1次巻線N1に誘起される電力を帰還するのに対して、3次巻線を備えたフォーワード型のトランス6bを用い、その3次巻線N3に誘起される電力を帰還する電力帰還型のスイッチング回路を構成している。
【0053】
さらに、このスイッチング回路15が図8のスイッチング回路14と異なる点は、大容量のコンデンサC1とインダクタL1,L2との直列回路のプラス端子にアノードを接続したコンデンサC1充電用のダイオードD2のカソード端子を、インダクタンスの小さいチョークコイルCHを介してトランス6bの3次巻線N3の一端に接続し、その3次巻線N3の他端をホットライン4pに接続いていることである。
また、ホットライン4pには、コンデンサC1の放電電流がダイオードブリッジ3に逆流しないように、ダイオードD3が介挿されている。
【0054】
この第5の実施形態のスイッチング電源装置は、図1に示したスイッチング電源装置のスイッチング回路11に代えて、図9に示したスイッチング回路15を接続したものである。そこで、この図1と図9とによって、このスイッチング電源装置の作用を説明する。
この図9のスイッチング回路15のトランス6bはフォーワード型であるから、トランジスタQがオンになって1次巻線N1に電流が流れた時に、2次巻線N2は2次整流平滑回路7の図3に示した整流ダイオードD7に接続された一端c側が、3次巻線N3はチョークコイルCHに接続された一端d側が、それぞれ正になる。
【0055】
トランジスタQがオンの時にトランス6bの1次巻線N1に流れる電流は、ダイオードブリッジ3の出力電圧の瞬時値Viが、コンデンサC1の端子間電圧Vcより高い間はダイオードブリッジ3から供給され、コンデンサC1の端子間電圧Vcより低い間はコンデンサC1からインダクタL1,L2とダイオードD1を介して供給されることは説明するまでもないが、1次巻線N1に電流が流れることによって、3次巻線N3にその一端d側が正になる起電力が発生する。
【0056】
そのため、トランス6bの1次巻線N1の電流ソースがダイオードブリッジ3であっても、コンデンサC1であっても、供給される電流の一部は、3次巻線N3,チョークコイルCH及びコンデンサC1とインダクタL1,L2の直列回路を通って流れ、コンデンサC1を充電すると共に、チョークコイルCHを励起するように作用する。
【0057】
トランジスタQがオフになると、3次巻線N3の起電力は0になるが、チョークコイルCHに逆起電力が発生して、チョークコイルCHに蓄積された励起エネルギーが再変換され、その電流がコンデンサC1に流れてそれを充電する。
すなわち、コンデンサC1の端子間電圧Vcがダイオードブリッジ3の出力電圧の瞬時値Viより高い期間は、このようにしてコンデンサC1の放電電流の一部が帰還される。
【0058】
また、ダイオードブリッジ3の出力電圧の瞬時値ViがコンデンサC1の端子間電圧Vcより高い期間は、ダイオードブリッジ3から出力される電流の一部が、3次巻線N3とチョークコイルCHを通過してコンデンサC1を充電するが、そのダイオードブリッジ3からの電流に、トランジスタQのスイッチングによって3次巻線N3とチョークコイルCHとからなる充電回路に発生する電流が重畳されてコンデンサC1を充電する。
【0059】
したがって、交流電源1から入力する交流電流のピーク値が抑えられて力率が向上し、ノイズの発生もない。
また、スイッチング回路15に用いたチョークコイルCHは、インダクタL1,L2と同様に、トランジスタQのスイッチング周波数に対応する高周波用のチョークコイルであるから、従来のチョーク入力型の平滑回路に用いる低周波用のチョークコイルに比べて遙かに小型軽量であり、コストも安い。
【0060】
図8及び図9に示した電力帰還型のスイッチング回路14及び15においても、コンデンサC1の両端にインダクタL1,L2を接続し、トランス6a又は6bの1次巻線N1とトランジスタQとの直列回路に並列にバイパスコンデンサCpを接続し、コモンライン4nとフレームグランドGとの間に抵抗RgとコンデンサCgとの直列回路を接続している。
そのため、トランジスタQのスイッチングによって発生するスイッチング周波数及びその高調波のノイズが減少するだけでなく、フレームグランドGにリークするノイズも大幅に抑制されるから、EMIノイズが大幅に抑制される効果がある。
【0061】
以上説明した第1乃至第5の実施形態において共通な点は、抵抗RgとコンデンサCgとからなるグランド用の直列回路は、コンデンサC1とインダクタL1,L2との直列回路の両端及び1次巻線N1とトランジスタQとの直列回路の両端、合わせて4箇所のいずれかとフレームグラントGとの間に設ければ、略同様な効果が得られるが、どこに設ければ最も効果的であるかは、実際のスイッチング回路で実験的に決定すべきことである。
【0062】
さらに、1箇所だけでなく複数箇所に設けてもよいが、一般的にはワンポイント・アースといわれるように、最も効果的な1箇所に設けた方が予想外のトラブルを回避出来る。その意味で、図5に示したスイッチング回路13は例外的なものであるが、抵抗Riが10〜20mΩと小さい値であるにも拘らず、高周波ノイズに対しては他のコンデンサに比べてインピーダンスが大きいため、実験的に確認して抵抗Riの両端の2箇所にグランド用の抵抗RgとコンデンサCgの直列回路を設けたものである。
【0063】
また、コンデンサC1(820μF)の両端にインダクタL1,L2(各1μH)を接続しても、片側だけにインダクタ(2μH)を接続しても、回路図上で見れば同等の効果があると思われるが、実験的には両端にそれぞれ1μHのインダクタを接続した方が若干ノイズ抑制の効果が上がるようである。
以上説明したようにこの発明によるスイッチング電源装置は、スイッチング周波数が高くなってもスイッチング回路を安定化すると共に、EMIノイズを抑制することが出来る。
【0064】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明によれば、スイッチング電源装置のスイッチング周波数が高くなっても、スイッチング回路を安定化することができると共に、EMIノイズを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明によるスイッチング電源装置の第1の実施形態を示す回路図である。
【図2】図1におけるノイズフィルタの構成の一例を示す回路図である。
【図3】図1における2次整流平滑回路の構成の一例を示す回路図である。
【図4】この発明によるスイッチング電源装置の第2の実施形態におけるスイッチング回路の構成を示す回路図である。
【図5】この発明によるスイッチング電源装置の第3の実施形態におけるスイッチング回路の構成を示す回路図である。
【図6】図5に示したスイッチング回路を備えたスイッチング電源装置によるEMIノイズの水平成分のパワー・スペクトラムを、従来例と比較して示す線図である。
【図7】同じくそのEMIノイズの垂直成分のパワー・スペクトラムを、従来例と比較して示す線図である。
【図8】この発明によるスイッチング電源装置の第4の実施形態における電力帰還型のスイッチング回路の構成を示す回路図である。
【図9】この発明によるスイッチング電源装置の第5の実施形態における電力帰還型のスイッチング回路の構成を示す回路図である。
【図10】従来のスイッチング電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
1:交流電源 2:ノイズフィルタ
3:ダイオードブリッジ(全波整流回路)
4p:ホットライン 4n:コモンライン
5:スイッチング制御回路
6,6a,6b:トランス 7:2次整流平滑回路
11〜13:スイッチング回路
14,15:スイッチング回路(電力帰還型)
C1:大容量のコンデンサ
Cg:グランド用のコンデンサ
Cp:バイパスコンデンサ
Rg:グランド用の抵抗 Ri:過電流検出用の抵抗
D1:放電用ダイオード D2:充電用ダイオード
L1,L2:小さいインダクタンスのインダクタ
N1:1次巻線 N2:2次巻線
N3:3次巻線
Q:トランジスタ(スイッチング素子)
Claims (5)
- 大容量のコンデンサを1次直流電源とし、その直流電力を高周波用のトランスの1次巻線とスイッチング素子との直列回路に入力して、該スイッチング素子をスイッチング制御回路によってスイッチングすることにより、前記トランスの2次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力するスイッチング電源装置において、
前記大容量のコンデンサに直列に、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタを接続し、
前記トランスの1次巻線と前記スイッチング素子との直列回路に並列に、高周波ノイズが遅れることなく通過する程度に小容量のバイパスコンデンサを接続すると共に、
前記大容量のコンデンサと前記インダクタとの直列回路の両端及び前記トランスの1次巻線と前記スイッチング素子との直列回路の両端のうちの少なくとも1箇所とフレームグランドとの間に、グランド用の抵抗とコンデンサとの直列回路を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 請求項1に記載のスイッチング電源装置において、
前記トランスの1次巻線と前記スイッチング素子との直列回路に流れる過電流を検出するための過電流検出用抵抗を設け、
前記スイッチング制御回路が、前記過電流検出用抵抗によって検出される信号を入力して、過電流が検出された時には前記スイッチング素子のスイッチングを停止する手段を有することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 交流電源から入力する交流電力を1次直流電力に変換する全波整流回路の出力端子間に、大容量のコンデンサと該大容量のコンデンサを放電させる向きに接続した放電用ダイオードとの直列回路と、高周波用のトランスの1次巻線とスイッチング素子との直列回路をそれぞれ並列に接続し、前記スイッチング素子によって前記1次直流電力をスイッチングすることにより前記トランスの2次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力すると共に、前記トランスの1次巻線に誘起される電力の一部を前記大容量のコンデンサに帰還する電力帰還型のスイッチング電源装置において、
前記大容量のコンデンサに直列に、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタを接続し、
前記トランスの1次巻線と前記スイッチング素子との直列回路に並列に、高周波ノイズが遅れることなく通過する程度に小容量のバイパスコンデンサを接続すると共に、
前記コンデンサと前記インダクタとの直列回路の両端及び前記トランスの1次巻線と前記スイッチング素子との直列回路の両端のうちの少なくとも1箇所とフレームグランドとの間に、グランド用の抵抗とコンデンサとの直列回路を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 交流電源から入力する交流電力を1次直流電力に変換する全波整流回路の出力端子間に、大容量のコンデンサと該大容量のコンデンサを放電させる向きに接続した放電用ダイオードとの直列回路と、高周波用のトランスの1次巻線と前記スイッチング素子との直列回路をそれぞれ並列に接続し、前記スイッチング素子によって前記1次直流電力をスイッチングすることにより前記トランスの2次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力すると共に、前記トランスの3次巻線に誘起される電力の一部を前記大容量のコンデンサに帰還する電力帰還型のスイッチング電源装置において、
前記大容量のコンデンサに直列に、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタを接続し、
前記トランスの1次巻線と前記スイッチング素子との直列回路に並列に、高周波ノイズが遅れることなく通過する程度に小容量のバイパスコンデンサを接続すると共に、
前記大容量のコンデンサと前記インダクタとの直列回路の両端及び前記トランスの1次巻線と前記スイッチング素子との直列回路の両端のうちの少くとも1箇所とフレームグランドとの間に、グランド用の抵抗とコンデンサとの直列回路を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 請求項1乃至4のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置において、
前記大容量のコンデンサの両端に、それぞれ該大容量のコンデンサに直列に、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタを接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
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