JPH09271165A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH09271165A JPH09271165A JP1373397A JP1373397A JPH09271165A JP H09271165 A JPH09271165 A JP H09271165A JP 1373397 A JP1373397 A JP 1373397A JP 1373397 A JP1373397 A JP 1373397A JP H09271165 A JPH09271165 A JP H09271165A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング周波数が高くなっても、スイッ
チング回路を安定化すると共に、ＥＭＩノイズを抑制す
る。 【解決手段】 大容量のコンデンサＣ１を１次直流電源
とし、その直流電力を高周波用のトランス６の１次巻線
Ｎ１とスイッチング素子Ｑとの直列回路に入力して、該
スイッチング素子Ｑをスイッチングすることにより、ト
ランス６の２次巻線Ｎ２に誘起される交流電力を整流平
滑して出力するスイッチング電源装置において、１次直
流電力を平滑する大容量のコンデンサＣ１に直列にイン
ダクタンスの小さいインダクタＬ１及び／又はＬ２を接
続すると共に、トランス６の１次巻線Ｎ１とトランジス
タＱとの直列回路に並列にバイパスコンデンサＣｐを接
続する。さらに、ホットライン４ｐ又はコモンライン４
ｎとフレームグランドＧとの間に、グランド用の抵抗Ｒ
ｇとコンデンサＣｇの直列回路を接続する。
チング回路を安定化すると共に、ＥＭＩノイズを抑制す
る。 【解決手段】 大容量のコンデンサＣ１を１次直流電源
とし、その直流電力を高周波用のトランス６の１次巻線
Ｎ１とスイッチング素子Ｑとの直列回路に入力して、該
スイッチング素子Ｑをスイッチングすることにより、ト
ランス６の２次巻線Ｎ２に誘起される交流電力を整流平
滑して出力するスイッチング電源装置において、１次直
流電力を平滑する大容量のコンデンサＣ１に直列にイン
ダクタンスの小さいインダクタＬ１及び／又はＬ２を接
続すると共に、トランス６の１次巻線Ｎ１とトランジス
タＱとの直列回路に並列にバイパスコンデンサＣｐを接
続する。さらに、ホットライン４ｐ又はコモンライン４
ｎとフレームグランドＧとの間に、グランド用の抵抗Ｒ
ｇとコンデンサＣｇの直列回路を接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はスイッチング電源
装置に関し、特に、スイッチング回路を安定化するとと
もに、ＥＭＩ（電磁妨害）ノイズを抑制する手段を設け
たスイッチング電源装置に関する。
装置に関し、特に、スイッチング回路を安定化するとと
もに、ＥＭＩ（電磁妨害）ノイズを抑制する手段を設け
たスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電源からの交流電力を整流平滑して
得られた直流電力、あるいは別の直流電源をそれぞれ１
次直流電源として、任意の電圧の直流電力に変換するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータや、任意の周波数を有する交流電力
に変換するＤＣ−ＡＣコンバータなどのスイッチング電
源装置がある。
得られた直流電力、あるいは別の直流電源をそれぞれ１
次直流電源として、任意の電圧の直流電力に変換するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータや、任意の周波数を有する交流電力
に変換するＤＣ−ＡＣコンバータなどのスイッチング電
源装置がある。
【０００３】このようなスイッチング電源装置は、電力
変換効率が高く、電力容量に比べて小型軽量であり、コ
ストも安いため、小容量電源から大容量電源に至るまで
広く用いられている。そして、最近はこのスイッチング
電源装置をより小型軽量化するために、そのスイッチン
グ周波数を高くする傾向にある。しかしながら、スイッ
チング周波数を高くするに従って、スイッチング回路の
動作が不安定になるという問題が生じてきた。
変換効率が高く、電力容量に比べて小型軽量であり、コ
ストも安いため、小容量電源から大容量電源に至るまで
広く用いられている。そして、最近はこのスイッチング
電源装置をより小型軽量化するために、そのスイッチン
グ周波数を高くする傾向にある。しかしながら、スイッ
チング周波数を高くするに従って、スイッチング回路の
動作が不安定になるという問題が生じてきた。
【０００４】そのため、例えば特開平６−９８５３９号
公報に記載されているようなスイッチング電源装置が提
案されている。これを図１０によって説明すると、交流
電源２１からノイズフィルタ２２を介して入力する交流
電力を、ダイオードブリッジ２３で全波整流し、大容量
のコンデンサＣ２１で平滑化した１次直流電力を、トラ
ンス２６の１次巻線Ｎ２１とトランジスタＱ２との直列
回路に印加する。そして、スイッチング制御回路（ＳＷ
Ｃ）２５によって、トランジスタＱ２をスイッチングす
ることにより、トランス２６の２次巻線Ｎ２２に２次交
流電力を誘起させる。
公報に記載されているようなスイッチング電源装置が提
案されている。これを図１０によって説明すると、交流
電源２１からノイズフィルタ２２を介して入力する交流
電力を、ダイオードブリッジ２３で全波整流し、大容量
のコンデンサＣ２１で平滑化した１次直流電力を、トラ
ンス２６の１次巻線Ｎ２１とトランジスタＱ２との直列
回路に印加する。そして、スイッチング制御回路（ＳＷ
Ｃ）２５によって、トランジスタＱ２をスイッチングす
ることにより、トランス２６の２次巻線Ｎ２２に２次交
流電力を誘起させる。
【０００５】その２次交流電力は、２次整流平滑回路２
７により整流平滑されて、正負の出力端子２８ｐ，２８
ｎから負荷に出力される。このスイッチング電源装置に
おいて、スイッチング回路を安定化するために、１次直
流電力の負のライン、特にトランス２６の１次巻線Ｎ２
１とトランジスタＱ２との直列回路の負の端子とフレー
ムグランドＧとの間に、直流分を遮断して交流分だけを
グランドするためのコンデンサＣｇ２を接続している。
７により整流平滑されて、正負の出力端子２８ｐ，２８
ｎから負荷に出力される。このスイッチング電源装置に
おいて、スイッチング回路を安定化するために、１次直
流電力の負のライン、特にトランス２６の１次巻線Ｎ２
１とトランジスタＱ２との直列回路の負の端子とフレー
ムグランドＧとの間に、直流分を遮断して交流分だけを
グランドするためのコンデンサＣｇ２を接続している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】このコンデンサＣｇ２
を接続したことにより、スイッチング回路の動作は安定
化したが、トランジスタＱ２のスイッチングに伴って発
生するスイッチング周波数及びその高調波からなるスイ
ッチングノイズが、コンデンサＣｇ２を介してフレーム
グランドＧにリークし、それぞれフレームグランドＧに
接続された２次直流電力の負側ラインを介して負荷側
に、あるいは本来ノイズの入出力を遮断すべきノイズフ
ィルタ２２を介して交流電源２１側の電源ラインにリー
クするという新しい問題が発生した。
を接続したことにより、スイッチング回路の動作は安定
化したが、トランジスタＱ２のスイッチングに伴って発
生するスイッチング周波数及びその高調波からなるスイ
ッチングノイズが、コンデンサＣｇ２を介してフレーム
グランドＧにリークし、それぞれフレームグランドＧに
接続された２次直流電力の負側ラインを介して負荷側
に、あるいは本来ノイズの入出力を遮断すべきノイズフ
ィルタ２２を介して交流電源２１側の電源ラインにリー
クするという新しい問題が発生した。
【０００７】さらに、スイッチング周波数が高くなった
ことにより、その高調波、特に３０ＭＨｚ〜３００ＭＨ
ｚ帯のノイズが、フレームグランド及び交流電源２１側
の電源ライン，出力端子２８ｐ，２８ｎに接続された負
荷側の接続ラインをそれぞれアンテナとして、強いＥＭ
Ｉ（電磁妨害）ノイズを放射するという問題も生じるよ
うになった。
ことにより、その高調波、特に３０ＭＨｚ〜３００ＭＨ
ｚ帯のノイズが、フレームグランド及び交流電源２１側
の電源ライン，出力端子２８ｐ，２８ｎに接続された負
荷側の接続ラインをそれぞれアンテナとして、強いＥＭ
Ｉ（電磁妨害）ノイズを放射するという問題も生じるよ
うになった。
【０００８】最近のように、限られた室内で多種多様の
電子機器が使われるようになると、同一電源ラインに接
続された他の機器に、あるいは電源ラインは異なるが近
接して設置された他の機器に、それぞれ妨害等の悪影響
を及ぼすラインノイズ，ＥＭＩノイズ等のレベルの規制
が厳しくなり、特にヨーロッパではＥＭＩノイズが規制
されたレベルを超えた機器は販売出来なくなっている。
電子機器が使われるようになると、同一電源ラインに接
続された他の機器に、あるいは電源ラインは異なるが近
接して設置された他の機器に、それぞれ妨害等の悪影響
を及ぼすラインノイズ，ＥＭＩノイズ等のレベルの規制
が厳しくなり、特にヨーロッパではＥＭＩノイズが規制
されたレベルを超えた機器は販売出来なくなっている。
【０００９】この発明は、このような問題を解決するた
めになされたものであり、スイッチング電源装置のスイ
ッチング周波数が高くなっても、スイッチング回路を安
定化すると共に、ＥＭＩノイズを抑制することを目的と
する。
めになされたものであり、スイッチング電源装置のスイ
ッチング周波数が高くなっても、スイッチング回路を安
定化すると共に、ＥＭＩノイズを抑制することを目的と
する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明は、大容量のコ
ンデンサを１次直流電源とし、その直流電力を高周波用
のトランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路
に入力して、該スイッチング素子をスイッチングするこ
とによりトランスの２次巻線に誘起される交流電力を整
流平滑して出力するスイッチング電源装置を対象とす
る。
ンデンサを１次直流電源とし、その直流電力を高周波用
のトランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路
に入力して、該スイッチング素子をスイッチングするこ
とによりトランスの２次巻線に誘起される交流電力を整
流平滑して出力するスイッチング電源装置を対象とす
る。
【００１１】あるいは、次のような電力帰還型のスイッ
チング電源装置も対象とする。交流電源から入力する交
流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路の出力端
子間に、大容量のコンデンサとそのコンデンサを放電さ
せる向きに接続した放電用ダイオードとの直列回路と、
高周波用のトランスの１次巻線とスイッチング素子との
直列回路を、それぞれ並列に接続する。そして、スイッ
チング素子によって上記１次直流電力をスイッチングす
ることにより、トランスの２次巻線に誘起される交流電
力を整流平滑して出力する。また、そのトランスの１次
巻線又はトランスに別に設けた３次巻線に誘起される電
力の一部を、上記コンデンサに帰還させる。
チング電源装置も対象とする。交流電源から入力する交
流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路の出力端
子間に、大容量のコンデンサとそのコンデンサを放電さ
せる向きに接続した放電用ダイオードとの直列回路と、
高周波用のトランスの１次巻線とスイッチング素子との
直列回路を、それぞれ並列に接続する。そして、スイッ
チング素子によって上記１次直流電力をスイッチングす
ることにより、トランスの２次巻線に誘起される交流電
力を整流平滑して出力する。また、そのトランスの１次
巻線又はトランスに別に設けた３次巻線に誘起される電
力の一部を、上記コンデンサに帰還させる。
【００１２】この発明は、このようなスイッチング電源
装置において、上記の目的を達成するため、図１等に示
すように、大容量のコンデンサＣ１に直列にインダクタ
ンスの小さいインダクタＬ１及び／又はＬ２を接続し、
高周波用のトランス６の１次巻線Ｎ１とスイッチング素
子Ｑとの直列回路に並列に、小容量のバイパスコンデン
サＣｐを接続する。これによって、スイッチングによる
高調波ノイズがコンデンサＣ１を通らないようにバイパ
スする。
装置において、上記の目的を達成するため、図１等に示
すように、大容量のコンデンサＣ１に直列にインダクタ
ンスの小さいインダクタＬ１及び／又はＬ２を接続し、
高周波用のトランス６の１次巻線Ｎ１とスイッチング素
子Ｑとの直列回路に並列に、小容量のバイパスコンデン
サＣｐを接続する。これによって、スイッチングによる
高調波ノイズがコンデンサＣ１を通らないようにバイパ
スする。
【００１３】さらに、上記大容量のコンデンサＣ１とイ
ンダクタＬ１及び／又はＬ２との直列回路の両端、及び
トランス６の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑとの直
列回路の両端のうちの少くとも１箇所とフレームグラン
ドＧとの間に、グランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇ
との直列回路を接続する。これによって、スイッチング
回路１１の作動が安定化し、フレームグランドＧにリー
クする高調波ノイズを抵抗Ｒｇによって熱に変換すると
共に回路のＱを下げて、ＥＭＩ(電磁妨害)ノイズを大幅
に抑制する。
ンダクタＬ１及び／又はＬ２との直列回路の両端、及び
トランス６の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑとの直
列回路の両端のうちの少くとも１箇所とフレームグラン
ドＧとの間に、グランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇ
との直列回路を接続する。これによって、スイッチング
回路１１の作動が安定化し、フレームグランドＧにリー
クする高調波ノイズを抵抗Ｒｇによって熱に変換すると
共に回路のＱを下げて、ＥＭＩ(電磁妨害)ノイズを大幅
に抑制する。
【００１４】また、図５に示すように、トランス６の１
次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑとの直列回路に流れる
過電流を検出するための過電流検出用抵抗Ｒｉを設け、
スイッチング制御回路５ａが、過電流検出用抵抗Ｒｉに
よって検出される信号を入力して、過電流が検出された
時にはスイッチング素子Ｑのスイッチングを停止する手
段を有するようにするとよい。
次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑとの直列回路に流れる
過電流を検出するための過電流検出用抵抗Ｒｉを設け、
スイッチング制御回路５ａが、過電流検出用抵抗Ｒｉに
よって検出される信号を入力して、過電流が検出された
時にはスイッチング素子Ｑのスイッチングを停止する手
段を有するようにするとよい。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面を参照しながら具体的に説明する。 （第１の実施形態：図１から図３）まず、図１から図３
によって、この発明によるスイッチング電源装置の第１
の実施形態を説明する。
面を参照しながら具体的に説明する。 （第１の実施形態：図１から図３）まず、図１から図３
によって、この発明によるスイッチング電源装置の第１
の実施形態を説明する。
【００１６】図１に示すスイッチング電源装置は、交流
電源１からの交流電力が入力するノイズフィルタ２と、
そのリノズフィルタ２を通した交流電力を全波整流して
１次直流電力に変換するダイオードブリッジ３と、その
変換された１次直流電力をスイッチングして２次交流電
力を出力するスイッチング回路１１と、そのスイッチン
グ回路１１から出力される２次交流電力を整流平滑し
て、２次直流電力に変換する２次整流平滑回路７、及び
その出力端子８ｐ，８ｎとにより構成されている。
電源１からの交流電力が入力するノイズフィルタ２と、
そのリノズフィルタ２を通した交流電力を全波整流して
１次直流電力に変換するダイオードブリッジ３と、その
変換された１次直流電力をスイッチングして２次交流電
力を出力するスイッチング回路１１と、そのスイッチン
グ回路１１から出力される２次交流電力を整流平滑し
て、２次直流電力に変換する２次整流平滑回路７、及び
その出力端子８ｐ，８ｎとにより構成されている。
【００１７】スイッチング回路１１は、高周波用のトラ
ンス６と、１次直流電力を平滑する大容量のコンデンサ
Ｃ１とその両端にそれぞれ接続されたインダクタンスの
小さいインダクタＬ１，Ｌ２との直列回路と、トランス
６の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子であるトランジス
タ（ＦＥＴでもよい）Ｑとの直列回路と、その直列回路
に並列に接続されたバイパスコンデンサＣｐと、トラン
ジスタＱのベースに駆動パルスを出力してスイッチング
させるスイッチング制御回路５とからなる。そして、ト
ランス６の２次巻線Ｎ２は２次整流平滑回路７に接続さ
れている。
ンス６と、１次直流電力を平滑する大容量のコンデンサ
Ｃ１とその両端にそれぞれ接続されたインダクタンスの
小さいインダクタＬ１，Ｌ２との直列回路と、トランス
６の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子であるトランジス
タ（ＦＥＴでもよい）Ｑとの直列回路と、その直列回路
に並列に接続されたバイパスコンデンサＣｐと、トラン
ジスタＱのベースに駆動パルスを出力してスイッチング
させるスイッチング制御回路５とからなる。そして、ト
ランス６の２次巻線Ｎ２は２次整流平滑回路７に接続さ
れている。
【００１８】この実施形態において、ダイオードブリッ
ジ３の正負の出力端子３ｐ，３ｎにそれぞれ接続された
正のホットライン４ｐと負のコモンライン４ｎとの間
に、コンデンサＣ１とインダクタＬ１，Ｌ２との直列回
路と、トランス６の１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの
直列回路と、バイパスコンデンサＣｐとが互いに並列に
接続されている。
ジ３の正負の出力端子３ｐ，３ｎにそれぞれ接続された
正のホットライン４ｐと負のコモンライン４ｎとの間
に、コンデンサＣ１とインダクタＬ１，Ｌ２との直列回
路と、トランス６の１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの
直列回路と、バイパスコンデンサＣｐとが互いに並列に
接続されている。
【００１９】さらに、トランス６の１次巻線Ｎ１とトラ
ンジスタＱとの直列回路とコモンライン４ｎとの接続点
は、スイッチング回路１１の動作を安定化するためのグ
ランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を介
してフレームグランドＧに接続されている。
ンジスタＱとの直列回路とコモンライン４ｎとの接続点
は、スイッチング回路１１の動作を安定化するためのグ
ランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を介
してフレームグランドＧに接続されている。
【００２０】図２は図１におけるノイズフィルタ２の構
成の一例を、図３は２次整流平滑回路７の構成の一例
を、それぞれ示す回路図である。図２に示すノイズフィ
ルタ２は、それぞれ高周波用のコンデンサＣ４，Ｃ５，
Ｃ６と、互いに磁気結合された高周波用のインダクタＬ
５およびＬ６とからなり、２本の交流ラインａ，ｂ間に
は、コンデンサＣ４と、コンデンサＣ５とＣ６の直列回
路とが並列に接続されている。そのコンデンサＣ５とＣ
６の接続点はフレームグランドＧに接続されいる。そし
て、２本の交流ラインａ，ｂにそれぞれ直列にインダク
タＬ５，Ｌ６が接続されている。
成の一例を、図３は２次整流平滑回路７の構成の一例
を、それぞれ示す回路図である。図２に示すノイズフィ
ルタ２は、それぞれ高周波用のコンデンサＣ４，Ｃ５，
Ｃ６と、互いに磁気結合された高周波用のインダクタＬ
５およびＬ６とからなり、２本の交流ラインａ，ｂ間に
は、コンデンサＣ４と、コンデンサＣ５とＣ６の直列回
路とが並列に接続されている。そのコンデンサＣ５とＣ
６の接続点はフレームグランドＧに接続されいる。そし
て、２本の交流ラインａ，ｂにそれぞれ直列にインダク
タＬ５，Ｌ６が接続されている。
【００２１】したがって、２本の交流ラインａ，ｂにそ
れぞれ混入した高周波ノイズに対して、互いに逆相の成
分はコンデンサＣ４を通って打消され、同相又は非対称
成分はコンデンサＣ５，Ｃ６を介してフレームグランド
Ｇに落されると共に、インダクタＬ５，Ｌ６によって入
力側と出力側とが遮断されるから、交流ラインａ，ｂ側
に混入したノイズも、スイッチング電源装置内部で生じ
たノイズも、互いに他の側にリークすることがない。
れぞれ混入した高周波ノイズに対して、互いに逆相の成
分はコンデンサＣ４を通って打消され、同相又は非対称
成分はコンデンサＣ５，Ｃ６を介してフレームグランド
Ｇに落されると共に、インダクタＬ５，Ｌ６によって入
力側と出力側とが遮断されるから、交流ラインａ，ｂ側
に混入したノイズも、スイッチング電源装置内部で生じ
たノイズも、互いに他の側にリークすることがない。
【００２２】図３に示す２次整流平滑回路７は、トラン
ジスタＱのオン・オフに伴ってトランス６の２次巻線Ｎ
２に誘起される２次交流電力により２次巻線Ｎ２の一端
ｃ側が正電位になった時に、電流は整流ダイオードＤ７
を通してチョークコイルＣＨ２に流れて平滑コンデンサ
Ｃ２を充電すると共に、チョークコイルＣＨ２を励起す
る。
ジスタＱのオン・オフに伴ってトランス６の２次巻線Ｎ
２に誘起される２次交流電力により２次巻線Ｎ２の一端
ｃ側が正電位になった時に、電流は整流ダイオードＤ７
を通してチョークコイルＣＨ２に流れて平滑コンデンサ
Ｃ２を充電すると共に、チョークコイルＣＨ２を励起す
る。
【００２３】２次巻線Ｎ２の一端ｃ側が０又は負電位に
なってダイオードＤ７が非導通になった時に、チョーク
コイルＣＨ２に蓄積された励起エネルギが電流に再変換
されて、コンデンサＣ２と転流ダイオードＤ８に流れ、
コンデンサＣ２を充電する。このようにしてコンデンサ
Ｃ２に充電され、平滑された２次直流電力は、出力端子
８ｐ，８ｎから負荷に出力される。
なってダイオードＤ７が非導通になった時に、チョーク
コイルＣＨ２に蓄積された励起エネルギが電流に再変換
されて、コンデンサＣ２と転流ダイオードＤ８に流れ、
コンデンサＣ２を充電する。このようにしてコンデンサ
Ｃ２に充電され、平滑された２次直流電力は、出力端子
８ｐ，８ｎから負荷に出力される。
【００２４】図１に示した交流電源１から入力する交流
電力は、ノイズフィルタ２によって高周波ノイズが遮断
された後、ダイオードブリッジ３により全波整流されて
１次直流電力に変換され、大容量のコンデンサＣ１を充
電して平滑される。コンデンサＣ１に直列に接続された
インダクタＬ１，Ｌ２は、コンデンサＣ１を充電する１
次直流電力に含まれている電源周波数の２倍の基本周波
数とその高調波とからなるリップル分に対しては、イン
ダクタンスが小さいためにインダクタとして作用しな
い。
電力は、ノイズフィルタ２によって高周波ノイズが遮断
された後、ダイオードブリッジ３により全波整流されて
１次直流電力に変換され、大容量のコンデンサＣ１を充
電して平滑される。コンデンサＣ１に直列に接続された
インダクタＬ１，Ｌ２は、コンデンサＣ１を充電する１
次直流電力に含まれている電源周波数の２倍の基本周波
数とその高調波とからなるリップル分に対しては、イン
ダクタンスが小さいためにインダクタとして作用しな
い。
【００２５】このように充電されたコンデンサＣ１は、
スイッチング回路１１の１次直流電源として作用し、ス
イッチング制御回路５が出力する駆動パルスに応じてト
ランジスタＱがトランス６の１次巻線Ｎ１に流れる電流
をオン・オフする。それによって、トランス６の２次巻
線Ｎ２に誘起される２次交流電力は、２次整流平滑回路
７によって整流平滑されて２次直流電力に変換され、出
力端子８ｐ，８ｎから負荷に出力される。
スイッチング回路１１の１次直流電源として作用し、ス
イッチング制御回路５が出力する駆動パルスに応じてト
ランジスタＱがトランス６の１次巻線Ｎ１に流れる電流
をオン・オフする。それによって、トランス６の２次巻
線Ｎ２に誘起される２次交流電力は、２次整流平滑回路
７によって整流平滑されて２次直流電力に変換され、出
力端子８ｐ，８ｎから負荷に出力される。
【００２６】スイッチング制御回路５は、出力端子８
ｐ，８ｎ間の電圧すなわちスイッチング電源装置の出力
電圧を検出して、その出力電圧が予め設定された電圧よ
り高ければトランジスタＱに出力する駆動パルスのオン
デューティ比を小さくし、出力電圧が低ければオンデュ
ーティ比を大きくするように、ＰＷＭ（パルス幅変調）
制御することにより、出力電圧が設定電圧と等しくなる
ように定電圧制御する。
ｐ，８ｎ間の電圧すなわちスイッチング電源装置の出力
電圧を検出して、その出力電圧が予め設定された電圧よ
り高ければトランジスタＱに出力する駆動パルスのオン
デューティ比を小さくし、出力電圧が低ければオンデュ
ーティ比を大きくするように、ＰＷＭ（パルス幅変調）
制御することにより、出力電圧が設定電圧と等しくなる
ように定電圧制御する。
【００２７】スイッチング回路１１の動作中、トランジ
スタＱがオンからオフになった瞬間に、トランス６の１
次巻線Ｎ１の両端に逆起電力が発生し、そのショックが
ホットライン４ｐおよびコンデンサＣ１を介してコモン
ライン４ｎに伝わる。しかし、一般にコンデンサＣ１の
耐電圧は交流電源１の交流電圧の１．５倍〜２倍と高
く、しかも大容量であるためそのサイズが大きい。した
がって、１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路と
は若干離れているから、ショックがコモンライン４ｎを
介してスイッチング制御回路５に戻るまでに遅れが生じ
る。
スタＱがオンからオフになった瞬間に、トランス６の１
次巻線Ｎ１の両端に逆起電力が発生し、そのショックが
ホットライン４ｐおよびコンデンサＣ１を介してコモン
ライン４ｎに伝わる。しかし、一般にコンデンサＣ１の
耐電圧は交流電源１の交流電圧の１．５倍〜２倍と高
く、しかも大容量であるためそのサイズが大きい。した
がって、１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路と
は若干離れているから、ショックがコモンライン４ｎを
介してスイッチング制御回路５に戻るまでに遅れが生じ
る。
【００２８】その遅れ時間は極めて短かいものである
が、高周波化しているスイッチング周波数及びその高調
波の周期に比べると無視出来ないものになる。そのた
め、スイッチング制御回路５が不安定になってスイッチ
ング回路１１の動作も不安定になる恐れがある。この動
作の不安定化を防ぐために、図１０に示した従来例のよ
うに、コモンラインとフレームグランドＧとの間にコン
デンサＣｇ２を接続すると、スイッチングノイズがフレ
ームグランドに流れてＥＭＩノイズが増大する。
が、高周波化しているスイッチング周波数及びその高調
波の周期に比べると無視出来ないものになる。そのた
め、スイッチング制御回路５が不安定になってスイッチ
ング回路１１の動作も不安定になる恐れがある。この動
作の不安定化を防ぐために、図１０に示した従来例のよ
うに、コモンラインとフレームグランドＧとの間にコン
デンサＣｇ２を接続すると、スイッチングノイズがフレ
ームグランドに流れてＥＭＩノイズが増大する。
【００２９】そこで、この図１に示したスイッチング回
路１１においては、ショックを含む高調波ノイズがコン
デンサＣ１を通らないように、コンデンサＣ１の両端に
インダクタンスの小さいインダクタＬ１，Ｌ２を接続す
ると共に、１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路
の両端をバイパスコンデンサＣｐによって接続してい
る。そのため、ショックを含む高調波ノイズが遅れるこ
となくバイパスコンデンサＣｐを通り、ノイズが大幅に
抑えられる。
路１１においては、ショックを含む高調波ノイズがコン
デンサＣ１を通らないように、コンデンサＣ１の両端に
インダクタンスの小さいインダクタＬ１，Ｌ２を接続す
ると共に、１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路
の両端をバイパスコンデンサＣｐによって接続してい
る。そのため、ショックを含む高調波ノイズが遅れるこ
となくバイパスコンデンサＣｐを通り、ノイズが大幅に
抑えられる。
【００３０】すなわち、図１の回路では、低減したい周
波数ｆ成分をバイパスコンデンサＣｐにより取る構成と
なっている。ここで、トランス６の１次巻線Ｎ１とトラ
ンジスタＱとバイパスコンデンサＣｐとによって形成さ
れる閉ループのループ長（１次巻線Ｎ１の巻線長および
トランジスタＱとバイパスコンデンサＣｐの配線長等に
よる）をＡとし、周波数ｆの時の波長をΛとする。この
ときｆ＝Λ／２πの関係があるので、バイパスコンデン
サＣｐの実装配置を、そのループ長Ａ内での配線長がΛ
／８からΛ／１６以下に設定できるように決定するとよ
い。
波数ｆ成分をバイパスコンデンサＣｐにより取る構成と
なっている。ここで、トランス６の１次巻線Ｎ１とトラ
ンジスタＱとバイパスコンデンサＣｐとによって形成さ
れる閉ループのループ長（１次巻線Ｎ１の巻線長および
トランジスタＱとバイパスコンデンサＣｐの配線長等に
よる）をＡとし、周波数ｆの時の波長をΛとする。この
ときｆ＝Λ／２πの関係があるので、バイパスコンデン
サＣｐの実装配置を、そのループ長Ａ内での配線長がΛ
／８からΛ／１６以下に設定できるように決定するとよ
い。
【００３１】さらに、コモンライン４ｎとフレームグラ
ンドＧとの間に、グランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣ
ｇとの直列回路を接続したから、スイッチング回路１１
の動作が安定化すると共に、コンデンサＣｇを通ってフ
レームグランドＧに流れるノイズのパワーの大部分が、
抵抗Ｒｇによって熱に変換されると共に、回路のＱの働
きで低減される。そのため、フレームグランドＧからノ
イズフィルタ２のコンデンサＣ５，Ｃ６（図２）を介し
て交流電源１の交流ラインｂと、２次直流電力の負側ラ
インを介して負荷に接続されたラインとにそれぞれ流れ
るノイズ、及びフレームグランドＧと各ラインをアンテ
ナとしたＥＭＩノイズを大幅に減少させることが出来
る。
ンドＧとの間に、グランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣ
ｇとの直列回路を接続したから、スイッチング回路１１
の動作が安定化すると共に、コンデンサＣｇを通ってフ
レームグランドＧに流れるノイズのパワーの大部分が、
抵抗Ｒｇによって熱に変換されると共に、回路のＱの働
きで低減される。そのため、フレームグランドＧからノ
イズフィルタ２のコンデンサＣ５，Ｃ６（図２）を介し
て交流電源１の交流ラインｂと、２次直流電力の負側ラ
インを介して負荷に接続されたラインとにそれぞれ流れ
るノイズ、及びフレームグランドＧと各ラインをアンテ
ナとしたＥＭＩノイズを大幅に減少させることが出来
る。
【００３２】（第２の実施形態：図４）次に、図４によ
ってこの発明の第２の実施形態を説明する。図４は、こ
の発明によるスイッチング電源装置の第２の実施形態に
おけるスイッチング回路１２の構成のみを示す回路図で
ある。このスイッチング回路１２において、図１に示し
たスイッチング回路１１と異なる点は、グランド用の抵
抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を、コモンライン
４ｎとフレームグランドＧとの間ではなく、ホットライ
ン４ｐとフレームグランドＧとの間に接続した点だけで
ある。
ってこの発明の第２の実施形態を説明する。図４は、こ
の発明によるスイッチング電源装置の第２の実施形態に
おけるスイッチング回路１２の構成のみを示す回路図で
ある。このスイッチング回路１２において、図１に示し
たスイッチング回路１１と異なる点は、グランド用の抵
抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を、コモンライン
４ｎとフレームグランドＧとの間ではなく、ホットライ
ン４ｐとフレームグランドＧとの間に接続した点だけで
ある。
【００３３】したがって、その他のスイッチング電源装
置としての構成は全て図１と同じであるから、図１と同
じ部分に同一符号を付し、スイッチング回路以外の部分
は図示を省略している。このように、グランド用の抵抗
ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を、ホットライン４
ｐとフレームグランドＧとの間に接続しても、ホットラ
イン４ｐとコモンライン４ｎとの間にはバイパスコンデ
ンサＣｐが接続され、ノイズに対するインピーダンスが
極めて小さくなっているから、図１に示した実施形態の
場合と全く同様な効果が得られる。
置としての構成は全て図１と同じであるから、図１と同
じ部分に同一符号を付し、スイッチング回路以外の部分
は図示を省略している。このように、グランド用の抵抗
ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を、ホットライン４
ｐとフレームグランドＧとの間に接続しても、ホットラ
イン４ｐとコモンライン４ｎとの間にはバイパスコンデ
ンサＣｐが接続され、ノイズに対するインピーダンスが
極めて小さくなっているから、図１に示した実施形態の
場合と全く同様な効果が得られる。
【００３４】（第３の実施形態：図５）次に、図５によ
ってこの発明の第３の実施形態を説明する。図５は、こ
の発明によるスイッチング電源装置の第３の実施形態に
おけるスイッチング回路１３の構成のみを示す回路図で
ある。このスイッチング回路１３において、図１に示し
たスイッチング回路１１と異なる点は、バイパスコンデ
ンサＣｐを並列に接続した１次巻線Ｎ１とトランジスタ
Ｑとの直列回路とコモンライン４ｎとの間に、過電流検
出用の抵抗Ｒｉを接続し、スイッチング制御回路５に代
えて、抵抗Ｒｉによる過電流検出信号を入力すると駆動
パルスの出力を停止するスイッチング制御回路５ａを設
けたことである。さらに、２組のグランド用の抵抗Ｒｇ
とコンデンサＣｇとの直列回路を、過電流検出用の抵抗
Ｒｉの両端とフレームグランドＧとの間に、それぞれ接
続したことである。その他のスイッチング電源装置とし
ての構成は全て図１と同じであるから、図１と同じ部分
に同一符号を付し、スイッチング回路以外の部分は図示
を省略している。
ってこの発明の第３の実施形態を説明する。図５は、こ
の発明によるスイッチング電源装置の第３の実施形態に
おけるスイッチング回路１３の構成のみを示す回路図で
ある。このスイッチング回路１３において、図１に示し
たスイッチング回路１１と異なる点は、バイパスコンデ
ンサＣｐを並列に接続した１次巻線Ｎ１とトランジスタ
Ｑとの直列回路とコモンライン４ｎとの間に、過電流検
出用の抵抗Ｒｉを接続し、スイッチング制御回路５に代
えて、抵抗Ｒｉによる過電流検出信号を入力すると駆動
パルスの出力を停止するスイッチング制御回路５ａを設
けたことである。さらに、２組のグランド用の抵抗Ｒｇ
とコンデンサＣｇとの直列回路を、過電流検出用の抵抗
Ｒｉの両端とフレームグランドＧとの間に、それぞれ接
続したことである。その他のスイッチング電源装置とし
ての構成は全て図１と同じであるから、図１と同じ部分
に同一符号を付し、スイッチング回路以外の部分は図示
を省略している。
【００３５】このスイッチング回路１３におけるスイッ
チング制御回路５ａは、図１におけるスイッチング制御
回路５と同様に、出力電圧を検出して駆動パルスをＰＷ
Ｍ制御する作用に加えて、抵抗Ｒｉによって検出される
１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路に流れる電
流値を常に入力しており、もしその電流値が予め設定し
た閾値を超えた値（過電流）になると、直ちに駆動パル
スの出力を停止する。したがって、トランジスタＱのス
イッチングが停止されるから、スイッチング電源装置内
の各部や負荷の焼損等が起る恐れをなくすことが出来
る。
チング制御回路５ａは、図１におけるスイッチング制御
回路５と同様に、出力電圧を検出して駆動パルスをＰＷ
Ｍ制御する作用に加えて、抵抗Ｒｉによって検出される
１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路に流れる電
流値を常に入力しており、もしその電流値が予め設定し
た閾値を超えた値（過電流）になると、直ちに駆動パル
スの出力を停止する。したがって、トランジスタＱのス
イッチングが停止されるから、スイッチング電源装置内
の各部や負荷の焼損等が起る恐れをなくすことが出来
る。
【００３６】図６及び図７は、この図５に示したスイッ
チング回路１３を備えたスイッチング電源装置（この発
明の装置）のＥＭＩノイズのパワー・スペクトラムを、
図１０に示した従来のスイッチング電源装置の場合と比
較して示す線図であり、図６は水平成分（測定装置のア
ンテナを水平にして測定した結果）、図７は垂直成分
（測定装置のアンテナを垂直にして測定した結果）を示
している。これらの図において、横軸に３０ＭＨｚ〜３
００ＭＨｚ帯域の周波数を対数目盛で示し、縦軸はアン
テナ１ｍ当りに生じる起電力を１μＶを０ｄＢとしたデ
シベル目盛で示している。
チング回路１３を備えたスイッチング電源装置（この発
明の装置）のＥＭＩノイズのパワー・スペクトラムを、
図１０に示した従来のスイッチング電源装置の場合と比
較して示す線図であり、図６は水平成分（測定装置のア
ンテナを水平にして測定した結果）、図７は垂直成分
（測定装置のアンテナを垂直にして測定した結果）を示
している。これらの図において、横軸に３０ＭＨｚ〜３
００ＭＨｚ帯域の周波数を対数目盛で示し、縦軸はアン
テナ１ｍ当りに生じる起電力を１μＶを０ｄＢとしたデ
シベル目盛で示している。
【００３７】そして、図６における曲線Ｈ0は従来例の
水平方向、曲線Ｈ1はこの発明の装置の水平方向におけ
るそれぞれノイズの大きさを表わし、図７における曲線
Ｖ0は従来例の垂直方向、Ｖ1はこの発明の装置の垂直方
向におけるそれぞれノイズの大きさを表わしている。
水平方向、曲線Ｈ1はこの発明の装置の水平方向におけ
るそれぞれノイズの大きさを表わし、図７における曲線
Ｖ0は従来例の垂直方向、Ｖ1はこの発明の装置の垂直方
向におけるそれぞれノイズの大きさを表わしている。
【００３８】なお、この測定に用いたこの発明によるス
イッチング電源装置及び従来例において、両者に共通な
定数は、スイッチング周波数：５００ＫＨｚ，大容量の
コンデンサＣ１，Ｃ２１の容量：８２０μＦ，グランド
用のコンデンサＣｇ，Ｃｇ２の容量：１５００ｐＦであ
り、１次巻線Ｎ１，Ｎ２１の両端間には、図示しない抵
抗とコンデンサからなるスナバ回路を接続している。
イッチング電源装置及び従来例において、両者に共通な
定数は、スイッチング周波数：５００ＫＨｚ，大容量の
コンデンサＣ１，Ｃ２１の容量：８２０μＦ，グランド
用のコンデンサＣｇ，Ｃｇ２の容量：１５００ｐＦであ
り、１次巻線Ｎ１，Ｎ２１の両端間には、図示しない抵
抗とコンデンサからなるスナバ回路を接続している。
【００３９】その他の図５に示したスイッチング回路１
３の各部の定数は、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタ
ンス：１μＨ，バイパスコンデンサＣｐの容量：１０μ
Ｆ，グランド用の抵抗Ｒｇの抵抗値：４７０Ω，及び過
電流検出用の抵抗Ｒｉの抵抗値：１０〜２０ｍΩであ
る。
３の各部の定数は、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタ
ンス：１μＨ，バイパスコンデンサＣｐの容量：１０μ
Ｆ，グランド用の抵抗Ｒｇの抵抗値：４７０Ω，及び過
電流検出用の抵抗Ｒｉの抵抗値：１０〜２０ｍΩであ
る。
【００４０】図６と図７から明らかなように、この発明
によるスイッチング電源装置のＥＭＩノイズのレベル
は、水平成分，垂直成分共に全帯域にわたって略３０ｄ
Ｂ（３２μＶ／ｍ）以内に収まっており、従来例に比べ
て１０〜２０ｄＢのノイズ低減が認められる。特に従来
例では難しいとされていた１００ＭＨｚ近傍のＥＭＩノ
イズに対しては、２０〜３０ｄＢの著しいノイズ低減が
認められ、その効果は大きい。また、この発明によるス
イッチング電源装置のスイッチング回路１３では、不安
定な動作の発生が認められなかった。
によるスイッチング電源装置のＥＭＩノイズのレベル
は、水平成分，垂直成分共に全帯域にわたって略３０ｄ
Ｂ（３２μＶ／ｍ）以内に収まっており、従来例に比べ
て１０〜２０ｄＢのノイズ低減が認められる。特に従来
例では難しいとされていた１００ＭＨｚ近傍のＥＭＩノ
イズに対しては、２０〜３０ｄＢの著しいノイズ低減が
認められ、その効果は大きい。また、この発明によるス
イッチング電源装置のスイッチング回路１３では、不安
定な動作の発生が認められなかった。
【００４１】（第４の実施形態：図８と図１）次に、図
８によってこの発明の第４の実施形態を説明する。図８
は、この発明によるスイッチング電源装置の第４の実施
形態におけるスイッチング回路の構成のみを示す回路図
である。この第４の実施形態は、電力帰還型のスイッチ
ング電源装置であるが、スイッチング回路以外は図１に
示したスイッチング電源装置と同じ構成であるので、そ
の図示を省略している。
８によってこの発明の第４の実施形態を説明する。図８
は、この発明によるスイッチング電源装置の第４の実施
形態におけるスイッチング回路の構成のみを示す回路図
である。この第４の実施形態は、電力帰還型のスイッチ
ング電源装置であるが、スイッチング回路以外は図１に
示したスイッチング電源装置と同じ構成であるので、そ
の図示を省略している。
【００４２】図８に示すスイッチング回路１４におい
て、トランス６ａは、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが
互いに逆位相のフライバック型のトランスであり、１次
巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが同位相のフォーワード型の
トランス６(図１)と相違する。また、マイナス端子がコ
モンライン４ｎに接続された大容量のコンデンサＣ１と
インダクタＬ１，Ｌ２との直列回路のプラス端子と、ホ
ットライン４ｐ及び１次巻線Ｎ１とトランジスタＱの接
続点との間に、それぞれコンデンサＣ１を放電させるた
めのダイオードＤ１及び充電するためのダイオードＤ２
を接続し、電力帰還型のスイッチング回路を構成してい
る。
て、トランス６ａは、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが
互いに逆位相のフライバック型のトランスであり、１次
巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが同位相のフォーワード型の
トランス６(図１)と相違する。また、マイナス端子がコ
モンライン４ｎに接続された大容量のコンデンサＣ１と
インダクタＬ１，Ｌ２との直列回路のプラス端子と、ホ
ットライン４ｐ及び１次巻線Ｎ１とトランジスタＱの接
続点との間に、それぞれコンデンサＣ１を放電させるた
めのダイオードＤ１及び充電するためのダイオードＤ２
を接続し、電力帰還型のスイッチング回路を構成してい
る。
【００４３】さらに、このスイッチング回路１４は、ト
ランス６ａの１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回
路のコモンライン４ｎ側の一端とフレームグランドＧと
の間に、グランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直
列回路を接続している。このグランド用の抵抗Ｒｇとコ
ンデンサＣｇとの直列回路を、図４に示したスイッチン
グ回路１２と同様に、ホットライン４ｐ側の一端とフレ
ームグランドＧとの間に接続してもよい。
ランス６ａの１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回
路のコモンライン４ｎ側の一端とフレームグランドＧと
の間に、グランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直
列回路を接続している。このグランド用の抵抗Ｒｇとコ
ンデンサＣｇとの直列回路を、図４に示したスイッチン
グ回路１２と同様に、ホットライン４ｐ側の一端とフレ
ームグランドＧとの間に接続してもよい。
【００４４】この第４の実施形態のスイッチング電源装
置は、図１に示したスイッチング電源装置のスイッチン
グ回路１１に代えて、図８に示したスイッチング回路１
４を接続したものである。そこで、この図１と図８とに
よって、このスイッチング電源装置の作用を説明する。
置は、図１に示したスイッチング電源装置のスイッチン
グ回路１１に代えて、図８に示したスイッチング回路１
４を接続したものである。そこで、この図１と図８とに
よって、このスイッチング電源装置の作用を説明する。
【００４５】図８のスイッチング回路１４はトランス６
ａがフライバック型であるため、このスイッチング回路
１４と図１の２次整流平滑回路７とからなるＤＣ−ＤＣ
コンバータはオン−オフ方式になる。そのため、トラン
ジスタＱがオンの時に１次巻線Ｎ１に１次直流電力の電
流が流れるが、２次整流平滑回路７の整流ダイオードＤ
７に阻止されて２次巻線Ｎ２には電流が流れず、１次巻
線Ｎ１に流れる電流はトランス６ａを励起する（磁気エ
ネルギーとして蓄積される）。
ａがフライバック型であるため、このスイッチング回路
１４と図１の２次整流平滑回路７とからなるＤＣ−ＤＣ
コンバータはオン−オフ方式になる。そのため、トラン
ジスタＱがオンの時に１次巻線Ｎ１に１次直流電力の電
流が流れるが、２次整流平滑回路７の整流ダイオードＤ
７に阻止されて２次巻線Ｎ２には電流が流れず、１次巻
線Ｎ１に流れる電流はトランス６ａを励起する（磁気エ
ネルギーとして蓄積される）。
【００４６】トランジスタＱがオフになると、１次巻線
Ｎ１，２次巻線Ｎ２の極性がそれぞれ反転するから、ト
ランス６ａに蓄積された磁気エネルギーは電流に再変換
され、その一部は整流ダイオードＤ７を通って２次整流
平滑回路７に流れ、平滑化された２次直流電力となっ
て、図１の正負の出力端子８ｐ，８ｎに接続された図示
しない負荷に出力される。
Ｎ１，２次巻線Ｎ２の極性がそれぞれ反転するから、ト
ランス６ａに蓄積された磁気エネルギーは電流に再変換
され、その一部は整流ダイオードＤ７を通って２次整流
平滑回路７に流れ、平滑化された２次直流電力となっ
て、図１の正負の出力端子８ｐ，８ｎに接続された図示
しない負荷に出力される。
【００４７】図１の交流電源１からノイズフィルタ２を
介して入力した交流電力は、ダイオードブリッジ３から
全波整流された脈流波形の１次直流電力として出力され
る。交流電源がオンの直後は、図８のスイッチング制御
回路５が作動していないから、トランジスタＱはオフの
ままであり、１次直流電力はトランス６ａの１次巻線Ｎ
１，ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１を充電し、
コンデンサＣ１の端子間電圧が或る程度上ってから、ス
イッチングが開始される。
介して入力した交流電力は、ダイオードブリッジ３から
全波整流された脈流波形の１次直流電力として出力され
る。交流電源がオンの直後は、図８のスイッチング制御
回路５が作動していないから、トランジスタＱはオフの
ままであり、１次直流電力はトランス６ａの１次巻線Ｎ
１，ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１を充電し、
コンデンサＣ１の端子間電圧が或る程度上ってから、ス
イッチングが開始される。
【００４８】スイッチング開始後は、コモンライン４ｎ
を基準の０Ｖ、ダイオードブリッジ３の出力電圧の瞬時
値をＶｉ、コンデンサＣ１の端子間電圧をＶｃとして、
トランジスタＱがオンの時にトランス６ａの１次巻線Ｎ
１に流れる電流は、ＶｉがＶｃより高ければ交流電源１
からダイオードブリッジ３を介して入力し、ＶｉがＶｃ
より低ければコンデンサＣ１からダイオードＤ１を介し
て供給されて、それぞれトランス６ａを励起する（イン
ダクタＬ１，Ｌ２は無視出来る）。
を基準の０Ｖ、ダイオードブリッジ３の出力電圧の瞬時
値をＶｉ、コンデンサＣ１の端子間電圧をＶｃとして、
トランジスタＱがオンの時にトランス６ａの１次巻線Ｎ
１に流れる電流は、ＶｉがＶｃより高ければ交流電源１
からダイオードブリッジ３を介して入力し、ＶｉがＶｃ
より低ければコンデンサＣ１からダイオードＤ１を介し
て供給されて、それぞれトランス６ａを励起する（イン
ダクタＬ１，Ｌ２は無視出来る）。
【００４９】ダイオードブリッジ３の出力電圧の瞬時値
ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高くても、
ダイオードＤ１が作用してダイオードブリッジ３から平
滑コンデンサＣ１を直接に充電することはなく、Ｖｉが
Ｖｃより低くてもコンデンサＣ１の放電電流がダイオー
ドブリッジ３に逆流する恐れもない。また、トランジス
タＱがオンになってそのコレクタ電圧が０Ｖになって
も、ダイオードＤ２が作用してコンデンサＣ１の両端子
間のショートは防止される。
ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高くても、
ダイオードＤ１が作用してダイオードブリッジ３から平
滑コンデンサＣ１を直接に充電することはなく、Ｖｉが
Ｖｃより低くてもコンデンサＣ１の放電電流がダイオー
ドブリッジ３に逆流する恐れもない。また、トランジス
タＱがオンになってそのコレクタ電圧が０Ｖになって
も、ダイオードＤ２が作用してコンデンサＣ１の両端子
間のショートは防止される。
【００５０】トランジスタＱがオフになると、１次巻線
Ｎ１，２次巻線Ｎ２にそれぞれ逆起電力が発生して、ト
ランス６ａに蓄積された磁気エネルギーが再変換された
電流の一部は、２次巻線Ｎ２から２次整流平滑回路７に
流れるが、電流の他の一部は、ダイオードブリッジ３の
出力電圧の瞬時値ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ
ｃより低い場合でも、Ｖｉと１次巻線Ｎｐの逆起電力と
の和がＶｃを超えていれば、ダイオードＤ２を介してコ
ンデンサＣ１を充電する。そのコンデンサＣ１を充電す
る電流と同じ電流値の電流が、ダイオードブリッジ３を
介して交流電源１から供給されるから、その導通角は広
くなり、ピーク電流が抑えられて力率が大幅に改善され
る。
Ｎ１，２次巻線Ｎ２にそれぞれ逆起電力が発生して、ト
ランス６ａに蓄積された磁気エネルギーが再変換された
電流の一部は、２次巻線Ｎ２から２次整流平滑回路７に
流れるが、電流の他の一部は、ダイオードブリッジ３の
出力電圧の瞬時値ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ
ｃより低い場合でも、Ｖｉと１次巻線Ｎｐの逆起電力と
の和がＶｃを超えていれば、ダイオードＤ２を介してコ
ンデンサＣ１を充電する。そのコンデンサＣ１を充電す
る電流と同じ電流値の電流が、ダイオードブリッジ３を
介して交流電源１から供給されるから、その導通角は広
くなり、ピーク電流が抑えられて力率が大幅に改善され
る。
【００５１】（第５の実施形態：図９と図１）次に、図
９によってこの発明の第５の実施形態を説明する。図９
は、この発明によるスイッチング電源装置の第５の実施
形態におけるスイッチング回路の構成のみを示す回路図
である。この第５の実施形態も、電力帰還型のスイッチ
ング電源装置であるが、スイッチング回路以外は図１に
示したスイッチング電源装置と同じ構成であるので、そ
の図示を省略している。
９によってこの発明の第５の実施形態を説明する。図９
は、この発明によるスイッチング電源装置の第５の実施
形態におけるスイッチング回路の構成のみを示す回路図
である。この第５の実施形態も、電力帰還型のスイッチ
ング電源装置であるが、スイッチング回路以外は図１に
示したスイッチング電源装置と同じ構成であるので、そ
の図示を省略している。
【００５２】図９に示すスイッチング回路１５は、図８
のスイッチング回路１４がフライバック型のトランス６
ａを用いて１次巻線Ｎ１に誘起される電力を帰還するの
に対して、３次巻線を備えたフォーワード型のトランス
６ｂを用い、その３次巻線Ｎ３に誘起される電力を帰還
する電力帰還型のスイッチング回路を構成している。
のスイッチング回路１４がフライバック型のトランス６
ａを用いて１次巻線Ｎ１に誘起される電力を帰還するの
に対して、３次巻線を備えたフォーワード型のトランス
６ｂを用い、その３次巻線Ｎ３に誘起される電力を帰還
する電力帰還型のスイッチング回路を構成している。
【００５３】さらに、このスイッチング回路１５が図８
のスイッチング回路１４と異なる点は、大容量のコンデ
ンサＣ１とインダクタＬ１，Ｌ２との直列回路のプラス
端子にアノードを接続したコンデンサＣ１充電用のダイ
オードＤ２のカソード端子を、インダクタンスの小さい
チョークコイルＣＨを介してトランス６ｂの３次巻線Ｎ
３の一端に接続し、その３次巻線Ｎ３の他端をホットラ
イン４ｐに接続いていることである。また、ホットライ
ン４ｐには、コンデンサＣ１の放電電流がダイオードブ
リッジ３に逆流しないように、ダイオードＤ３が介挿さ
れている。
のスイッチング回路１４と異なる点は、大容量のコンデ
ンサＣ１とインダクタＬ１，Ｌ２との直列回路のプラス
端子にアノードを接続したコンデンサＣ１充電用のダイ
オードＤ２のカソード端子を、インダクタンスの小さい
チョークコイルＣＨを介してトランス６ｂの３次巻線Ｎ
３の一端に接続し、その３次巻線Ｎ３の他端をホットラ
イン４ｐに接続いていることである。また、ホットライ
ン４ｐには、コンデンサＣ１の放電電流がダイオードブ
リッジ３に逆流しないように、ダイオードＤ３が介挿さ
れている。
【００５４】この第５の実施形態のスイッチング電源装
置は、図１に示したスイッチング電源装置のスイッチン
グ回路１１に代えて、図９に示したスイッチング回路１
５を接続したものである。そこで、この図１と図９とに
よって、このスイッチング電源装置の作用を説明する。
この図９のスイッチング回路１５のトランス６ｂはフォ
ーワード型であるから、トランジスタＱがオンになって
１次巻線Ｎ１に電流が流れた時に、２次巻線Ｎ２は２次
整流平滑回路７の図３に示した整流ダイオードＤ７に接
続された一端ｃ側が、３次巻線Ｎ３はチョークコイルＣ
Ｈに接続された一端ｄ側が、それぞれ正になる。
置は、図１に示したスイッチング電源装置のスイッチン
グ回路１１に代えて、図９に示したスイッチング回路１
５を接続したものである。そこで、この図１と図９とに
よって、このスイッチング電源装置の作用を説明する。
この図９のスイッチング回路１５のトランス６ｂはフォ
ーワード型であるから、トランジスタＱがオンになって
１次巻線Ｎ１に電流が流れた時に、２次巻線Ｎ２は２次
整流平滑回路７の図３に示した整流ダイオードＤ７に接
続された一端ｃ側が、３次巻線Ｎ３はチョークコイルＣ
Ｈに接続された一端ｄ側が、それぞれ正になる。
【００５５】トランジスタＱがオンの時にトランス６ｂ
の１次巻線Ｎ１に流れる電流は、ダイオードブリッジ３
の出力電圧の瞬時値Ｖｉが、コンデンサＣ１の端子間電
圧Ｖｃより高い間はダイオードブリッジ３から供給さ
れ、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより低い間はコン
デンサＣ１からインダクタＬ１，Ｌ２とダイオードＤ１
を介して供給されることは説明するまでもないが、１次
巻線Ｎ１に電流が流れることによって、３次巻線Ｎ３に
その一端ｄ側が正になる起電力が発生する。
の１次巻線Ｎ１に流れる電流は、ダイオードブリッジ３
の出力電圧の瞬時値Ｖｉが、コンデンサＣ１の端子間電
圧Ｖｃより高い間はダイオードブリッジ３から供給さ
れ、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより低い間はコン
デンサＣ１からインダクタＬ１，Ｌ２とダイオードＤ１
を介して供給されることは説明するまでもないが、１次
巻線Ｎ１に電流が流れることによって、３次巻線Ｎ３に
その一端ｄ側が正になる起電力が発生する。
【００５６】そのため、トランス６ｂの１次巻線Ｎ１の
電流ソースがダイオードブリッジ３であっても、コンデ
ンサＣ１であっても、供給される電流の一部は、３次巻
線Ｎ３，チョークコイルＣＨ及びコンデンサＣ１とイン
ダクタＬ１，Ｌ２の直列回路を通って流れ、コンデンサ
Ｃ１を充電すると共に、チョークコイルＣＨを励起する
ように作用する。
電流ソースがダイオードブリッジ３であっても、コンデ
ンサＣ１であっても、供給される電流の一部は、３次巻
線Ｎ３，チョークコイルＣＨ及びコンデンサＣ１とイン
ダクタＬ１，Ｌ２の直列回路を通って流れ、コンデンサ
Ｃ１を充電すると共に、チョークコイルＣＨを励起する
ように作用する。
【００５７】トランジスタＱがオフになると、３次巻線
Ｎ３の起電力は０になるが、チョークコイルＣＨに逆起
電力が発生して、チョークコイルＣＨに蓄積された励起
エネルギーが再変換され、その電流がコンデンサＣ１に
流れてそれを充電する。すなわち、コンデンサＣ１の端
子間電圧Ｖｃがダイオードブリッジ３の出力電圧の瞬時
値Ｖｉより高い期間は、このようにしてコンデンサＣ１
の放電電流の一部が帰還される。
Ｎ３の起電力は０になるが、チョークコイルＣＨに逆起
電力が発生して、チョークコイルＣＨに蓄積された励起
エネルギーが再変換され、その電流がコンデンサＣ１に
流れてそれを充電する。すなわち、コンデンサＣ１の端
子間電圧Ｖｃがダイオードブリッジ３の出力電圧の瞬時
値Ｖｉより高い期間は、このようにしてコンデンサＣ１
の放電電流の一部が帰還される。
【００５８】また、ダイオードブリッジ３の出力電圧の
瞬時値ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高い
期間は、ダイオードブリッジ３から出力される電流の一
部が、３次巻線Ｎ３とチョークコイルＣＨを通過してコ
ンデンサＣ１を充電するが、そのダイオードブリッジ３
からの電流に、トランジスタＱのスイッチングによって
３次巻線Ｎ３とチョークコイルＣＨとからなる充電回路
に発生する電流が重畳されてコンデンサＣ１を充電す
る。
瞬時値ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高い
期間は、ダイオードブリッジ３から出力される電流の一
部が、３次巻線Ｎ３とチョークコイルＣＨを通過してコ
ンデンサＣ１を充電するが、そのダイオードブリッジ３
からの電流に、トランジスタＱのスイッチングによって
３次巻線Ｎ３とチョークコイルＣＨとからなる充電回路
に発生する電流が重畳されてコンデンサＣ１を充電す
る。
【００５９】したがって、交流電源１から入力する交流
電流のピーク値が抑えられて力率が向上し、ノイズの発
生もない。また、スイッチング回路１５に用いたチョー
クコイルＣＨは、インダクタＬ１，Ｌ２と同様に、トラ
ンジスタＱのスイッチング周波数に対応する高周波用の
チョークコイルであるから、従来のチョーク入力型の平
滑回路に用いる低周波用のチョークコイルに比べて遙か
に小型軽量であり、コストも安い。
電流のピーク値が抑えられて力率が向上し、ノイズの発
生もない。また、スイッチング回路１５に用いたチョー
クコイルＣＨは、インダクタＬ１，Ｌ２と同様に、トラ
ンジスタＱのスイッチング周波数に対応する高周波用の
チョークコイルであるから、従来のチョーク入力型の平
滑回路に用いる低周波用のチョークコイルに比べて遙か
に小型軽量であり、コストも安い。
【００６０】図８及び図９に示した電力帰還型のスイッ
チング回路１４及び１５においても、コンデンサＣ１の
両端にインダクタＬ１，Ｌ２を接続し、トランス６ａ又
は６ｂの１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路に
並列にバイパスコンデンサＣｐを接続し、コモンライン
４ｎとフレームグランドＧとの間に抵抗Ｒｇとコンデン
サＣｇとの直列回路を接続している。そのため、トラン
ジスタＱのスイッチングによって発生するスイッチング
周波数及びその高調波のノイズが減少するだけでなく、
フレームグランドＧにリークするノイズも大幅に抑制さ
れるから、ＥＭＩノイズが大幅に抑制される効果があ
る。
チング回路１４及び１５においても、コンデンサＣ１の
両端にインダクタＬ１，Ｌ２を接続し、トランス６ａ又
は６ｂの１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路に
並列にバイパスコンデンサＣｐを接続し、コモンライン
４ｎとフレームグランドＧとの間に抵抗Ｒｇとコンデン
サＣｇとの直列回路を接続している。そのため、トラン
ジスタＱのスイッチングによって発生するスイッチング
周波数及びその高調波のノイズが減少するだけでなく、
フレームグランドＧにリークするノイズも大幅に抑制さ
れるから、ＥＭＩノイズが大幅に抑制される効果があ
る。
【００６１】以上説明した第１乃至第５の実施形態にお
いて共通な点は、抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとからなる
グランド用の直列回路は、コンデンサＣ１とインダクタ
Ｌ１，Ｌ２との直列回路の両端及び１次巻線Ｎ１とトラ
ンジスタＱとの直列回路の両端、合わせて４箇所のいず
れかとフレームグラントＧとの間に設ければ、略同様な
効果が得られるが、どこに設ければ最も効果的であるか
は、実際のスイッチング回路で実験的に決定すべきこと
である。
いて共通な点は、抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとからなる
グランド用の直列回路は、コンデンサＣ１とインダクタ
Ｌ１，Ｌ２との直列回路の両端及び１次巻線Ｎ１とトラ
ンジスタＱとの直列回路の両端、合わせて４箇所のいず
れかとフレームグラントＧとの間に設ければ、略同様な
効果が得られるが、どこに設ければ最も効果的であるか
は、実際のスイッチング回路で実験的に決定すべきこと
である。
【００６２】さらに、１箇所だけでなく複数箇所に設け
てもよいが、一般的にはワンポイント・アースといわれ
るように、最も効果的な１箇所に設けた方が予想外のト
ラブルを回避出来る。その意味で、図５に示したスイッ
チング回路１３は例外的なものであるが、抵抗Ｒｉが１
０〜２０ｍΩと小さい値であるにも拘らず、高周波ノイ
ズに対しては他のコンデンサに比べてインピーダンスが
大きいため、実験的に確認して抵抗Ｒｉの両端の２箇所
にグランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇの直列回路を
設けたものである。
てもよいが、一般的にはワンポイント・アースといわれ
るように、最も効果的な１箇所に設けた方が予想外のト
ラブルを回避出来る。その意味で、図５に示したスイッ
チング回路１３は例外的なものであるが、抵抗Ｒｉが１
０〜２０ｍΩと小さい値であるにも拘らず、高周波ノイ
ズに対しては他のコンデンサに比べてインピーダンスが
大きいため、実験的に確認して抵抗Ｒｉの両端の２箇所
にグランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇの直列回路を
設けたものである。
【００６３】また、コンデンサＣ１（８２０μＦ）の両
端にインダクタＬ１，Ｌ２（各１μＨ）を接続しても、
片側だけにインダクタ（２μＨ）を接続しても、回路図
上で見れば同等の効果があると思われるが、実験的には
両端にそれぞれ１μＨのインダクタを接続した方が若干
ノイズ抑制の効果が上がるようである。以上説明したよ
うにこの発明によるスイッチング電源装置は、スイッチ
ング周波数が高くなってもスイッチング回路を安定化す
ると共に、ＥＭＩノイズを抑制することが出来る。
端にインダクタＬ１，Ｌ２（各１μＨ）を接続しても、
片側だけにインダクタ（２μＨ）を接続しても、回路図
上で見れば同等の効果があると思われるが、実験的には
両端にそれぞれ１μＨのインダクタを接続した方が若干
ノイズ抑制の効果が上がるようである。以上説明したよ
うにこの発明によるスイッチング電源装置は、スイッチ
ング周波数が高くなってもスイッチング回路を安定化す
ると共に、ＥＭＩノイズを抑制することが出来る。
【００６４】
【発明の効果】以上説明してきたように、この発明によ
れば、スイッチング電源装置のスイッチング周波数が高
くなっても、スイッチング回路を安定化することができ
ると共に、ＥＭＩノイズを抑制することができる。
れば、スイッチング電源装置のスイッチング周波数が高
くなっても、スイッチング回路を安定化することができ
ると共に、ＥＭＩノイズを抑制することができる。
【図１】この発明によるスイッチング電源装置の第１の
実施形態を示す回路図である。
実施形態を示す回路図である。
【図２】図１におけるノイズフィルタの構成の一例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図３】図１における２次整流平滑回路の構成の一例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図４】この発明によるスイッチング電源装置の第２の
実施形態におけるスイッチング回路の構成を示す回路図
である。
実施形態におけるスイッチング回路の構成を示す回路図
である。
【図５】この発明によるスイッチング電源装置の第３の
実施形態におけるスイッチング回路の構成を示す回路図
である。
実施形態におけるスイッチング回路の構成を示す回路図
である。
【図６】図５に示したスイッチング回路を備えたスイッ
チング電源装置によるＥＭＩノイズの水平成分のパワー
・スペクトラムを、従来例と比較して示す線図である。
チング電源装置によるＥＭＩノイズの水平成分のパワー
・スペクトラムを、従来例と比較して示す線図である。
【図７】同じくそのＥＭＩノイズの垂直成分のパワー・
スペクトラムを、従来例と比較して示す線図である。
スペクトラムを、従来例と比較して示す線図である。
【図８】この発明によるスイッチング電源装置の第４の
実施形態における電力帰還型のスイッチング回路の構成
を示す回路図である。
実施形態における電力帰還型のスイッチング回路の構成
を示す回路図である。
【図９】この発明によるスイッチング電源装置の第５の
実施形態における電力帰還型のスイッチング回路の構成
を示す回路図である。
実施形態における電力帰還型のスイッチング回路の構成
を示す回路図である。
【図１０】従来のスイッチング電源装置の構成の一例を
示す回路図である。
示す回路図である。
１：交流電源 ２：ノイズフィルタ ３：ダイオードブリッジ（全波整流回路） ４ｐ：ホットライン ４ｎ：コモンライン ５：スイッチング制御回路 ６，６ａ，６ｂ：トランス ７：２次整流平滑回路 １１〜１３：スイッチング回路 １４，１５：スイッチング回路（電力帰還型） Ｃ１：大容量のコンデンサ Ｃｇ：グランド用のコンデンサ Ｃｐ：バイパスコンデンサ Ｒｇ：グランド用の抵抗 Ｒｉ：過電流検出用の抵抗 Ｄ１：放電用ダイオード Ｄ２：充電用ダイオード Ｌ１，Ｌ２：小さいインダクタンスのインダクタ Ｎ１：１次巻線 Ｎ２：２次巻線 Ｎ３：３次巻線 Ｑ：トランジスタ（スイッチング素子）
Claims (5)
- 【請求項１】 大容量のコンデンサを１次直流電源と
し、その直流電力を高周波用のトランスの１次巻線とス
イッチング素子との直列回路に入力して、該スイッチン
グ素子をスイッチング制御回路によってスイッチングす
ることにより、前記トランスの２次巻線に誘起される交
流電力を整流平滑して出力するスイッチング電源装置に
おいて、 前記大容量のコンデンサに直列にインダクタンスの小さ
いインダクタを接続し、 前記トランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回
路に並列に小容量のバイパスコンデンサを接続すると共
に、 前記コンデンサと前記インダクタとの直列回路の両端及
び前記トランスの１次巻線とスイッチング素子との直列
回路の両端のうちの少くとも１箇所とフレームグランド
との間に、グランド用の抵抗とコンデンサとの直列回路
を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載のスイッチング電源装置
において、 前記トランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回
路に流れる過電流を検出するための過電流検出用抵抗を
設け、 前記スイッチング制御回路が、前記過電流検出用抵抗に
よって検出される信号を入力して、過電流が検出された
時には前記スイッチング素子のスイッチングを停止する
手段を有することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 交流電源から入力する交流電力を１次直
流電力に変換する全波整流回路の出力端子間に、大容量
のコンデンサと該コンデンサを放電させる向きに接続し
た放電用ダイオードとの直列回路と、高周波用のトラン
スの１次巻線とスイッチング素子との直列回路をそれぞ
れ並列に接続し、前記スイッチング素子によって前記１
次直流電力をスイッチングすることにより前記トランス
の２次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力す
ると共に、前記トランスの１次巻線に誘起される電力の
一部を前記コンデンサに帰還する電力帰還型のスイッチ
ング電源装置において、 前記大容量のコンデンサに直列にインダクタンスの小さ
いインダクタを接続し、 前記トランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回
路に並列に小容量のバイパスコンデンサを接続すると共
に、 前記コンデンサと前記インダクタとの直列回路の両端及
び前記トランスの１次巻線とスイッチング素子との直列
回路の両端のうちの少くとも１箇所とフレームグランド
との間に、グランド用の抵抗とコンデンサとの直列回路
を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項４】 交流電源から入力する交流電力を１次直
流電力に変換する全波整流回路の出力端子間に、大容量
のコンデンサと該コンデンサを放電させる向きに接続し
た放電用ダイオードとの直列回路と、高周波用のトラン
スの１次巻線とスイッチング素子との直列回路をそれぞ
れ並列に接続し、前記スイッチング素子によって前記１
次直流電力をスイッチングすることにより前記トランス
の２次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力す
ると共に、前記トランスの３次巻線に誘起される電力の
一部を前記コンデンサに帰還する電力帰還型のスイッチ
ング電源装置において、 前記大容量のコンデンサに直列にインダクタンスの小さ
いインダクタを接続し、 前記トランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回
路に並列に小容量のバイパスコンデンサを接続すると共
に、 前記コンデンサと前記インダクタとの直列回路の両端及
び前記トランスの１次巻線とスイッチング素子との直列
回路の両端のうちの少くとも１箇所とフレームグランド
との間に、グランド用の抵抗とコンデンサとの直列回路
を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項５】 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の
スイッチング電源装置において、 前記大容量のコンデンサの両端に、それぞれ該コンデン
サに直列にインダクタンスの小さいインダクタを接続し
たことを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01373397A JP3798095B2 (ja) | 1996-01-31 | 1997-01-28 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1516296 | 1996-01-31 | ||
| JP8-15162 | 1996-01-31 | ||
| JP01373397A JP3798095B2 (ja) | 1996-01-31 | 1997-01-28 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09271165A true JPH09271165A (ja) | 1997-10-14 |
| JP3798095B2 JP3798095B2 (ja) | 2006-07-19 |
Family
ID=26349559
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01373397A Expired - Lifetime JP3798095B2 (ja) | 1996-01-31 | 1997-01-28 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3798095B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007317569A (ja) * | 2006-05-26 | 2007-12-06 | Matsushita Electric Works Ltd | フィルタ装置及びそれを用いた放電灯点灯装置並びに照明器具 |
| US7525826B2 (en) | 2006-04-21 | 2009-04-28 | Roland Corporation | Switching power supply apparatus and method |
| JP2012228100A (ja) * | 2011-04-21 | 2012-11-15 | Makoto Saito | 電動機駆動システム |
| US9871440B2 (en) | 2015-03-11 | 2018-01-16 | Fuji Electric Co., Ltd. | Internal power supply circuit and semiconductor device |
| JP2018074787A (ja) * | 2016-10-31 | 2018-05-10 | 油研工業株式会社 | 誘導負荷駆動回路 |
| CN110574268A (zh) * | 2017-04-28 | 2019-12-13 | 松下知识产权经营株式会社 | 电源电路 |
| CN113258789A (zh) * | 2021-06-28 | 2021-08-13 | 珠海拓芯科技有限公司 | 开关电源电路及电子设备 |
| CN113364271A (zh) * | 2018-12-24 | 2021-09-07 | 广东美的白色家电技术创新中心有限公司 | 一种用于开关管的抑制传导emi的系统及家用电器 |
| CN114389569A (zh) * | 2022-01-14 | 2022-04-22 | 成都必控科技有限责任公司 | 一种在线可调滤波参数直流emi滤波器 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108344119B (zh) * | 2018-02-10 | 2020-12-11 | 广东美的制冷设备有限公司 | 空调器的控制方法、装置和计算机可读存储介质 |
-
1997
- 1997-01-28 JP JP01373397A patent/JP3798095B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7525826B2 (en) | 2006-04-21 | 2009-04-28 | Roland Corporation | Switching power supply apparatus and method |
| JP2007317569A (ja) * | 2006-05-26 | 2007-12-06 | Matsushita Electric Works Ltd | フィルタ装置及びそれを用いた放電灯点灯装置並びに照明器具 |
| JP2012228100A (ja) * | 2011-04-21 | 2012-11-15 | Makoto Saito | 電動機駆動システム |
| US9871440B2 (en) | 2015-03-11 | 2018-01-16 | Fuji Electric Co., Ltd. | Internal power supply circuit and semiconductor device |
| JP2018074787A (ja) * | 2016-10-31 | 2018-05-10 | 油研工業株式会社 | 誘導負荷駆動回路 |
| TWI711263B (zh) * | 2016-10-31 | 2020-11-21 | 日商油研工業股份有限公司 | 感應負載驅動電路 |
| CN110574268A (zh) * | 2017-04-28 | 2019-12-13 | 松下知识产权经营株式会社 | 电源电路 |
| CN110574268B (zh) * | 2017-04-28 | 2023-09-22 | 松下知识产权经营株式会社 | 电源电路 |
| CN113364271A (zh) * | 2018-12-24 | 2021-09-07 | 广东美的白色家电技术创新中心有限公司 | 一种用于开关管的抑制传导emi的系统及家用电器 |
| CN113258789A (zh) * | 2021-06-28 | 2021-08-13 | 珠海拓芯科技有限公司 | 开关电源电路及电子设备 |
| CN114389569A (zh) * | 2022-01-14 | 2022-04-22 | 成都必控科技有限责任公司 | 一种在线可调滤波参数直流emi滤波器 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3798095B2 (ja) | 2006-07-19 |
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