CN110574268B - 电源电路 - Google Patents

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Abstract

一种电源电路，第一输入端子与第二电感器的第1端连接，第二电感器的第2端与第一电抗器的第1端连接，第二电感器的第2端与第二电抗器的第1端连接，第一输入端子与第一电感器的第1端连接，第一电感器的第2端与旁路电容器的第1端连接，旁路电容器的第2端与第二输出端子连接，第一电感器与第二电感器磁耦合，控制电路9以交错方式开关控制第一以及第二开关元件。

Description

电源电路
技术领域
本发明涉及一种生成规定的电压以及电流的电源电路。
背景技术
在专利文献1中公开了一种电源装置，通过以交错方式(Interleaving Method)进行开关控制来降低成为杂讯的波纹(ripple)成分。
然而，在现有技术中，期望能进一步降低开关频率的偶数倍的杂讯。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利公开公报特开2007-195282号公报
发明内容
本发明的一个方面涉及的电源电路具备：第一输入端子(3a)；第二输入端子(3b)；第一电抗器(Lr1)；第二电抗器(Lr2)；第一开关元件(Sw1)；第二开关元件(Sw2)；第三开关元件(S1)；第四开关元件(S2)；第一电容器(C1)；第一输出端子(5a)；第二输出端子(5b)；控制电路(9)；第一电感器(Lc1)；第二电感器(Lp1)；以及旁路电容器(Cb1)，其中，所述第一输入端子(3a)与所述第二电感器(Lp1)的第1端连接，所述第二电感器(Lp1)的第2端与所述第一电抗器(Lr1)的第1端连接，所述第一电抗器(Lr1)的第2端与所述第三开关元件(S1)的第1端连接，所述第三开关元件(S1)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接，所述第二电感器(Lp1)的第2端与所述第二电抗器(Lr2)的第1端连接，所述第二电抗器(Lr2)的第2端与所述第四开关元件(S2)的第1端连接，所述第四开关元件(S2)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接，所述第二输入端子(3b)与所述第二输出端子(5b)连接，所述第一开关元件(Sw1)的第1端与所述第一电抗器(Lr1)的第2端连接，所述第一开关元件(Sw1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接，所述第二开关元件(Sw2)的第1端与所述第二电抗器(Lr2)的第2端连接，所述第二开关元件(Sw2)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接，所述第一电容器(C1)的第1端与所述第一输出端子(5a)连接，所述第一电容器(C1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接，所述第一输入端子(3a)与所述第一电感器(Lc1)的第1端连接，所述第一电感器(Lc1)的第2端与所述旁路电容器(Cb1)的第1端连接，所述旁路电容器(Cb1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接，所述第一电感器(Lc1)与所述第二电感器(Lp1)磁耦合，所述控制电路(9)以交错方式开关控制所述第一开关元件(Sw1)和所述第二开关元件(Sw2)。
根据本发明，能进一步降低开关频率的偶数倍的杂讯。
附图说明
图1是表示第1实施方式的电源电路的概略构成的电路图。
图2是表示满足式(1)的功率因数校正(Power factor correction)电路的电源电流的基于电路模拟的计算结果的示意图。
图3是放大表示图2所示的电源电流之中在一部分期间的电源电流的示意图。
图4是表示第1实施方式的第1变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图5是表示第1实施方式的第2变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图6是表示以交错方式进行开关控制的比较例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图7是表示图6所示的功率因数校正电路的电源电流基于电路模拟的计算结果的示意图。
图8是放大表示图7所示的电源电流之中在一部分期间的电源电流的示意图。
图9是表示与图6所示的功率因数校正电路不同的其它比较例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图10是表示与图6以及图9所示的功率因数校正电路不同的其它比较例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图11是表示第1实施方式的第3变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图12是表示第1实施方式的第4变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图13是表示第1实施方式的第5变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
具体实施方式
(本发明的基础知识)
首先，对本发明的基础知识进行说明。图6是表示以交错方式进行开关控制的比较例的功率因数校正电路9000的概略构成的电路图。以往，与上述专利文献1中公开的电源装置相同，以交错方式进行开关控制的如图6所示的功率因数校正电路9000已为公知。
具体而言，在功率因数校正电路9000中，在整流部10的第一输入端2a和整流部10的第二输入端2b之间输入来自交流电源1的交流电压。所输入的交流电压，在被整流部10整流之后，在第一输入端子3a和第二输入端子3b之间作为直流电压输出。
第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2通过控制电路9以交错方式控制开关。具体而言，在该开关控制过程中，第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2以相同的开关频率(以后，称为开关频率fsw)接通/断开，以便使得相位彼此相差180度。
第三开关元件S1，在第一开关元件Sw1接通时断开，在第一开关元件Sw1断开时接通。同样，第四开关元件S2，在第二开关元件Sw2接通时断开，在第二开关元件Sw2断开时接通。以后，将控制电路9的交错方式的开关控制时的第一以及第二开关元件Sw1、Sw2的动作记述为交错动作。
当第一开关元件Sw1接通时，电流能量被蓄积到第一电抗器(reactor)Lr1。当第三开关元件S1接通时，能量从第一电抗器Lr1传递到第一电容器C1。另一方面，当第二开关元件Sw2接通时，电流能量被蓄积到第二电抗器Lr2。当第四开关元件S2接通时，能量从第二电抗器Lr2传递到第一电容器C1。其结果，在功率因数校正电路9000的第一输出端子5a和第二输出端子5b之间出现直流电压。
第一电抗器Lr1和第二电抗器Lr2重复电流能量的蓄积和释放。为此，流经第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电流呈具有较大的三角形状波纹的波形。该三角形状波纹作为杂讯，例如，传播到交流电源1等。
杂讯，根据其传播特性被分类为常态模式杂讯(normal mode noise)和共模杂讯(common mode noise)。常态模式杂讯是在电力线之间回旋的杂讯。共模杂讯是在多个电力线上同相传播并以中性线作为返回路径逆相传播的杂讯。三角形状波纹作为常态模式杂讯进行传播。
功率因数校正电路9000的电源电流基于电路模拟的计算结果如图7所示。而且，放大表示图7所示的电源电流之中的从时间5ms到5.1ms的期间的电源电流而示于图8中。
另外，在该电路模拟中，假设第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电感为200uH，X电容器C2的电容为400nF，开关频率fsw为100kHz。从交流电源1输入的交流电压其频率为50Hz，电压有效值为200V。而且，在第一输出端子5a和第二输出端子5b之间出现的直流电压为400V。
在功率因数校正电路9000中，所产生的三角形状波纹中包含的频率成分之中，开关频率fsw的奇数倍(一倍、三倍、……)的频率成分通过交错动作被抵消。另一方面，在功率因数校正电路9000中，由于开关频率fsw的偶数倍(两倍、四倍、……)的频率成分没有被抵消，如图7以及8所示，电源电流的波形成为重叠有杂讯的正弦波。
而且，为了抑制传播到电源的杂讯，有时在电源1和整流电路10之间使用杂讯滤波电路。由此，引起电路的大型化。而且，杂讯滤波电路，由于电路布局上的原因，有时被配置在与功率因数校正电路9000不同的基板上。在这种情况下，常态模式杂讯传播的物理范围有增大的风险。其结果，杂讯流入电路控制所使用的检测电路等，引起电路的误动作的危险性增高。而且，在杂讯传播的路径中，如果常态模式杂讯转换为共模杂讯，传播路径就会被复杂化，杂讯对策变得困难。
另一方面，以往，如图9以及图10所示，不以交错方式进行开关控制，而是通过旁路电路B来降低开关频率fsw的常态模式杂讯的功率因数校正电路9100、9200已为公知。图9是与图6所示的功率因数校正电路9000不同的作为其它比较例的功率因数校正电路9100的概略构成的电路图。图10是与图6以及图9所示的功率因数校正电路9000、9100不同的作为其它比较例的功率因数校正电路9200的概略构成的电路图。
具体而言，如图9以及图10所示，功率因数校正电路9100、9200具备两端分别与第一输入端子3a和第二输入端子3b连接的旁路电路B。旁路电路B具备与第一电抗器Lr1磁耦合的第一电感器Lc1和与第一电感器Lc1串联连接的旁路电容器Cb1。另外，功率因数校正电路9200(图10)具备的旁路电路B，在第一电感器Lc1和旁路电容器Cb1之间具备旁路电感器Le1。
在功率因数校正电路9100、9200中，因为第一电抗器Lr1和第一电感器Lc1是磁耦合，所以，通过流经第一电抗器Lr1的电流，旁路电容器Cb1的端子间电压被起振。由此，流经第一电抗器Lr1的电流中包含的波纹成分的一部分被从旁路电路B供给。
其结果，流经第一电抗器Lr1、第一开关元件Sw1和第三开关元件S1的至少其中之一的电流中包含的波纹成分的一部分被从旁路电路B供给的电流抵消。这样，在功率因数校正电路9100、9200，可以降低所述三角形状波纹作为常态模式杂讯流出到交流电源1侧。
另外，所抵消的波纹成分的频率，可以通过旁路电路B具备的各电子元件的常数适当地调整。例如，假设第一开关元件Sw1的开关频率fsw的波纹成分被抵消。在这种情况下，只需使流经旁路电容器Cb1的开关频率fsw的电流与流经第一电抗器Lr1的开关频率fsw的电流一致即可。具体而言，满足下式(2)即可。
在式(2)中，左边是抵消的波纹成分的频率。在本具体实例中是开关频率fsw。Cb是旁路电容器Cb1的电容。Lr是第一电抗器Lr1的电感。Lc是第一电感器Lc1的电感。Le是旁路电感器Le1的电感。另外，功率因数校正电路9100不具备旁路电感器Le1。因此，在构成功率因数校正电路9100的旁路电路B的情况下，设定Le为O即可。k是第一电抗器Lr1和第一电感器Lc1磁耦合的耦合系数。
即，在功率因数校正电路9100、9200中，在利用满足式(2)的电子元件构成旁路电路B的情况下，可以降低开关频率fsw的杂讯，但是，不能充分地降低其它的频率的杂讯。
本发明的发明人，基于上述的见解，发明了本发明的构成。
(解决问题的方式)
本发明的一个方面涉及的电源电路具备：第一输入端子(3a)；第二输入端子(3b)；第一电抗器(Lr1)；第二电抗器(Lr2)；第一开关元件(Sw1)；第二开关元件(Sw2)；第三开关元件(S1)；第四开关元件(S2)；第一电容器(C1)；第一输出端子(5a)；第二输出端子(5b)；控制电路(9)；第一电感器(Lc1)；第二电感器(Lp1)；以及旁路电容器(Cb1)，其中，所述第一输入端子(3a)与所述第二电感器(Lp1)的第1端连接，所述第二电感器(Lp1)的第2端与所述第一电抗器(Lr1)的第1端连接，所述第一电抗器(Lr1)的第2端与所述第三开关元件(S1)的第1端连接，所述第三开关元件(S1)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接，所述第二电感器(Lp1)的第2端与所述第二电抗器(Lr2)的第1端连接，所述第二电抗器(Lr2)的第2端与所述第四开关元件(S2)的第1端连接，所述第四开关元件(S2)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接，所述第二输入端子(3b)与所述第二输出端子(5b)连接，所述第一开关元件(Sw1)的第1端与所述第一电抗器(Lr1)的第2端连接，所述第一开关元件(Sw1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接，所述第二开关元件(Sw2)的第1端与所述第二电抗器(Lr2)的第2端连接，所述第二开关元件(Sw2)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接，所述第一电容器(C1)的第1端与所述第一输出端子(5a)连接，所述第一电容器(C1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接，所述第一输入端子(3a)与所述第一电感器(Lc1)的第1端连接，所述第一电感器(Lc1)的第2端与所述旁路电容器(Cb1)的第1端连接，所述旁路电容器(Cb1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接，所述第一电感器(Lc1)与所述第二电感器(Lp1)磁耦合，所述控制电路(9)以交错方式开关控制所述第一开关元件(Sw1)和所述第二开关元件(Sw2)。
而且，在所述的实施方式，所述的电源电路还可以具备旁路电感器(Le1)，其中，所述旁路电感器(Le1)被设置在所述第一电感器(Lc1)的第2端与所述旁路电容器(Cb1)的第1端之间。
而且，在所述全部实施方式，所述的电源电路还可以具备电流传感器(91)，其中，所述电流传感器(91)检测从所述第一电感器(Lc1)的第1端向所述第一输入端子(3a)流入的电流的电流值和从所述第二电感器(Lp1)的第1端向所述第一输入端子(3a)流入的电流的电流值的合计值，所述控制电路(9)调整所述第一开关元件(Sw1)以及所述第二开关元件(Sw2)的开关频率(fsw)以及占空比，以使由所述电流传感器(91)检测出的所述合计值变成最小。
而且，在所述的实施方式，所述的电源电路还可以具备旁路电感器(Le1)，其中，所述旁路电感器(Le1)被设置在所述第一输入端子(3a)和所述第一电感器(Lc1)的第1端之间。
或者，在所述的实施方式，所述的电源电路还可以具备旁路电感器(Le1)，其中，所述旁路电感器(Le1)被设置在所述第一输入端子(3a)和所述第二电感器(Lp1)的第1端之间。
另外，以下说明的实施方式中的任何一个实施方式都是用于表示本发明的一个具体例子。在以下的实施方式所示的数值、形状、构成要素等只不过是一个例子而已，并不用于限定本发明。而且，以下的实施方式中的构成要素之中，对于表示最上位概念的独立权利要求中没有记载的构成要素，作为任意的构成要素而说明。而且，在全部的实施方式中，可以任意地组合各自的内容。
(第1实施方式)
以下，对本发明的第1实施方式进行说明。另外，对与上述构成要素相同的构成要素赋予相同的符号，并适当地省略重复的说明。图1是表示第1实施方式的功率因数校正电路1000的概略构成的电路图。
如图1所示，功率因数校正电路1000(电源电路的一个例子)具备第一输入端子3a、第二输入端子3b、第一电抗器Lr1、第二电抗器Lr2、第一开关元件Sw1、第二开关元件Sw2、第三开关元件S1、第四开关元件S2、第一电容器C1、第一输出端子5a、第二输出端子5b、控制电路9、旁路电路B。旁路电路B具备第一电感器Lc1、第二电感器Lp1、旁路电感器Le1、旁路电容器Cb1。
在功率因数校正电路1000，第一输入端子3a与第二电感器Lp1的第1端连接。第二电感器Lp1的第2端与第一电抗器Lr1的第1端连接。第一电抗器Lr1的第2端与第三开关元件S1的第1端连接。第三开关元件S1的第2端与第一输出端子5a连接。
第二电感器Lp1的第2端与第二电抗器Lr2的第1端连接。第二电抗器Lr2的第2端与第四开关元件S2的第1端连接。第四开关元件S2的第2端与连接第三开关元件S1的第2端和第一输出端子5a的路径上的连接点4e连接。由此，第四开关元件S2的第2端与第一输出端子5a连接。
第三开关元件S1以及第四开关元件S2，例如，由二极管构成。但是，并不局限于此，第三开关元件S1以及第四开关元件S2也可以由晶体管等(例如，MOSFET或者IGBT等)等一般公知的开关元件构成。
而且，在功率因数校正电路1000，第二输入端子3b与第二输出端子5b连接。
第一开关元件Sw1的第1端与连接第一电抗器Lr1的第2端和第三开关元件S1的第1端的路径上的连接点4a连接。由此，第一开关元件Sw1的第1端与第一电抗器Lr1的第2端连接。第一开关元件Sw1的第2端与连接第二输入端子3b和第二输出端子5b的路径上的连接点4b连接。由此，第一开关元件Sw1的第2端与第二输出端子5b连接。
第二开关元件Sw2的第1端与连接第二电抗器Lr2的第2端和第四开关元件S2的第1端的路径上的连接点4c连接。由此，第二开关元件Sw2的第1端与第二电抗器Lr2的第2端连接。第二开关元件Sw2的第2端与连接第二输入端子3b和第二输出端子5b的路径上的连接点4d连接。由此，第二开关元件Sw2的第2端与第二输出端子5b连接。
第一开关元件Sw1和第二开关元件Sw2，例如，由晶体管(例如，MOSFET或者IGBT等)等一般公知的开关元件构成。
第一电容器C1的第1端与连接点4e连接，第一电容器C1的第2端与连接第二输入端子3b和第二输出端子5b的路径上的连接点4f连接。由此，第一电容器C1的第1端与第一输出端子5a连接，第一电容器C1的第2端与第二输出端子5b连接。
第一电感器Lc1的第1端与第一输入端子3a连接。第一电感器Lc1的第2端与旁路电感器Le1的第1端连接。旁路电感器Le1的第2端与旁路电容器Cb1的第1端连接。即，旁路电感器Le1被设置在第一电感器Lc1的第2端与旁路电容器Cb1的第1端之间。由此，第一电感器Lc1的第2端和旁路电容器Cb1的第1端通过旁路电感器Le1而连接。旁路电容器Cb1的第2端与第二输出端子5b连接。
第一电感器Lc1和第二电感器Lp1以使第一电感器Lc1的第2端和第二电感器Lp1的第2端成为同极性的方式磁耦合。
控制电路9以交错方式开关控制第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2。由此，通过第一开关元件Sw1、第二开关元件Sw2、第三开关元件S1以及第四开关元件S2进行交错动作。
根据第1实施方式的构成，通过控制电路9以交错方式开关控制第一开关元件Sw1和第二开关元件Sw2。因此，在伴随第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关而产生的三角形状波纹之中的开关频率fsw的奇数倍的频率成分可以被抵消。由此，可以抑制开关频率fsw的奇数倍的频率成分的常态模式杂讯经由第一输入端子3a及第二输入端子3b传播到交流电源1等。
而且，第一电感器Lc1与第二电感器Lp1磁耦合，第二电感器Lp1的第2端与第一电抗器Lr1的第1端连接。因此，通过流经第二电感器Lp1的电流，旁路电容器Cb1的端子间电压被起振。由此，可以从旁路电容器Cb1供给在流经第二电感器Lp1的电流中所包含的规定频率的波纹成分。其结果，可以抵消流经第二电感器Lp1的电流中包含的规定的频率的波纹成分。
因此，根据第1实施方式的构成，不仅可以降低开关频率fsw的奇数倍的频率，而且，还可以降低例如开关频率fsw的两倍频率的波纹成分作为常态模式杂讯经由第一输入端子3a以及第二输入端子3b而流出。因此，与以往的以交错方式进行开关控制的功率因数校正电路9000(图6)相比较，可以进一步降低常态模式杂讯。
另外，被抵消的波纹成分的频率可以根据旁路电路B具备的各电子元件的常数适当地进行调整。例如，假设抵消开关频率fsw的两倍频率2fsw的波纹成分。在这种情况下，只需使流经旁路电容器Cb1的频率2fsw的电流成分与流经第二电感器Lp1的频率2fsw的电流成分一致即可。具体而言，满足下式(1)即可。
在式(1)中，左边是被抵消的波纹成分的频率。在本具体实例中，是开关频率fsw的两倍频率2fsw。Cb是旁路电容器Cb1的电容。Lp是第二电感器Lp1的电感。Lc是第一电感器Lc1的电感。Le是旁路电感器Le1的电感。k是第二电感器Lp1和第一电感器Lc1的磁耦合的耦合系数。
即，在利用满足式(1)的电子元件构成旁路电路B的情况下，在功率因数校正电路1000(以后，简称为满足式(1)的功率因数校正电路1000)，可以降低开关频率fsw的奇数倍的频率的波纹成分和开关频率fsw的两倍频率的波纹成分。
满足式(1)的功率因数校正电路1000的电源电流基于电路模拟的计算结果如图2所示。而且，放大表示图2所示的电源电流之中从时间5ms到5.1ms的期间为止的电源电流而示于图3。
另外，在该电路模拟中，与上述比较例的功率因数校正电路9000(图6)的电路模拟相同，假设第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电感Lr为200uH，开关频率fsw为100kHz。而且，从交流电源1输入的交流电压的频率为50Hz，电压有效值为200V。而且，在第一输出端子5a和第二输出端子5b之间出现的直流电压为400V。
而且，为了满足式(1)，假设旁路电容器Cb1的电容Cb为400nF。第二电感器Lp1的电感Lp为1μH。第一电感器Lc1的电感Lc为1μH。旁路电感器Le1的电感Le为1.5μH。第二电感器Lp1与第一电感器Lc1的磁耦合的耦合系数k为0.95。
在满足式(1)的功率因数校正电路1000，可以降低开关频率fsw的一倍、两倍以及三倍以上的奇数倍频率的波纹成分。即，与上述的比较例的功率因数校正电路9000(图6)相比，可以更有效地降低在用容量较小的X电容器难以降低的、开关频率fsw的两倍频率的波纹成分。因此，如图2所示，在功率因数校正电路1000，电源电流的波形与图7所示的功率因数校正电路9000(图6)的电源电流的波形相比较，被重叠的杂讯成分变小。而且，如图3所示，在功率因数校正电路1000，与图7所示的功率因数校正电路9000(图6)中的电源电流的波形相比较，通过有效地降低开关频率fsw的两倍频率的波纹成分，波形的振幅变小。
而且，第1实施方式的构成与例如将下述的第1变形旁路电路和下述的第2变形旁路电路并联连接的构成(以后，记述为比较构成)相比较，具有以下的优点。
第1变形旁路电路是让旁路电路B不具备第二电感器Lp1，将该旁路电路B内的第一电感器Lc1和第一电抗器Lr1以该第一电感器Lc1的第2端和第一电抗器Lr1的第2端成为同极性的方式磁耦合的电路。
同样，第2变形旁路电路是让旁路电路B不具备第二电感器Lp1，将第一电感器Lc1和第二电抗器Lr2以第一电感器Lc1的第2端和第二电抗器Lr2的第2端成为同极性的方式磁耦合的电路。
比较结构在第1变形旁路电路以及第2变形旁路电路分别需要使两个电感器磁耦合。然而，第1实施方式的构成仅在一个旁路电路B使两个电感器磁耦合即可。即，第1实施方式的构成与比较构成相比，是不容易发生磁耦合的失衡的构成。因此，第1实施方式的构成的优点在于，可以使用与比较构成相比常数的偏差更大的廉价的电感器，以低成本实现电路。
而且，在比较构成中，因为第1变形旁路电路和第2变形旁路电路并联连接，所以形成从第一输入端子3a通过第1变形旁路电路以及第2变形旁路电路返回到第一输入端子3a的电流路径。
另一方面，在第1实施方式的构成中，第一输入端子3a与作为旁路电路B的一端的第一电感器Lc1的第1端连接，第二输入端子3b与作为旁路电路B的另一端的旁路电容器Cb1的第2端连接。而且，在旁路电路B内，第一电感器Lc1、旁路电感器Le1以及旁路电容器Cb1串联连接。
因此，不会形成从第一输入端子3a通过旁路电路B返回到第一输入端子3a的电流路径。由此，可以避免电流值较大的谐振电流流到旁路电路内包含的各个元件。其结果，可以用额定电流较小的小型部件构成用于构成旁路电路B的电子元件中无需设置在连接第一输入端子3a和第一输出端子5a的电源电流的供给路径上的第一电感器Lc1、旁路电感器Le1以及旁路电容器Cb1。
而且，根据第1实施方式的构成，即使第二电感器Lp1与第一电感器Lc1磁耦合的耦合系数接近1，第二电感器Lp1与合成了第一电感器Lc1和旁路电感器Le1的电感器之间的耦合系数等效地看起来较小。因此，不用改变用于第二电感器Lp1和第一电感器Lc1的磁耦合的磁芯的形状，通过调整旁路电感器Le1的电感，可以容易地获得所期望的耦合系数。
由此，可以避免为了获得所期望的耦合系数，而使用EI磁芯或EE磁芯等具有分支磁路的大型磁芯。其结果，可以小型化电路。
(第1实施方式的第1变形例)
以下，对第1实施方式的第1变形例进行说明。适当地省略与上述重复的说明。图4是表示第1实施方式的第1变形例中的功率因数校正电路1100的概略构成的电路图。
如图4所示，功率因数校正电路1100与功率因数校正电路1000(图1)不同，是不具备旁路电感器Le1的构成。
本构成也与第1实施方式的构成相同，可以降低包含开关频率fsw的奇数倍的频率以及规定的频率的波纹成分的三角形状波纹作为常态模式杂讯向交流电源1侧流出。
(第1实施方式的第2变形例)
以下，对第1实施方式的第2变形例进行说明。适当地省略与上述重复的说明。图5是表示第1实施方式的第2变形例的功率因数校正电路1200的概略构成的电路图。
如图5所示，功率因数校正电路1200与功率因数校正电路1000(图1)不同，还具备电流传感器91。
电流传感器91检测从第一电感器Lc1的第1端流向第一输入端子3a的电流的电流值和从第二电感器Lp1的第1端流向第一输入端子3a的电流的电流值的合计值。电流传感器91将该检测出的上述合计值输出到控制电路9。
控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使由电流传感器91检测出的上述合计值中包含的规定的频率成分变成最小。该开关频率fsw以及占空比的调整用公知的方法适当地实现即可。
规定的频率被决定为开关频率fsw和通过控制电路9以交错方式进行开关控制的开关元件的数量的乘积所示的频率即可。例如，在本变形例中，由于通过控制电路9以交错方式开关控制第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2这两个开关元件，因此，规定的频率被决定为开关频率fsw的两倍频率2fsw即可。在这种情况下，控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使由电流传感器91检测出的上述合计值中包含的开关频率fsw的两倍频率成分分别变成最小即可。
根据本构成，通过电流传感器91检测出从第一电感器Lc1的第1端以及第二电感器Lp1的第1端分别流向第一输入端子3a的电流的电流值的合计值。即，从第二电感器Lp1的第1端流向第一输入端子3a的杂讯电流之中的用旁路电路B没能降低的杂讯电流的电流值作为上述合计值而被检测出。而且，通过控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使被检测出的上述合计值中包含的规定的频率成分变成最小。
因此，即使构成电路的各电子元件的常数有偏差，旁路电路B被构成为不能充分地降低杂讯电流，也能通过用控制电路9进行上述调整，使所述杂讯电流最小。
另外，功率因数校正电路1100(图4)也可以与功率因数校正电路1200同样地还具备电流传感器91。而且，也可以让该功率因数校正电路的控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使由电流传感器91检测出的上述合计值最小。
而且，电流传感器91还可以与旁路电容器Cb1串联连接。在这种情况下，可以通过控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使由电流传感器91检测出的电流值中包含的规定的频率成分最大。
而且，也可以使电流传感器91与第一开关元件Sw1串联连接，使与电流传感器91不同的电流传感器与第二开关元件Sw2串联连接。在这种情况下，通过控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使由这两个电流传感器检测出的电流值中包含的规定的频率成分相等即可。
(第1实施方式的第3变形例)
以下，对第1实施方式的第3变形例进行说明。适当地省略与上述重复的说明。图11是表示第1实施方式的第3变形例的功率因数校正电路1300的概略构成的电路图。
第1实施方式的功率因数校正电路1000(图1)是控制电路9以使两个开关元件Sw1、Sw2彼此相差180度(＝360度/2)相位的方式，以相同的开关频率fsw接通/断开的所谓二相的交错方式进行开关控制的构成。然而，如图11所示，功率因数校正电路1300与功率因数校正电路1000(图1)不同，是控制电路9以使四个开关元件Sw1、Sw2、Sw3、Sw4彼此相差90度(＝360度/4)相位的方式，以相同的开关频率fsw接通/断开的所谓四相的交错方式进行开关控制的构成。
具体而言，功率因数校正电路1300除了功率因数校正电路1000(图1)的构成之外，还具备与第二电抗器Lr2相同的两个电抗器Lr3、Lr4，与第二开关元件Sw2相同的两个开关元件Sw3、Sw4，与第四开关元件S2相同的两个开关元件S3、S4。
即，第二电感器Lp1的第2端与电抗器Lr3的第1端连接。电抗器Lr3的第2端与开关元件S3的第1端连接。开关元件S3的第2端与连接第三开关元件S1的第2端和第一输出端子5a的路径上的连接点4k连接。由此，开关元件S3的第2端与第1输出端子5a连接。
而且，第二电感器Lp1的第2端与电抗器Lr4的第1端连接。电抗器Lr4的第2端与开关元件S4的第1端连接。开关元件S4的第2端与连接第三开关元件S1的第2端和第一输出端子5a的路径上的连接点4m连接。由此，开关元件S4的第2端与第1输出端子5a连接。
开关元件S3以及开关元件S4例如由二极管构成。但是，并不局限于此，开关元件S3以及开关元件S4也可以用晶体管(例如，MOSFET或IGBT)等一般公知的开关元件构成。
而且，开关元件Sw3的第1端与连接电抗器Lr3的第2端和开关元件S3的第1端的路径上的连接点4g连接。由此，开关元件Sw3的第1端与电抗器Lr3的第2端连接。开关元件Sw3的第2端与连接第二输入端子3b和第二输出端子5b的路径上的连接点4h连接。由此，开关元件Sw3的第2端与第2输出端子5b连接。
而且，开关元件Sw4的第1端与连接电抗器Lr4的第2端和开关元件S4的第1端的路径上的连接点4i连接。由此，开关元件Sw4的第1端与电抗器Lr4的第2端连接。开关元件Sw4的第2端与连接第二输入端子3b和第二输出端子5b的路径上的连接点4j连接。由此，开关元件Sw4的第2端与第2输出端子5b连接。
开关元件Sw3和开关元件Sw4例如用晶体管(例如，MOSFET或IGBT)等一般公知的开关元件构成。
控制电路9以所谓四相的交错方式开关控制第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2和与它们相同的两个开关元件Sw3、Sw4。具体而言，控制电路9在该开关控制中，使上述四个开关元件Sw1、Sw2、Sw3、Sw4彼此相差90度相位，并以相同的开关频率fsw接通/断开。另外，开关元件S3在开关元件Sw3接通时断开，在开关元件Sw3断开时接通。开关元件S4在开关元件Sw4接通时断开，在开关元件Sw4断开时接通。
根据第1实施方式的第3变形例的构成，通过控制电路9使四个开关元件Sw1、Sw2、Sw3、Sw4的相位彼此相差90度而接通/断开。因此，可以抵消伴随该四个开关元件Sw1、Sw2、Sw3、Sw4的开关而产生的三角形状波纹之中的开关频率fsw的奇数倍的频率成分和开关频率fsw的2的奇数倍(2(＝2×1)倍、6(＝2×3)倍、10(＝2×5)倍、……)的频率成分。由此，不仅可以抑制开关频率fsw的奇数倍的频率成分，而且还可以抑制开关频率fsw的2的奇数倍的频率成分的常态模式杂讯经由第一输入端子3a以及第二输入端子3b向交流电源1等传播。
而且，与第1实施方式的功率因数校正电路1000(图1)相同，第一电感器Lc1和第二电感器Lp1被磁耦合，第二电感器Lp1的第2端与第一电抗器Lr1的第1端连接。因此，可以抵消流经第二电感器Lp1的电流中包含的规定的频率的波纹成分。
由此，不仅可以降低开关频率fsw的奇数倍的频率成分和开关频率fsw的2的奇数倍的频率成分，还可以降低例如开关频率fsw的四倍频率的波纹成分作为常态模式杂讯经由第一输入端子3a和第二输入端子3b流出。因此，与功率因数校正电路1000(图1)相比较，可以进一步降低常态模式杂讯。
另外，与此相同，除了功率因数校正电路1000(图1)的构成之外，还进一步具备与第二电抗器Lr2相同的六个电抗器、与第二开关元件Sw2相同的六个开关元件、与第四开关元件S2相同的六个开关元件，来构成控制电路9以所谓八相的交错方式开关控制八个开关元件的功率因数校正电路。
如此，也可以具备与第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2相同的2的n次方个(n为1以上的整数)开关元件，来构成控制电路9以使该2的n次方个开关元件的相位彼此相差2的n次方分之360(＝360/2的n次方)的方式进行接通/断开的以所谓2的n次方相的交错方式进行开关控制的功率因数校正电路。
根据该功率因数校正电路，可以抑制开关频率fsw的奇数倍以及2的n次方的奇数倍的频率成分的常态模式杂讯经由第一输入端子3a以及第二输入端子3b传播到交流电源1等。而且，通过旁路电路B，可以抵消在流经第二电感器Lp1的电流中包含的规定的频率(例如，开关频率fsw的2的n次方倍的频率)的波纹成分。
而且，该功率因数校正电路即使使通过交错方式的开关控制多相化，也不用设置与各相位对应的旁路电路B，能用一个旁路电路B构成，所以，可以维持电路的小型化。
进一步，在该功率因数校正电路，也可以与功率因数校正电路1200(图5)同样，还具备电流传感器91，让控制电路9调整2的n次方个开关元件的开关频率fsw和占空比，从而使由电流传感器91检测出的上述合计值中包含的规定的频率成分最小。
在这种情况下，规定的频率被决定为开关频率fsw与通过控制电路9以交错方式进行开关控制的开关元件的个数即2的n次方的乘积所示的频率即可。在这种情况下，控制电路9以使由电流传感器91检测出的上述合计值中包含的开关频率fsw的2的n次方倍的频率成分分别成为最小的方式，调整2的n次方个开关元件的开关频率fsw以及占空比。
另外，在此，电流传感器91也可以与旁路电容器Cb1串联连接。在这种情况下，通过控制电路9，以使电流传感器91检测出的电流值中包含的规定的频率成分最大的方式，调整2的n次方个开关元件的开关频率fsw以及占空比即可。
或者，也可以将与电流传感器91相同的2的n次方个电流传感器分别与2的n次方个开关元件串联连接。在这种情况下，通过控制电路9，以使由该2的n次方个电流传感器检测出的电流值中包含的规定频率成分相等的方式，调整2的n次方个开关元件的开关频率fsw以及占空比即可。
(第1实施方式的第4变形例)
以下，对第1实施方式的第4变形例进行说明。适当地省略与上述重复的说明。图12是表示第1实施方式的第4变形例的功率因数校正电路1400的概略构成的电路图。如图12所示，功率因数校正电路1400与功率因数校正电路1000(图1)有所不同，旁路电感器Le1被设置在第一输入端子3a与第一电感器Lc1的第1端之间。
在功率因数校正电路1400的构成中，也与第1实施方式的构成相同，可以降低开关频率fsw的奇数倍的频率以及两倍的频率的波纹成分作为常态模式杂讯经由第一输入端子3a以及第二输入端子3b流出。
另外，上述的功率因数校正电路1300(图11)以及将功率因数校正电路1300(图11)变形而构成的各功率因数校正电路，也可以与功率因数校正电路1400相同，变形为旁路电感器Le1被设置在第一输入端子3a和第1电感器Lc1的第1端之间的构成。
(第1实施方式的第5变形例)
以下，对第1实施方式的第5变形例进行说明。适当地省略与上述重复的说明。图13是表示第1实施方式的第5变形例的功率因数校正电路1500的概略构成的电路图。如图13所示，功率因数校正电路1500与功率因数校正电路1000(图1)以及功率因数校正电路1400(图12)有所不同，旁路电感器Le1被设置在第一输入端子3a和第二电感器Lp1的第1端之间。
在功率因数校正电路1500的构成中，也与第1实施方式的构成相同，可以降低开关频率fsw的奇数倍的频率以及两倍的频率的波纹成分作为常态模式杂讯经由第一输入端子3a以及第二输入端子3b流出。
另外，上述的功率因数校正电路1300(图11)以及将功率因数校正电路1300(图11)变形而构成的各功率因数校正电路，也可以与功率因数校正电路1500相同，变形为旁路电感器Le1被设置在第一输入端子3a和第二电感器Lp1的第1端之间的构成。
而且，在上述各功率因数校正电路的构成中，即使通过旁路电路B降低开关频率fsw的2的n次方倍的频率的波纹成分，但是还存在与开关频率fsw的奇数倍以及2的n次方的奇数倍的频率不同的频率的波纹成分没有被充分地降低而作为常态杂讯传播，从而导致外围电路的误动作的担忧。对此，在第1实施方式及其变形例的构成中，也可以让控制电路9进行所谓频率扩散控制从而降低该不同频率的波纹成分。
而且，在上述构成中，整流部10由具备四个二极管的二极管桥构成，但是，并不局限于此，也可以采用无桥方式或者图腾柱(totem pole)方式等构成。而且，在上述构成中，代替交流电源1以及整流部10，也可以将直流电源与第一输入端子3a和第二输入端子3b连接而构成斩波电路(chopper circuit)。
另外，在上述的实施方式中，“两个元件之间的连接”(例如，某一个元件与另一个元件连接)意味着不仅是直接地连接，也可以是电连接以及在两个元件之间存在其它的元件(例如，不损害本实施方式的功能的布线、电阻元件等)的连接。

Claims (5)

1.一种电源电路，其特征在于具备：
第一输入端子；第二输入端子；第一电抗器；第二电抗器；第一开关元件；第二开关元件；第三开关元件；第四开关元件；第一电容器；第一输出端子；第二输出端子；控制电路；第一电感器；第二电感器；以及旁路电容器，其中，
所述第一输入端子与所述第二电感器的第1端连接，
所述第二电感器的第2端与所述第一电抗器的第1端连接，所述第一电抗器的第2端与所述第三开关元件的第1端连接，所述第三开关元件的第2端与所述第一输出端子连接，
所述第二电感器的第2端与所述第二电抗器的第1端连接，所述第二电抗器的第2端与所述第四开关元件的第1端连接，所述第四开关元件的第2端与所述第一输出端子连接，
所述第二输入端子与所述第二输出端子连接，
所述第一开关元件的第1端与所述第一电抗器的第2端连接，所述第一开关元件的第2端与所述第二输出端子连接，
所述第二开关元件的第1端与所述第二电抗器的第2端连接，所述第二开关元件的第2端与所述第二输出端子连接，
所述第一电容器的第1端与所述第一输出端子连接，所述第一电容器的第2端与所述第二输出端子连接，
所述第一输入端子与所述第一电感器的第1端连接，所述第一电感器的第2端与所述旁路电容器的第1端连接，所述旁路电容器的第2端与所述第二输出端子连接，
所述第一电感器与所述第二电感器磁耦合，
所述控制电路以交错方式开关控制所述第一开关元件和所述第二开关元件，
在将所述开关控制中用于使所述第一开关元件和所述第二开关元件接通/断开的频率表示为fsw、并将n设为1以上的整数的情况下，使流经所述旁路电容器的频率2nfsw的电流成分与流经所述第二电感器的频率2nfsw的电流成分一致。
2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于还具备旁路电感器，其中，
所述旁路电感器被设置在所述第一电感器的第2端和所述旁路电容器的第1端之间。
3.根据权利要求1或2所述的电源电路，其特征在于还具备电流传感器，其中，
所述电流传感器检测从所述第一电感器的第1端流向所述第一输入端子的电流的电流值和从所述第二电感器的第1端流向所述第一输入端子的电流的电流值的合计值，
所述控制电路调整所述第一开关元件以及所述第二开关元件的开关频率以及占空比，以使由所述电流传感器检测出的所述合计值中包含的规定的频率成分变成最小。
4.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于还具备旁路电感器，其中，
所述旁路电感器被设置在所述第一输入端子和所述第一电感器的第1端之间。
5.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于还具备旁路电感器，其中，
所述旁路电感器被设置在所述第一输入端子和所述第二电感器的第1端之间。
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