JP7012232B2 - 電源回路 - Google Patents

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Description

本開示は、所定の電圧及び電流を生成する電源回路に関する。
特許文献１には、インターリーブ方式でスイッチング制御を行うことにより、ノイズとなるリプル成分を低減させる電源装置が開示されている。
従来技術においては、スイッチング周波数の偶数倍のノイズの更なる低減が望まれる。
特開２００７－１９５２８２号公報
本開示の一様態における電源回路は、第１入力端子（３ａ）と、第２入力端子（３ｂ）と、第１のリアクトル（Ｌｒ１）と、第２のリアクトル（Ｌｒ２）と、第１のスイッチング素子（Ｓｗ１）と、第２のスイッチング素子（Ｓｗ２）と、第３のスイッチング素子（Ｓ１）と、第４のスイッチング素子（Ｓ２）と、第１のコンデンサ（Ｃ１）と、第１出力端子（５ａ）と、第２出力端子（５ｂ）と、制御回路（９）と、第１のインダクタ（Ｌｃ１）と、第２のインダクタ（Ｌｐ１）と、バイパスコンデンサ（Ｃｂ１）と、を備え、前記第１入力端子（３ａ）と、前記第２のインダクタ（Ｌｐ１）の第１端とが、接続され、前記第２のインダクタ（Ｌｐ１）の第２端と、前記第１のリアクトル（Ｌｒ１）の第１端とが、接続され、前記第１のリアクトル（Ｌｒ１）の第２端と、前記第３のスイッチング素子（Ｓ１）の第１端とが、接続され、前記第３のスイッチング素子（Ｓ１）の第２端と、前記第１出力端子（５ａ）とが、接続され、前記第２のインダクタ（Ｌｐ１）の第２端と、前記第２のリアクトル（Ｌｒ２）の第１端とが、接続され、前記第２のリアクトル（Ｌｒ２）の第２端と、前記第４のスイッチング素子（Ｓ２）の第１端とが、接続され、前記第４のスイッチング素子（Ｓ２）の第２端と、前記第１出力端子（５ａ）とが、接続され、前記第２入力端子（３ｂ）と、前記第２出力端子（５ｂ）とが、接続され、前記第１のスイッチング素子（Ｓｗ１）の第１端と、前記第１のリアクトル（Ｌｒ１）の第２端とが、接続され、前記第１のスイッチング素子（Ｓｗ１）の第２端と、前記第２出力端子（５ｂ）とが、接続され、前記第２のスイッチング素子（Ｓｗ２）の第１端と、前記第２のリアクトル（Ｌｒ２）の第２端とが、接続され、前記第２のスイッチング素子（Ｓｗ２）の第２端と、前記第２出力端子（５ｂ）とが、接続され、前記第１のコンデンサ（Ｃ１）の第１端と、前記第１出力端子（５ａ）とが、接続され、前記第１のコンデンサ（Ｃ１）の第２端と、前記第２出力端子（５ｂ）とが、接続され、前記第１入力端子（３ａ）と、前記第１のインダクタ（Ｌｃ１）の第１端とが、接続され、前記第１のインダクタ（Ｌｃ１）の第２端と、前記バイパスコンデンサ（Ｃｂ１）の第１端とが、接続され、前記バイパスコンデンサ（Ｃｂ１）の第２端と、前記第２出力端子（５ｂ）とが、接続され、前記第１のインダクタ（Ｌｃ１）と前記第２のインダクタ（Ｌｐ１）とは、磁気結合しており、前記制御回路（９）は、前記第１のスイッチング素子（Ｓｗ１）と前記第２のスイッチング素子（Ｓｗ２）とを、インターリーブ方式でスイッチング制御する。
本開示によれば、スイッチング周波数の偶数倍のノイズを更に低減することができる。
実施の形態１における電源回路の概略構成を示す回路図である。 式（１）を満たす力率改善回路における電源電流の回路シミュレーションによる計算結果を示す図である。 図２に示す電源電流のうち、一部の期間における電源電流を拡大表示した図である。 実施の形態１の変形例１における力率改善回路の概略構成を示す回路図である。 実施の形態１の変形例２における力率改善回路の概略構成を示す回路図である。 インターリーブ方式でスイッチング制御を行う比較例の力率改善回路の概略構成を示す回路図である。 図６に示す力率改善回路における電源電流の回路シミュレーションによる計算結果を示す図である。 図７に示す電源電流のうち、一部の期間における電源電流を拡大表示した図である。 図６に示す力率改善回路とは別の比較例である力率改善回路の概略構成を示す回路図である。 図６及び図９に示す力率改善回路とは別の比較例である力率改善回路の概略構成を示す回路図である。 実施の形態１の変形例３における力率改善回路の概略構成を示す回路図である。 実施の形態１の変形例４における力率改善回路の概略構成を示す回路図である。 実施の形態１の変形例５における力率改善回路の概略構成を示す回路図である。
（本開示の基礎となった知見）
まず、本開示の基礎となった知見について説明する。図６は、インターリーブ方式でスイッチング制御を行う比較例の力率改善回路９０００の概略構成を示す回路図である。従来から、上記特許文献１に開示の電源装置と同様に、インターリーブ方式でスイッチング制御を行う図６に示すような力率改善回路９０００が知られている。
具体的には、力率改善回路９０００において、整流部１０の第１入力端２ａと整流部１０の第２入力端２ｂとの間には、交流電源１からの交流電圧が入力される。入力された交流電圧は、整流部１０によって整流された後、第１入力端子３ａと第２入力端子３ｂとの間に直流電圧として出力される。
第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２は、制御回路９によってインターリーブ方式でスイッチング制御される。具体的には、当該スイッチング制御において、第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２は、互いに１８０度位相が異なるようにして、同一のスイッチング周波数（以降、スイッチング周波数ｆｓｗと記載する）でオンオフされる。
第３のスイッチング素子Ｓ１は、第１のスイッチング素子Ｓｗ１がオンのときにオフになり、第１のスイッチング素子Ｓｗ１がオフのときにオンになる。同様に、第４のスイッチング素子Ｓ２は、第２のスイッチング素子Ｓｗ２がオンのときにオフになり、第２のスイッチング素子Ｓｗ２がオフのときにオンになる。以降、制御回路９のインターリーブ方式のスイッチング制御時における第１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ１、Ｓｗ２の動作をインターリーブ動作と記載する。
第１のスイッチング素子Ｓｗ１がオンのとき、第１のリアクトルＬｒ１に電流エネルギーが蓄積される。第３のスイッチング素子Ｓ１がオンのときに、第１のリアクトルＬｒ１から第１のコンデンサＣ１にエネルギーが伝達される。一方、第２のスイッチング素子Ｓｗ２がオンのとき、第２のリアクトルＬｒ２に電流エネルギーが蓄積される。第４のスイッチング素子Ｓ２がオンのときに、第２のリアクトルＬｒ２から第１のコンデンサＣ１にエネルギーが伝達される。これらの結果、力率改善回路９０００の第１出力端子５ａと第２出力端子５ｂとの間には直流電圧が現れる。
第１のリアクトルＬｒ１及び第２のリアクトルＬｒ２は、電流エネルギーの蓄積と放出を繰り返す。このため、第１のリアクトルＬｒ１及び第２のリアクトルＬｒ２を流れる電流は、大きな三角波状リプルを有する波形となる。この三角波状リプルがノイズとして、例えば、交流電源１等に伝搬する。
ノイズは、その伝搬特性からノーマルモードノイズとコモンモードノイズとに分類される。ノーマルモードノイズとは、電力線の間を回るノイズである。コモンモードノイズとは、複数の電力線上を同相に伝搬し、中性線を帰路として逆相に伝搬するノイズである。三角波状リプルは、ノーマルモードノイズとして伝搬する。
力率改善回路９０００における電源電流の回路シミュレーションによる計算結果を図７に示す。また、図７に示す電源電流のうち、時間５ｍｓから５．１ｍｓまでの期間における電源電流を拡大表示して、図８に示す。
尚、当該回路シミュレーションにおいて、第１のリアクトルＬｒ１及び第２のリアクトルＬｒ２のインダクタンスは、２００ｕＨとした。ＸコンデンサＣ２のキャパシタンスは、４００ｎＦとした。スイッチング周波数ｆｓｗは、１００ｋＨｚとした。交流電源１から入力される交流電圧は、周波数が５０Ｈｚであり、電圧実効値が２００Ｖであるとした。また、第１出力端子５ａと第２出力端子５ｂとの間に現れる直流電圧は、４００Ｖであるとした。
力率改善回路９０００では、発生した三角波状リプルに含まれる周波数成分のうち、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍（１倍、３倍、・・・）の周波数成分はインターリーブ動作により相殺される。一方、力率改善回路９０００では、スイッチング周波数ｆｓｗの偶数倍（２倍、４倍、・・・）の周波数成分は相殺されないため、図７及び図８に示すように、電源電流の波形はノイズが重畳された正弦波となる。
また、電源に伝搬するノイズを抑制するために、電源１と整流回路１０の間にノイズフィルタ回路が用いられる場合がある。これにより、回路が大型化する虞がある。また、ノイズフィルタ回路は、回路レイアウト上の都合から、力率改善回路９０００とは別の基板に配置される場合がある。この場合、ノーマルモードノイズが伝搬する物理的範囲が大きくなる虞がある。その結果、回路制御に用いられる検出回路などにノイズが流入し、回路の誤動作が引き起こされる危険性が高まる。また、ノイズが伝搬する経路において、ノーマルモードノイズがコモンモードノイズに変換されると、伝搬経路が複雑化され、ノイズ対策が難化する。
一方、従来から、図９及び図１０に示すように、インターリーブ方式でスイッチング制御を行わず、バイパス回路Ｂによって、スイッチング周波数ｆｓｗのノーマルモードノイズを低減する力率改善回路９１００、９２００が知られている。図９は、図６に示す力率改善回路９０００とは別の比較例である力率改善回路９１００の概略構成を示す回路図である。図１０は、図６及び図９に示す力率改善回路９０００、９１００とは別の比較例である力率改善回路９２００の概略構成を示す回路図である。
具体的には、図９及び図１０に示すように、力率改善回路９１００、９２００は、両端が其々第１入力端子３ａと第２入力端子３ｂとに接続されたバイパス回路Ｂを備えている。バイパス回路Ｂは、第１のリアクトルＬｒ１と磁気結合された第１のインダクタＬｃ１と、第１のインダクタＬｃ１に直列に接続されたバイパスコンデンサＣｂ１と、を備える。尚、力率改善回路９２００（図１０）が備えるバイパス回路Ｂは、第１のインダクタＬｃ１とバイパスコンデンサＣｂ１との間に、バイパスインダクタＬｅ１を備える。
力率改善回路９１００、９２００では、第１のリアクトルＬｒ１と第１のインダクタＬｃ１とが磁気結合されているので、第１のリアクトルＬｒ１を流れる電流によって、バイパスコンデンサＣｂ１の端子間電圧が励振される。これにより、第１のリアクトルＬｒ１を流れる電流に含まれるリプル成分の一部が、バイパス回路Ｂから供給される。
その結果、第１のリアクトルＬｒ１と第１のスイッチング素子Ｓｗ１と第３のスイッチング素子Ｓ１とのうちの少なくとも１つに流れる電流に含まれるリプル成分の一部が、バイパス回路Ｂから供給される電流によって相殺される。このようにして、力率改善回路９１００、９２００では、前記三角波状リプルが、ノーマルモードノイズとして交流電源１側に流出することを低減する。
尚、相殺するリプル成分の周波数は、バイパス回路Ｂが備える各電気素子の定数によって適宜調整できる。例えば、第１のスイッチング素子Ｓｗ１のスイッチング周波数ｆｓｗのリプル成分を相殺するとする。この場合、バイパスコンデンサＣｂ１に流れるスイッチング周波数ｆｓｗの電流が、第１のリアクトルＬｒ１に流れるスイッチング周波数ｆｓｗの電流と一致すればよい。具体的には、以下の式（２）を満たせばよい。
Figure 0007012232000001
式（２）において、左辺は、相殺するリプル成分の周波数である。本具体例では、スイッチング周波数ｆｓｗである。Ｃｂは、バイパスコンデンサＣｂ１のキャパシタンスである。Ｌｒは、第１のリアクトルＬｒ１のインダクタンスである。Ｌｃは、第１のインダクタＬｃ１のインダクタンスである。Ｌｅは、バイパスインダクタＬｅ１のインダクタンスである。尚、力率改善回路９１００は、バイパスインダクタＬｅ１を備えていない。このため、力率改善回路９１００のバイパス回路Ｂを構成する場合、Ｌｅは０とすればよい。ｋは、第１のリアクトルＬｒ１と第１のインダクタＬｃ１との磁気結合の結合係数である。
つまり、力率改善回路９１００、９２００では、式（２）を満たす電気素子を用いてバイパス回路Ｂを構成した場合、スイッチング周波数ｆｓｗのノイズを低減できるが、他の周波数のノイズを十分に低減することができない。
本発明者は、以上の知見に基づき、本開示の構成を創作するに至った。
（課題への対応）
本開示の一態様に係る電源回路は、第１入力端子（３ａ）と、第２入力端子（３ｂ）と、第１のリアクトル（Ｌｒ１）と、第２のリアクトル（Ｌｒ２）と、第１のスイッチング素子（Ｓｗ１）と、第２のスイッチング素子（Ｓｗ２）と、第３のスイッチング素子（Ｓ１）と、第４のスイッチング素子（Ｓ２）と、第１のコンデンサ（Ｃ１）と、第１出力端子（５ａ）と、第２出力端子（５ｂ）と、制御回路（９）と、第１のインダクタ（Ｌｃ１）と、第２のインダクタ（Ｌｐ１）と、バイパスコンデンサ（Ｃｂ１）と、を備え、前記第１入力端子（３ａ）と、前記第２のインダクタ（Ｌｐ１）の第１端とが、接続され、前記第２のインダクタ（Ｌｐ１）の第２端と、前記第１のリアクトル（Ｌｒ１）の第１端とが、接続され、前記第１のリアクトル（Ｌｒ１）の第２端と、前記第３のスイッチング素子（Ｓ１）の第１端とが、接続され、前記第３のスイッチング素子（Ｓ１）の第２端と、前記第１出力端子（５ａ）とが、接続され、前記第２のインダクタ（Ｌｐ１）の第２端と、前記第２のリアクトル（Ｌｒ２）の第１端とが、接続され、前記第２のリアクトル（Ｌｒ２）の第２端と、前記第４のスイッチング素子（Ｓ２）の第１端とが、接続され、前記第４のスイッチング素子（Ｓ２）の第２端と、前記第１出力端子（５ａ）とが、接続され、前記第２入力端子（３ｂ）と、前記第２出力端子（５ｂ）とが、接続され、前記第１のスイッチング素子（Ｓｗ１）の第１端と、前記第１のリアクトル（Ｌｒ１）の第２端とが、接続され、前記第１のスイッチング素子（Ｓｗ１）の第２端と、前記第２出力端子（５ｂ）とが、接続され、前記第２のスイッチング素子（Ｓｗ２）の第１端と、前記第２のリアクトル（Ｌｒ２）の第２端とが、接続され、前記第２のスイッチング素子（Ｓｗ２）の第２端と、前記第２出力端子（５ｂ）とが、接続され、前記第１のコンデンサ（Ｃ１）の第１端と、前記第１出力端子（５ａ）とが、接続され、前記第１のコンデンサ（Ｃ１）の第２端と、前記第２出力端子（５ｂ）とが、接続され、前記第１入力端子（３ａ）と、前記第１のインダクタ（Ｌｃ１）の第１端とが、接続され、前記第１のインダクタ（Ｌｃ１）の第２端と、前記バイパスコンデンサ（Ｃｂ１）の第１端とが、接続され、前記バイパスコンデンサ（Ｃｂ１）の第２端と、前記第２出力端子（５ｂ）とが、接続され、前記第１のインダクタ（Ｌｃ１）と前記第２のインダクタ（Ｌｐ１）とは、磁気結合しており、前記制御回路（９）は、前記第１のスイッチング素子（Ｓｗ１）と前記第２のスイッチング素子（Ｓｗ２）とを、インターリーブ方式でスイッチング制御する。
また、上記態様において、バイパスインダクタ（Ｌｅ１）を更に備え、前記バイパスインダクタ（Ｌｅ１）は、前記第１のインダクタ（Ｌｃ１）の第２端と前記バイパスコンデンサ（Ｃｂ１）の第１端との間に設けられていてもよい。
また、上記全態様において、電流センサ（９１）を更に備え、前記電流センサ（９１）は、前記第１のインダクタ（Ｌｃ１）の第１端から前記第１入力端子（３ａ）へ流れる電流の電流値と、前記第２のインダクタ（Ｌｐ１）の第１端から前記第１入力端子（３ａ）へ流れる電流の電流値と、の合計値を検出し、前記制御回路（９）は、前記電流センサ（９１）によって検出された前記合計値が最小となるように、前記第１のスイッチング素子（Ｓｗ１）及び前記第２のスイッチング素子（Ｓｗ２）のスイッチング周波数（ｆｓｗ）及びデューティ比を調整してもよい。
また、上記態様において、バイパスインダクタ（Ｌｅ１）を更に備え、前記バイパスインダクタ（Ｌｅ１）は、前記第１入力端子（３ａ）と前記第１のインダクタ（Ｌｃ１）の第１端との間に設けられていてもよい。
または、上記態様において、バイパスインダクタ（Ｌｅ１）を更に備え、前記バイパスインダクタ（Ｌｅ１）は、前記第１入力端子（３ａ）と前記第２のインダクタ（Ｌｐ１）の第１端との間に設けられていてもよい。
尚、以下で説明する実施形態は、いずれも本開示の一具体例を示すものである。以下の実施形態で示される数値、形状、構成要素などは、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、以下の実施形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、全ての実施形態において、各々の内容を組み合わせることもできる。
（実施の形態１）
以下、本開示の実施の形態１について説明する。尚、上述の構成要素と同構成の構成要素については同じ符号を付し、適宜重複する説明を省略する。図１は、実施の形態１における力率改善回路１０００の概略構成を示す回路図である。
図１に示すように、力率改善回路１０００（電源回路の一例）は、第１入力端子３ａと、第２入力端子３ｂと、第１のリアクトルＬｒ１と、第２のリアクトルＬｒ２と、第１のスイッチング素子Ｓｗ１と、第２のスイッチング素子Ｓｗ２と、第３のスイッチング素子Ｓ１と、第４のスイッチング素子Ｓ２と、第１のコンデンサＣ１と、第１出力端子５ａと、第２出力端子５ｂと、制御回路９と、バイパス回路Ｂと、を備える。バイパス回路Ｂは、第１のインダクタＬｃ１と、第２のインダクタＬｐ１と、バイパスインダクタＬｅ１と、バイパスコンデンサＣｂ１と、を備える。
力率改善回路１０００では、第１入力端子３ａと、第２のインダクタＬｐ１の第１端と、が接続される。第２のインダクタＬｐ１の第２端と、第１のリアクトルＬｒ１の第１端とが、接続される。第１のリアクトルＬｒ１の第２端と、第３のスイッチング素子Ｓ１の第１端とが、接続される。第３のスイッチング素子Ｓ１の第２端と、第１出力端子５ａとが、接続される。
第２のインダクタＬｐ１の第２端と、第２のリアクトルＬｒ２の第１端とが、接続される。第２のリアクトルＬｒ２の第２端と、第４のスイッチング素子Ｓ２の第１端とが、接続される。第４のスイッチング素子Ｓ２の第２端と、第３のスイッチング素子Ｓ１の第２端と第１出力端子５ａとをつなぐ経路上の接続点４ｅとが、接続される。これにより、第４のスイッチング素子Ｓ２の第２端と、第１出力端子５ａとが、接続される。
第３のスイッチング素子Ｓ１及び第４のスイッチング素子Ｓ２は、例えば、ダイオードで構成される。ただし、これに限らず、第３のスイッチング素子Ｓ１及び第４のスイッチング素子Ｓ２は、トランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴなど）等、一般に公知のスイッチング素子で構成してもよい。
また、力率改善回路１０００では、第２入力端子３ｂと、第２出力端子５ｂとが、接続される。
第１のスイッチング素子Ｓｗ１の第１端と、第１のリアクトルＬｒ１の第２端と第３のスイッチング素子Ｓ１の第１端とをつなぐ経路上の接続点４ａとが、接続される。これにより、第１のスイッチング素子Ｓｗ１の第１端と、第１のリアクトルＬｒ１の第２端とが、接続される。第１のスイッチング素子Ｓｗ１の第２端と、第２入力端子３ｂと第２出力端子５ｂとをつなぐ経路上の接続点４ｂとが、接続される。これにより、第１のスイッチング素子Ｓｗ１の第２端と、第２出力端子５ｂとが、接続される。
第２のスイッチング素子Ｓｗ２の第１端と、第２のリアクトルＬｒ２の第２端と第４のスイッチング素子Ｓ２の第１端とをつなぐ経路上の接続点４ｃとが、接続される。これにより、第２のスイッチング素子Ｓｗ２の第１端と、第２のリアクトルＬｒ２の第２端とが、接続される。第２のスイッチング素子Ｓｗ２の第２端と、第２入力端子３ｂと第２出力端子５ｂとをつなぐ経路上の接続点４ｄとが、接続される。これにより、第２のスイッチング素子Ｓｗ２の第２端と、第２出力端子５ｂとが、接続される。
第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２は、例えば、トランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴなど）等、一般に公知のスイッチング素子で構成される。
第１のコンデンサＣ１の第１端と接続点４ｅとが接続され、第１のコンデンサＣ１の第２端と、第２入力端子３ｂと第２出力端子５ｂとをつなぐ経路上の接続点４ｆとが、接続される。これにより、第１のコンデンサＣ１の第１端と、第１出力端子５ａとが、接続され、第１のコンデンサＣ１の第２端と、第２出力端子５ｂとが、接続される。
第１入力端子３ａと、第１のインダクタＬｃ１の第１端とが、接続される。第１のインダクタＬｃ１の第２端と、バイパスインダクタＬｅ１の第１端と、が接続される。バイパスインダクタＬｅ１の第２端と、バイパスコンデンサＣｂ１の第１端とが、接続される。つまり、バイパスインダクタＬｅ１は、第１のインダクタＬｃ１の第２端とバイパスコンデンサＣｂ１の第１端との間に設けられている。これにより、第１のインダクタＬｃ１の第２端と、バイパスコンデンサＣｂ１の第１端とが、バイパスインダクタＬｅ１を介して接続される。バイパスコンデンサＣｂ１の第２端と、第２出力端子５ｂとが、接続される。
第１のインダクタＬｃ１と第２のインダクタＬｐ１とは、第１のインダクタＬｃ１の第２端と、第２のインダクタＬｐ１の第２端とが、同極性となるように磁気結合している。
制御回路９は、第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２をインターリーブ方式でスイッチング制御する。これにより、第１のスイッチング素子Ｓｗ１、第２のスイッチング素子Ｓｗ２、第３のスイッチング素子Ｓ１及び第４のスイッチング素子Ｓ２によって、インターリーブ動作が行われる。
実施の形態１の構成によれば、制御回路９によって、第１のスイッチング素子Ｓｗ１と第２のスイッチング素子Ｓｗ２とが、インターリーブ方式でスイッチング制御される。このため、第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２のスイッチングに伴い発生する三角波状リプルのうち、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍の周波数成分を相殺できる。これにより、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍の周波数成分のノーマルモードノイズが、第１入力端子３ａ及び第２入力端子３ｂを介して交流電源１等に伝搬することを抑制できる。
また、第１のインダクタＬｃ１と第２のインダクタＬｐ１とが磁気結合され、第２のインダクタＬｐ１の第２端と第１のリアクトルＬｒ１の第１端とが接続されている。このため、第２のインダクタＬｐ１を流れる電流によって、バイパスコンデンサＣｂ１の端子間電圧が励振される。これにより、第２のインダクタＬｐ１を流れる電流に含まれる、所定の周波数のリプル成分が、バイパスコンデンサＣｂ１から供給される。その結果、第２のインダクタＬｐ１に流れる電流に含まれる、所定の周波数のリプル成分を相殺できる。
よって、実施の形態１の構成によれば、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍の周波数だけでなく、更に、例えばスイッチング周波数ｆｓｗの２倍周波数のリプル成分が、ノーマルモードノイズとして、第１入力端子３ａ及び第２入力端子３ｂを介して流出することを低減できる。このため、従来のインターリーブ方式でスイッチング制御を行う力率改善回路９０００（図６）と比べて、ノーマルモードノイズを更に低減できる。
尚、相殺するリプル成分の周波数は、バイパス回路Ｂが備える各電気素子の定数によって適宜調整できる。例えば、スイッチング周波数ｆｓｗの２倍の周波数２ｆｓｗのリプル成分を相殺するとする。この場合、バイパスコンデンサＣｂ１に流れる周波数２ｆｓｗの電流成分が、第２のインダクタＬｐ１に流れる周波数２ｆｓｗの電流成分と一致すればよい。具体的には、以下の式（１）を満たせばよい。
Figure 0007012232000002
式（１）において、左辺は、相殺するリプル成分の周波数である。本具体例では、スイッチング周波数ｆｓｗの２倍の周波数２ｆｓｗである。Ｃｂは、バイパスコンデンサＣｂ１のキャパシタンスである。Ｌｐは、第２のインダクタＬｐ１のインダクタンスである。Ｌｃは、第１のインダクタＬｃ１のインダクタンスである。Ｌｅは、バイパスインダクタＬｅ１のインダクタンスである。ｋは、第２のインダクタＬｐ１と第１のインダクタＬｃ１との磁気結合の結合係数である。
つまり、式（１）を満たす電気素子を用いてバイパス回路Ｂを構成した場合、力率改善回路１０００（以降、式（１）を満たす力率改善回路１０００と略記する）では、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍の周波数のリプル成分と、スイッチング周波数ｆｓｗの２倍の周波数のリプル成分と、を低減できる。
式（１）を満たす力率改善回路１０００における電源電流の回路シミュレーションによる計算結果を図２に示す。また、図２に示す電源電流のうち、時間５ｍｓから５．１ｍｓまでの期間における電源電流を拡大表示して、図３に示す。
尚、当該回路シミュレーションでは、上述した比較例の力率改善回路９０００（図６）の回路シミュレーションと同様に、第１のリアクトルＬｒ１及び第２のリアクトルＬｒ２のインダクタンスＬｒを２００ｕＨとし、スイッチング周波数ｆｓｗを１００ｋＨｚとした。また、交流電源１から入力される交流電圧は、周波数が５０Ｈｚであり、電圧実効値が２００Ｖであるとした。また、第１出力端子５ａと第２出力端子５ｂとの間に現れる直流電圧は、４００Ｖであるとした。
そして、式（１）を満たすように、バイパスコンデンサＣｂ１のキャパシタンスＣｂは、４００ｎＦとした。第２のインダクタＬｐ１のインダクタンスＬｐは、１μＨとした。第１のインダクタＬｃ１のインダクタンスＬｃは、１μＨとした。バイパスインダクタＬｅ１のインダクタンスＬｅは、１．５μＨとした。第２のインダクタＬｐ１と第１のインダクタＬｃ１との磁気結合の結合係数ｋは、０．９５とした。
式（１）を満たす力率改善回路１０００では、スイッチング周波数ｆｓｗの１倍、２倍及び３倍以上の奇数倍の周波数のリプル成分を低減できる。つまり、容量の小さいＸコンデンサでは低減することが難しい、スイッチング周波数ｆｓｗの２倍の周波数のリプル成分を、上述の比較例の力率改善回路９０００（図６）よりも効果的に低減できる。このため、図２に示すように、力率改善回路１０００では、電源電流の波形は、図７に示す力率改善回路９０００（図６）の電源電流の波形と比べて、重畳されるノイズ成分が小さくなる。また、図３に示すように、力率改善回路１０００では、図７に示す力率改善回路９０００（図６）における電源電流の波形と比べて、スイッチング周波数ｆｓｗの２倍の周波数のリプル成分が効果的に低減されたことにより、波形の振幅は小さくなる。
また、実施の形態１の構成は、例えば、下記の第１の変形バイパス回路と、下記の第２の変形バイパス回路と、を並列に接続する構成（以降、比較構成と記載する）よりも、以下の点で有利である。
第１の変形バイパス回路は、バイパス回路Ｂに第２のインダクタＬｐ１を備えないようにして、当該バイパス回路Ｂ内の第１のインダクタＬｃ１と第１のリアクトルＬｒ１とを、当該第１のインダクタＬｃ１の第２端と、第１のリアクトルＬｒ１の第２端とが、同極性となるように磁気結合させた回路である。
同様に、第２の変形バイパス回路は、バイパス回路Ｂに第２のインダクタＬｐ１を備えないようにし、第１のインダクタＬｃ１と第２のリアクトルＬｒ２とを、第１のインダクタＬｃ１の第２端と、第２のリアクトルＬｒ２の第２端とが、同極性となるように磁気結合させた回路である。
比較構成は、第１の変形バイパス回路及び第２の変形バイパス回路の其々において、二個のインダクタを磁気結合させる必要がある。しかし、実施の形態１の構成は、一のバイパス回路Ｂにおいてのみ、二個のインダクタを磁気結合させればよい。つまり、実施の形態１の構成は、比較構成よりも磁気結合のアンバランスが発生しにくい構成である。よって、実施の形態１の構成は、比較構成よりも定数のばらつきが大きい安価なインダクタを用いて、低コストで回路を実現できる点で有利である。
また、比較構成では、第１の変形バイパス回路と第２の変形バイパス回路とが並列に接続されているので、第１入力端子３ａから、第１の変形バイパス回路及び第２の変形バイパス回路を通過して、第１入力端子３ａに戻る電流経路が形成される。
一方、実施の形態１の構成では、第１入力端子３ａが、バイパス回路Ｂの一端である第１のインダクタＬｃ１の第１端と接続され、第２入力端子３ｂが、バイパス回路Ｂの他端であるバイパスコンデンサＣｂ１の第２端と接続されている。また、バイパス回路Ｂ内では、第１のインダクタＬｃ１とバイパスインダクタＬｅ１とバイパスコンデンサＣｂ１とが直列に接続されている。
このため、第１入力端子３ａから、バイパス回路Ｂを通過して、第１入力端子３ａに戻る電流経路は形成されない。これにより、バイパス回路内に含まれる各素子に、電流値の大きい共振電流が流れることを回避できる。その結果、バイパス回路Ｂを構成する電気素子のうち、第１入力端子３ａと第１出力端子５ａとをつなぐ電源電流の供給経路上に設ける必要のない、第１のインダクタＬｃ１、バイパスインダクタＬｅ１及びバイパスコンデンサＣｂ１を、定格電流の小さい小型部品で構成することができる。
また、実施の形態１の構成によれば、第２のインダクタＬｐ１と第１のインダクタＬｃ１との磁気結合の結合係数が１に近くても、等価的に、第２のインダクタＬｐ１と、第１のインダクタＬｃ１及びバイパスインダクタＬｅ１を合成したインダクタと、の間の結合係数が小さく見える。このため、第２のインダクタＬｐ１と第１のインダクタＬｃ１との磁気結合に用いるコアの形状を変えることなく、バイパスインダクタＬｅ１のインダクタンスの調整によって、所望の結合係数を容易に得ることができる。
これにより、所望の結合係数を得るために、ＥＩコアやＥＥコア等の分岐磁路を有する大型のコアを用いることを回避できる。その結果、回路を小型化することができる。
（実施の形態１の変形例１）
以下、実施の形態１の変形例１について説明する。上述と重複する説明は、適宜省略する。図４は、実施の形態１の変形例１における力率改善回路１１００の概略構成を示す回路図である。
図４に示すように、力率改善回路１１００は、力率改善回路１０００（図１）とは異なり、バイパスインダクタＬｅ１を備えない構成である。
本構成においても、実施の形態１の構成と同様、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍の周波数及び所定の周波数のリプル成分を含む三角波状リプルが、ノーマルモードノイズとして、交流電源１側に流出することを低減できる。
（実施の形態１の変形例２）
以下、実施の形態１の変形例２について説明する。上述と重複する説明は、適宜省略する。図５は、実施の形態１の変形例２における力率改善回路１２００の概略構成を示す回路図である。
図５に示すように、力率改善回路１２００は、力率改善回路１０００（図１）とは異なり、電流センサ９１を更に備える。
電流センサ９１は、第１のインダクタＬｃ１の第１端から第１入力端子３ａへ流れる電流の電流値と、第２のインダクタＬｐ１の第１端から第１入力端子３ａへ流れる電流の電流値と、の合計値を検出する。電流センサ９１は、当該検出した前記合計値を制御回路９へ出力する。
制御回路９は、電流センサ９１によって検出された前記合計値に含まれる所定の周波数成分が最小となるように、第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２のスイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティ比を調整する。当該スイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティ比の調整は、公知の方法で適宜実現すればよい。
所定の周波数は、スイッチング周波数ｆｓｗと、制御回路９によってインターリーブ方式でスイッチング制御されるスイッチング素子の数と、の積が表す周波数に定めればよい。例えば、本変形例では、制御回路９によって第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２の二個のスイッチング素子がインターリーブ方式でスイッチング制御されるため、所定の周波数は、スイッチング周波数ｆｓｗの２倍の周波数２ｆｓｗに定めればよい。この場合、制御回路９は、電流センサ９１によって検出された前記合計値に含まれるスイッチング周波数ｆｓｗの２倍の周波数成分が其々最小となるように、第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２のスイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティ比を調整すればよい。
本構成によれば、電流センサ９１によって、第１のインダクタＬｃ１の第１端及び第２のインダクタＬｐ１の第１端の其々から、第１入力端子３ａへ流れる電流の電流値の合計値が検出される。つまり、第２のインダクタＬｐ１の第１端から第１入力端子３ａへ流れるノイズ電流のうち、バイパス回路Ｂで低減できなかったノイズ電流の電流値が、前記合計値として検出される。そして、当該検出された前記合計値に含まれる所定の周波数成分が最小となるように、制御回路９によって、第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２のスイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティ比が調整される。
このため、回路を構成する各電気素子の定数にばらつきがあり、ノイズ電流を十分に低減できないようにバイパス回路Ｂが構成されていたとしても、制御回路９による上記調整によって、前記ノイズ電流を最小にすることができる。
尚、力率改善回路１１００（図４）においても、力率改善回路１２００と同様に、電流センサ９１を更に備えるようにしてもよい。そして、当該力率改善回路の制御回路９に、電流センサ９１が検出した前記合計値が最小となるように、第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２のスイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティ比を調整させるようにしてもよい。
また、電流センサ９１は、バイパスコンデンサＣｂ１と直列に接続してもよい。この場合、制御回路９によって、電流センサ９１により検出された電流値に含まれる所定の周波数成分が、最大となるように、第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２のスイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティ比を調整すればよい。
また、電流センサ９１を第１のスイッチング素子Ｓｗ１と直列に接続し、電流センサ９１とは異なる電流センサを第２のスイッチング素子Ｓｗ２と直列に接続してもよい。この場合、制御回路９によって、当該二つの電流センサにより検出された電流値に含まれる所定の周波数成分が等しくなるように、第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２のスイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティ比を調整すればよい。
（実施の形態１の変形例３）
以下、実施の形態１の変形例３について説明する。上述と重複する説明は、適宜省略する。図１１は、実施の形態１の変形例３における力率改善回路１３００の概略構成を示す回路図である。
実施の形態１の力率改善回路１０００（図１）は、制御回路９が、二個のスイッチング素子Ｓｗ１、Ｓｗ２を、１８０度（＝３６０度／２）ずつ位相が異なるようにして、同一のスイッチング周波数ｆｓｗでオンオフする、所謂二相のインターリーブ方式でスイッチング制御を行う構成であった。しかし、図１１に示すように、力率改善回路１３００は、力率改善回路１０００（図１）とは異なり、制御回路９が、四個のスイッチング素子Ｓｗ１、Ｓｗ２、Ｓｗ３、Ｓｗ４を、９０度（＝３６０度／４）ずつ位相が異なるようにして、同一のスイッチング周波数ｆｓｗでオンオフする、所謂四相のインターリーブ方式でスイッチング制御を行う構成となっている。
具体的には、力率改善回路１３００は、力率改善回路１０００（図１）の構成に加えて、更に、第２のリアクトルＬｒ２と同様の二個のリアクトルＬｒ３、Ｌｒ４と、第２のスイッチング素子Ｓｗ２と同様の二個のスイッチング素子Ｓｗ３、Ｓｗ４と、第４のスイッチング素子Ｓ２と同様の二個のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４と、を備える。
つまり、第２のインダクタＬｐ１の第２端と、リアクトルＬｒ３の第１端とが、接続される。リアクトルＬｒ３の第２端と、スイッチング素子Ｓ３の第１端とが、接続される。スイッチング素子Ｓ３の第２端と、第３のスイッチング素子Ｓ１の第２端と第１出力端子５ａとをつなぐ経路上の接続点４ｋとが、接続される。これにより、スイッチング素子Ｓ３の第２端と、第１出力端子５ａとが、接続される。
また、第２のインダクタＬｐ１の第２端と、リアクトルＬｒ４の第１端とが、接続される。リアクトルＬｒ４の第２端と、スイッチング素子Ｓ４の第１端とが、接続される。スイッチング素子Ｓ４の第２端と、第３のスイッチング素子Ｓ１の第２端と第１出力端子５ａとをつなぐ経路上の接続点４ｍとが、接続される。これにより、スイッチング素子Ｓ４の第２端と、第１出力端子５ａとが、接続される。
スイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４は、例えば、ダイオードで構成される。ただし、これに限らず、スイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４は、トランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴなど）等、一般に公知のスイッチング素子で構成してもよい。
また、スイッチング素子Ｓｗ３の第１端と、リアクトルＬｒ３の第２端とスイッチング素子Ｓ３の第１端とをつなぐ経路上の接続点４ｇとが、接続される。これにより、スイッチング素子Ｓｗ３の第１端と、リアクトルＬｒ３の第２端とが、接続される。スイッチング素子Ｓｗ３の第２端と、第２入力端子３ｂと第２出力端子５ｂとをつなぐ経路上の接続点４ｈとが、接続される。これにより、スイッチング素子Ｓｗ３の第２端と、第２出力端子５ｂとが、接続される。
また、スイッチング素子Ｓｗ４の第１端と、リアクトルＬｒ４の第２端とスイッチング素子Ｓ４の第１端とをつなぐ経路上の接続点４ｉとが、接続される。これにより、スイッチング素子Ｓｗ４の第１端と、リアクトルＬｒ４の第２端とが、接続される。スイッチング素子Ｓｗ４の第２端と、第２入力端子３ｂと第２出力端子５ｂとをつなぐ経路上の接続点４ｊとが、接続される。これにより、スイッチング素子Ｓｗ４の第２端と、第２出力端子５ｂとが、接続される。
スイッチング素子Ｓｗ３及びスイッチング素子Ｓｗ４は、例えば、トランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴなど）等、一般に公知のスイッチング素子で構成される。
制御回路９は、第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２と、これらと同様の二個のスイッチング素子Ｓｗ３、Ｓｗ４を、所謂四相のインターリーブ方式でスイッチング制御する。具体的には、制御回路９は、当該スイッチング制御において、上記四個のスイッチング素子Ｓｗ１、Ｓｗ２、Ｓｗ３、Ｓｗ４を、９０度ずつ位相が異なるようにして、同一のスイッチング周波数ｆｓｗでオンオフする。尚、スイッチング素子Ｓ３は、スイッチング素子Ｓｗ３がオンのときにオフになり、スイッチング素子Ｓｗ３がオフのときにオンになる。スイッチング素子Ｓ４は、スイッチング素子Ｓｗ４がオンのときにオフになり、スイッチング素子Ｓｗ４がオフのときにオンになる。
実施の形態１の変形例３の構成によれば、制御回路９によって、四個のスイッチング素子Ｓｗ１、Ｓｗ２、Ｓｗ３、Ｓｗ４が、９０度ずつ位相が異なるようにしてオンオフされる。このため、当該四個のスイッチング素子Ｓｗ１、Ｓｗ２、Ｓｗ３、Ｓｗ４のスイッチングに伴い発生する三角波状リプルのうち、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍の周波数成分と、スイッチング周波数ｆｓｗの２の奇数倍（２（＝２×１）倍、６（＝２×３）倍、１０（＝２×５）倍、・・・）の周波数成分を相殺できる。これにより、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍の周波数成分だけでなく、更に、スイッチング周波数ｆｓｗの２の奇数倍の周波数成分のノーマルモードノイズが、第１入力端子３ａ及び第２入力端子３ｂを介して交流電源１等に伝搬することも抑制できる。
また、実施の形態１の力率改善回路１０００（図１）と同様、第１のインダクタＬｃ１と第２のインダクタＬｐ１とが磁気結合され、第２のインダクタＬｐ１の第２端と第１のリアクトルＬｒ１の第１端とが接続されている。このため、第２のインダクタＬｐ１に流れる電流に含まれる、所定の周波数のリプル成分を相殺できる。
よって、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍の周波数成分とスイッチング周波数ｆｓｗの２の奇数倍の周波数成分だけでなく、例えばスイッチング周波数ｆｓｗの４倍周波数のリプル成分が、ノーマルモードノイズとして、第１入力端子３ａ及び第２入力端子３ｂを介して流出することを低減できる。このため、力率改善回路１０００（図１）と比べて、ノーマルモードノイズを更に低減できる。
尚、これと同様にして、力率改善回路１０００（図１）の構成に加えて、更に、第２のリアクトルＬｒ２と同様の六個のリアクトルと、第２のスイッチング素子Ｓｗ２と同様の六個のスイッチング素子と、第４のスイッチング素子Ｓ２と同様の六個のスイッチング素子とを備え、制御回路９が８個のスイッチング素子を所謂８相のインターリーブ方式でスイッチング制御する力率改善回路を構成してもよい。
このようにして、第１のスイッチング素子Ｓｗ１及び第２のスイッチング素子Ｓｗ２と同様の、２のｎ乗個（ｎは１以上の整数）のスイッチング素子を備え、制御回路９が、当該２のｎ乗個のスイッチング素子を、２のｎ乗分の３６０（＝３６０／２のｎ乗）度ずつ位相が異なるようにしてオンオフする、所謂２のｎ乗相のインターリーブ方式でスイッチング制御する力率改善回路を構成してもよい。
当該力率改善回路によれば、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍及び２のｎ乗の奇数倍の周波数成分のノーマルモードノイズが、第１入力端子３ａ及び第２入力端子３ｂを介して交流電源１等に伝搬することを抑制できる。また、バイパス回路Ｂによって、第２のインダクタＬｐ１に流れる電流に含まれる、所定の周波数（例えば、スイッチング周波数ｆｓｗの２のｎ乗倍の周波数）のリプル成分を相殺できる。
また、当該力率改善回路は、インターリーブ方式によるスイッチング制御を多相化したとしても、各相に対応するバイパス回路Ｂを設けずに、一のバイパス回路Ｂで構成できるので、回路の小型化を維持することができる。
更には、当該力率改善回路においても、力率改善回路１２００（図５）と同様に、電流センサ９１を更に備え、制御回路９に、電流センサ９１が検出した前記合計値に含まれる所定の周波数成分が最小となるように、２のｎ乗個のスイッチング素子のスイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティ比を調整させるようにしてもよい。
この場合、所定の周波数は、スイッチング周波数ｆｓｗと、制御回路９によってインターリーブ方式でスイッチング制御されるスイッチング素子の数である２のｎ乗と、の積が表す周波数に定めればよい。この場合、制御回路９は、電流センサ９１によって検出された前記合計値に含まれるスイッチング周波数ｆｓｗの２のｎ乗倍の周波数成分が其々最小となるように、２のｎ乗個のスイッチング素子のスイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティ比を調整すればよい。
尚、ここで、電流センサ９１は、バイパスコンデンサＣｂ１と直列に接続してもよい。この場合、制御回路９によって、電流センサ９１により検出された電流値に含まれる所定の周波数成分が、最大となるように、２のｎ乗個のスイッチング素子のスイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティ比を調整すればよい。
または、電流センサ９１と同様の２のｎ乗個の電流センサを、それぞれ、２のｎ乗個のスイッチング素子と直列に接続してもよい。この場合、制御回路９によって、当該２のｎ乗個の電流センサにより検出された電流値に含まれる所定の周波数成分が等しくなるように、２のｎ乗個のスイッチング素子のスイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティ比を調整すればよい。
（実施の形態１の変形例４）
以下、実施の形態１の変形例４について説明する。上述と重複する説明は、適宜省略する。図１２は、実施の形態１の変形例４における力率改善回路１４００の概略構成を示す回路図である。図１２に示すように、力率改善回路１４００は、力率改善回路１０００（図１）とは異なり、バイパスインダクタＬｅ１が、第１入力端子３ａと第１のインダクタＬｃ１の第１端との間に設けられている。
力率改善回路１４００の構成においても、実施の形態１の構成と同様、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍の周波数及び２倍の周波数のリプル成分が、ノーマルモードノイズとして、第１入力端子３ａ及び第２入力端子３ｂを介して流出することを低減できる。
尚、上述した、力率改善回路１３００（図１１）及び力率改善回路１３００（図１１）を変形して構成した各力率改善回路を、力率改善回路１４００と同様に、バイパスインダクタＬｅ１が、第１入力端子３ａと第１のインダクタＬｃ１の第１端との間に設けられるように変形して、構成してもよい。
（実施の形態１の変形例５）
以下、実施の形態１の変形例５について説明する。上述と重複する説明は、適宜省略する。図１３は、実施の形態１の変形例５における力率改善回路１５００の概略構成を示す回路図である。図１３に示すように、力率改善回路１５００は、力率改善回路１０００（図１）及び力率改善回路１４００（図１２）とは異なり、バイパスインダクタＬｅ１が、第１入力端子３ａと第２のインダクタＬｐ１の第１端との間に設けられている。
力率改善回路１５００の構成においても、実施の形態１の構成と同様、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍の周波数及び２倍の周波数のリプル成分が、ノーマルモードノイズとして、第１入力端子３ａ及び第２入力端子３ｂを介して流出することを低減できる。
尚、上述した、力率改善回路１３００（図１１）及び力率改善回路１３００（図１１）を変形して構成した各力率改善回路を、力率改善回路１５００と同様に、バイパスインダクタＬｅ１が、第１入力端子３ａと第２のインダクタＬｐ１の第１端との間に設けられるように変形して、構成してもよい。
また、上述の各力率改善回路の構成では、バイパス回路Ｂによってスイッチング周波数ｆｓｗの２のｎ乗倍の周波数のリプル成分を低減するようにしても、スイッチング周波数ｆｓｗの奇数倍及び２のｎ乗の奇数倍の周波数とは異なる周波数のリプル成分が十分に低減されずにノーマルノイズとして伝搬し、周辺回路の誤動作を引き起こす虞がある。そこで、実施の形態１及びその変形例の構成において、制御回路９が所謂周波数拡散制御を行うようにし、当該異なる周波数のリプル成分を低減するようにしてもよい。
また、上述の構成において、整流部１０は、ダイオードを４個備えたダイオードブリッジにより構成されているが、これに限らず、ブリッジレス方式、または、トーテムポール方式などの構成を用いてもよい。また、上述の構成において、交流電源１及び整流部１０に代えて、第１入力端子３ａと第２入力端子３ｂとに直流電源を接続し、チョッパ回路を構成してもよい。
尚、上述の実施の形態において、「２つの要素間の接続」（例えば、ある素子が別の素子に接続される）とは、直接的な接続だけでなく、電気的な接続、及び、それら２つの要素間に他の要素（例えば、実施の形態の機能を損なわない、配線、抵抗素子、など）が介在する接続を、意味してもよい。

Claims (5)

  1. 第１入力端子と、第２入力端子と、
    第１のリアクトルと、第２のリアクトルと、
    第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と、
    第３のスイッチング素子と、第４のスイッチング素子と、
    第１のコンデンサと、第１出力端子と、第２出力端子と、
    制御回路と、
    第１のインダクタと、第２のインダクタと、バイパスコンデンサと、
    を備え、
    前記第１入力端子と、前記第２のインダクタの第１端とが、接続され、
    前記第２のインダクタの第２端と、前記第１のリアクトルの第１端とが、接続され、前記第１のリアクトルの第２端と、前記第３のスイッチング素子の第１端とが、接続され、前記第３のスイッチング素子の第２端と、前記第１出力端子とが、接続され、
    前記第２のインダクタの第２端と、前記第２のリアクトルの第１端とが、接続され、前記第２のリアクトルの第２端と、前記第４のスイッチング素子の第１端とが、接続され、前記第４のスイッチング素子の第２端と、前記第１出力端子とが、接続され、
    前記第２入力端子と、前記第２出力端子とが、接続され、
    前記第１のスイッチング素子の第１端と、前記第１のリアクトルの第２端とが、接続され、前記第１のスイッチング素子の第２端と、前記第２出力端子とが、接続され、
    前記第２のスイッチング素子の第１端と、前記第２のリアクトルの第２端とが、接続され、前記第２のスイッチング素子の第２端と、前記第２出力端子とが、接続され、
    前記第１のコンデンサの第１端と、前記第１出力端子とが、接続され、前記第１のコンデンサの第２端と、前記第２出力端子とが、接続され、
    前記第１入力端子と、前記第１のインダクタの第１端とが、接続され、前記第１のインダクタの第２端と、前記バイパスコンデンサの第１端とが、接続され、前記バイパスコンデンサの第２端と、前記第２出力端子とが、接続され、
    前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとは、磁気結合しており、
    前記制御回路は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを、インターリーブ方式でスイッチング制御する、
    電源回路。
  2. バイパスインダクタを更に備え、
    前記バイパスインダクタは、前記第１のインダクタの第２端と前記バイパスコンデンサの第１端との間に設けられている、
    請求項１に記載の電源回路。
  3. 電流センサを更に備え、
    前記電流センサは、前記第１のインダクタの第１端から前記第１入力端子へ流れる電流の電流値と、前記第２のインダクタの第１端から前記第１入力端子へ流れる電流の電流値と、の合計値を検出し、
    前記制御回路は、前記電流センサによって検出された前記合計値に含まれる所定の周波数成分が最小となるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数及びデューティ比を調整する、
    請求項１又は２に記載の電源回路。
  4. バイパスインダクタを更に備え、
    前記バイパスインダクタは、前記第１入力端子と前記第１のインダクタの第１端との間に設けられている、
    請求項１に記載の電源回路。
  5. バイパスインダクタを更に備え、
    前記バイパスインダクタは、前記第１入力端子と前記第２のインダクタの第１端との間に設けられている、
    請求項１に記載の電源回路。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3614545B1 (en) * 2017-04-28 2022-02-23 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Power supply circuit
US10903737B2 (en) * 2017-04-28 2021-01-26 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Power supply circuit for generating a predetermined voltage and a predetermined current
JP7273693B2 (ja) 2019-11-05 2023-05-15 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
EP4184770A1 (en) * 2021-11-23 2023-05-24 Tridonic GmbH & Co. KG An isolated switched resonant converter

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013132125A (ja) 2011-12-21 2013-07-04 Daikin Ind Ltd スイッチング電源回路
JP2016144353A (ja) 2015-02-04 2016-08-08 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2016208824A (ja) 2015-04-27 2016-12-08 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電源回路

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5757628A (en) * 1996-01-31 1998-05-26 Tohoku Ricoh Co., Ltd. Stabilized high frequency switching power supply with suppressed EMI noise
JP3798095B2 (ja) * 1996-01-31 2006-07-19 東北リコー株式会社 スイッチング電源装置
US6084790A (en) * 1999-01-07 2000-07-04 Astec International Limited Circuit to ensure equal current sharing and switching losses between parallel power devices
CN100514812C (zh) * 2003-04-22 2009-07-15 三垦电气株式会社 功率因数改善电路
JP2005086958A (ja) * 2003-09-11 2005-03-31 Yokogawa Electric Corp スイッチング電源
JP3751306B2 (ja) * 2004-02-06 2006-03-01 本田技研工業株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ、及びプログラム
US20050249989A1 (en) * 2004-05-07 2005-11-10 Pearson Martin T Apparatus and method for hybrid power module systems
JP4434121B2 (ja) * 2005-09-30 2010-03-17 Ｔｄｋ株式会社 コネクタ
JP2007195282A (ja) * 2006-01-17 2007-08-02 Renesas Technology Corp 電源装置
US7586769B2 (en) * 2006-05-12 2009-09-08 Astec International Limited Power converters having balanced power rail currents
JP4833763B2 (ja) * 2006-08-08 2011-12-07 本田技研工業株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータの位相制御装置および位相制御用プログラム
EP2341605B1 (en) * 2009-12-31 2018-03-07 Nxp B.V. A power factor correction stage
KR101101488B1 (ko) * 2010-08-12 2012-01-03 삼성전기주식회사 분리 권선 구조의 트랜스포머를 갖는 인터리브드 방식 역률 개선 회로
TWI433439B (zh) * 2011-03-07 2014-04-01 Au Optronics Corp 直流／直流升壓轉換器
US9912229B2 (en) * 2013-12-31 2018-03-06 Texas Instruments Incorporated Multiple output integrated power factor correction
CN105634399A (zh) * 2014-10-28 2016-06-01 江苏绿扬电子仪器集团有限公司 逆变器前级直流变换器
TWI578678B (zh) * 2015-06-02 2017-04-11 光寶電子（廣州）有限公司 降壓轉換器及降壓轉換裝置
WO2018025452A1 (ja) * 2016-08-04 2018-02-08 三菱電機株式会社 直流電圧変換回路
JP7029701B2 (ja) * 2017-04-28 2022-03-04 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電源回路
US10903737B2 (en) * 2017-04-28 2021-01-26 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Power supply circuit for generating a predetermined voltage and a predetermined current
KR102005880B1 (ko) * 2017-12-01 2019-10-01 한국항공우주연구원 Dc-dc 변환 시스템

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013132125A (ja) 2011-12-21 2013-07-04 Daikin Ind Ltd スイッチング電源回路
JP2016144353A (ja) 2015-02-04 2016-08-08 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2016208824A (ja) 2015-04-27 2016-12-08 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電源回路

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