JP5899374B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに係り、特に複数の直交変換回路が直列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータにおける電力損失低減に関するものである。

本技術分野の背景技術として、例えば特許文献１に記載されたものがある。該特許文献１には、交直変換回路と変圧器と直交変換回路とからなるＤＣ／ＤＣコンバータ回路を、複数接続したＤＣ／ＤＣコンバータ回路について記載されている。該文献では、各直交変換回路の入力側を直列に接続して直流電源に接続すると共に、出力側も直列に接続して電圧平滑回路に接続し、当該電圧平滑回路の出力が負荷に加わる様に接続させている。また、スイッチング動作については、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路のスイッチング動作を相互に適当な位相差を持たせて制御させている。

特開平１−１１４３６８号公報

しかし、特許文献１に記載の従来技術は各々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を構成するスイッチング素子や変圧器における電力損失の低減については何ら考慮されていない。そこで本発明では、電力損失を低減出来るＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明にかかるＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電圧が印加されると共に、４つのスイッチング素子を有するフルブリッジ回路で形成されて直流を交流に変換する複数の直交変換回路と、複数の該直交変換回路毎に設けられて、該直交変換回路の交流側と一次側巻線側が接続される複数の変圧器と、複数の該変圧器毎に設けられて、複数の該変圧器の二次側巻線側に接続されると共に、交流を直流に変換する複数の交直変換回路を備え、複数の前記直交変換回路は各々直列に接続され、複数の前記交直変換回路は各々直列に接続され、複数の前記変圧器の一次側巻線と二次側巻線の比は、略同じであり、一の前記直交変換回路における前記スイッチング素子のＯＮとＯＦＦの切替に際して、４つの前記スイッチング素子のうち、３つ以上がＯＮとなる様なフェーズが形成されることを特徴とする。

本発明によれば、電力損失を低減出来るＤＣ／ＤＣコンバータを提供することが可能になる。

実施例１に係る主回路構成図。 実施例１に係る動作フェーズ毎の各スイッチング素子の動作を示す表。 実施例１に係る動作フェーズ毎の電位関係式を示す表。 実施例１に係るスイッチング素子動作−時間線図。 実施例１に係る電圧−時間線図。 実施例２に係る主回路構成図。 実施例２及び実施例３に係るスイッチング素子動作−時間線図。 実施例２に係る電圧−時間線図。 実施例３に係る主回路構成図。 実施例３に係る電圧−時間線図。 実施例３の変形例に係る主回路構成図。

以下、本発明を実施する上で好適な実施例について図面を用いて説明する。なお、本発明の本質を明らかにするため、以下の実施例では回路における各スイッチング素子、ダイオードにおける電圧低下や配線の抵抗、インダクタンス、寄生容量、変圧器の励磁インダクタンス等が無視できる理想的な状態であるものとして説明する。また、下記はあくまでも実施の例に過ぎず、発明の実施態様を下記実施例に限定することを意図するものではない。

実施例１について図１ないし図５を用いて説明する。図１は、本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図、図２はそのＤＣ／ＤＣコンバータの動作フェーズ毎の各スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３，ＳＷ２４の動作を示す表、図３は動作フェーズ毎の電位関係式を示す表、図４はスイッチング素子の動作−時間線図、図５は図１に白ヌキ丸で図示した各接続点間の電圧−時間線図である。

本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータは、直交変換回路１１、変圧器１２、交直変換回路１３からなるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１５と、直交変換回路２１、変圧器２２、交直変換回路２３からなるＤＣ／ＤＣコンバータ回路２５とを有し、直交変換回路１１の低電圧側と直交変換回路２１の高電圧側が接続点ｃで、直交変換回路１１の高電圧側と直流電源５０の高電圧側が接続点ａで、直交変換回路２１の低電圧側と直流電源５０の低電圧側が接続点ｂで各々接続されている。

また、交直変換回路１３の低電圧側と交直変換回路２３の高電圧側が接続点ｒで、交直変換回路１３の高電圧側と負荷６０の高電圧側が接続点ｓで、交直変換回路２３の低電圧側と負荷６０の低電圧側が接続点ｕで各々接続されている。

前記直交変換回路１１は４つのスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４からなるフルブリッジ回路であり、接続点ｄ及び接続点eで変圧器１２の１次側巻線に接続されている。また、交直変換回路１３は４つのダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４からなるフルブリッジ回路であり、接続点ｍ及び接続点ｎで変圧器１２の２次側巻線に接続されている。同様に、直交変換回路２１は４つのスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３，ＳＷ２４からなるフルブリッジ回路であり、接続点ｆ及び接続点ｇで変圧器２２の１次側巻線に接続されている。また、交直変換回路２３は４つのダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４からなるフルブリッジ回路であり、接続点ｐ及び接続点ｑで変圧器１２の２次側巻線に接続されている。

そして、前記スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３，ＳＷ２４の各々のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御手段２によって制御する構成としている。

次に本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する。一連のスイッチング動作における主要動作フェーズは図２のＰｈ１〜８に示したものである。また、これら主要動作フェーズにおいて、図１に白ヌキ丸で図示した各接続点間の電圧間の関係式は図３に示したものとなる。図中、例えばＶｄｅについては接続点ｄと接続点ｅとの間の電圧を意味し、接続点ｄの電位が接続点ｅの電位よりも高い場合を正、逆の場合を負としている。Ｅは、接続点ａと接続点ｂの間に印加される直流電圧５０の出力電圧である。各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作について図２を用いて説明する。

Ｐｈ１では、直交変換回路１１についてＳＷ１１、ＳＷ１４がＯＮ，ＳＷ１２、ＳＷ１３がＯＦＦとなっており、直交変換回路２１についてＳＷ２２、ＳＷ２３がＯＮ，ＳＷ２１、ＳＷ２４がＯＦＦとなっている。これにより、電流の経路は接続点ａ以降、ＳＷ１１→接続点ｄ→変圧器１２→接続点ｅ→ＳＷ１４→接続点ｃ→ＳＷ２３→接続点ｇ→変圧器２２→接続点ｆ→ＳＷ２２→接続点ｂとなる。

Ｐｈ１からＰｈ３に移行するに当たっては、変圧器２２に流れ込む電流の方向を逆にするべく、直交変換回路２１におけるスイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える。Ｐｈ２は、Ｐｈ１からＰｈ３への移行フェーズとなるが、スイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える直交変換回路２１のスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４の４つ全てがＯＮとなる様にする。

Ｐｈ３では、直交変換回路１１についてＳＷ１１、ＳＷ１４がＯＮ，ＳＷ１２、ＳＷ１３がＯＦＦとなっており、直交変換回路２１についてＳＷ２１、ＳＷ２４がＯＮ，ＳＷ２２、ＳＷ２３がＯＦＦとなっている。これにより、電流の経路は接続点ａ以降、ＳＷ１１→接続点ｄ→変圧器１２→接続点ｅ→ＳＷ１４→接続点ｃ→ＳＷ２１→接続点ｆ→変圧器２２→接続点ｇ→ＳＷ２４→接続点ｂとなり、変圧器２２を流れる電流の向きが、Ｐｈ１と逆になる。

Ｐｈ３からＰｈ５に移行するに当たっては、変圧器１２に流れ込む電流の方向を逆にするべく、直交変換回路１１におけるスイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える。Ｐｈ４は、Ｐｈ３からＰｈ５への移行フェーズとなるが、スイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える直交変換回路１１のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４の４つ全てがＯＮとなる様にする。

Ｐｈ５では、直交変換回路１１についてＳＷ１２、ＳＷ１３がＯＮ，ＳＷ１１、ＳＷ１４がＯＦＦとなっており、直交変換回路２１についてＳＷ２１、ＳＷ２４がＯＮ，ＳＷ２２、ＳＷ２３がＯＦＦとなっている。これにより、電流の経路は接続点ａ以降、ＳＷ１３→接続点ｅ→変圧器１２→接続点ｄ→ＳＷ１２→接続点ｃ→ＳＷ２１→接続点ｆ→変圧器２２→接続点ｇ→ＳＷ２４→接続点ｂとなり、変圧器１２を流れる電流の向きが、Ｐｈ３と逆になる。

Ｐｈ５からＰｈ７に移行するに当たっては、再び変圧器２２に流れ込む電流の方向を逆にするべく、直交変換回路２１におけるスイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える。Ｐｈ６は、Ｐｈ５からＰｈ７への移行フェーズとなるが、スイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える直交変換回路２１のスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４の４つ全てがＯＮとなる様にする。

Ｐｈ７では、直交変換回路１１についてＳＷ１２、ＳＷ１３がＯＮ，ＳＷ１１、ＳＷ１４がＯＦＦとなっており、直交変換回路２１についてＳＷ２２、ＳＷ２３がＯＮ，ＳＷ２１、ＳＷ２４がＯＦＦとなっている。これにより、電流の経路は接続点ａ以降、ＳＷ１３→接続点ｅ→変圧器１２→接続点ｄ→ＳＷ１２→接続点ｃ→ＳＷ２３→接続点ｇ→変圧器２２→接続点ｆ→ＳＷ２２→接続点ｂとなり、変圧器２２を流れる電流の向きが、Ｐｈ５と逆になる。

Ｐｈ７から再びＰｈ１に移行するに当たっては、変圧器１２に流れ込む電流の方向を逆にするべく、直交変換回路１１におけるスイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える。Ｐｈ８は、Ｐｈ７からＰｈ１への移行フェーズとなるが、スイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える直交変換回路１１のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４の４つ全てがＯＮとなる様にする。

次に、図３を用いて各接続点間の電圧を、フェーズ毎に説明する。先ず、両直交変換回路１１、２１の各スイッチング素子が、対角線状にＯＮまたはＯＦＦとなって、各変圧器１２、２２に一方向の電流を流す動作フェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７について説明すると、これら動作フェーズにおいては、直交変換回路１１の入力側両端電圧Ｖａｃと、直交変換回路２１の入力側両端電圧Ｖｃｂの値について、Ｖａｃ＋Ｖｃｂ＝Ｅの関係式が成り立つ一方で、Ｖａｃ、Ｖｃｂ各々の電圧の値は特定値に定まらない。これは言い方を変えると、（電位を定める要素が設けられていないので）接続点ｃの電位は接続点ｂの電位と接続点ａの電位の間の任意の値を取ることも可能になっている。ＶｄｅとＶａｃ、更にはＶｆｇとＶｃｂについては、それぞれ大きさは同じで、電流の向きによって、正負が入れ替わるのみである。即ち、接続点ｄの後に接続点ｅに電流が流れる場合、Ｖｄｅ＝Ｖａｃとなり、接続点ｅの後に接続点ｄに電流が流れる場合、Ｖｄｅ＝−Ｖａｃとなる。また、接続点ｆの後に接続点ｇに電流が流れる場合、Ｖｆｇ＝Ｖｃｂとなり、接続点ｇの後に接続点ｆに電流が流れる場合、Ｖｆｇ＝−Ｖｃｂとなる。尚、Ｖｄｅとは変圧器１２の一次側巻線両端の電圧であり、Ｖｆｇとは変圧器２２の一次側巻線両端の電圧である。

そして本実施例では、上記動作フェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７の切替に際して、動作フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８を経るようにしている。該動作フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８では、直交変換回路１１と直交変換回路２１の何れかの直交変換回路を構成する４つのスイッチング素子が全てＯＮ動作している一方で、他の直交変換回路については負荷に電流通路を形成する２つのスイッチング素子がＯＮ動作している。これにより、直交変換回路１１の出力側両端電圧Ｖｄｅと、直交変換器２１の出力側両端電圧Ｖｆｇについては、４つのスイッチング素子が全てＯＮ動作している直交変換回路の出力側両端電圧が０、他の一方がＥまたは−Ｅとなる。また、動作フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８では、Ｖａｃ＝Ｖｄｅ及びＶｃｂ＝Ｖｆｇの関係が成立する。

そして、Ｐｈ２からＰｈ３、Ｐｈ４からＰｈ５、Ｐｈ６からＰｈ７、Ｐｈ８からＰｈ１に移行する際に、出力側両端電圧が０の直交変換回路について、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替えるが、上記のようにＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる際、切替直前の状態において、Ｖａｃ＝Ｖｄｅ及びＶｃｂ＝Ｖｆｇの関係が成立しているため、スイッチング素子両端にかかる電圧は０になり、ソフトスイッチングの一種である零電圧スイッチングを実現できる。

次に、本実施例における各スイッチング素子の動作タイミングと各種電圧波形の関係を図４及び図５を用いて説明する。図４は本実施例における各スイッチング素子の動作タイミングを、横軸を時間としてタイムチャートで示したものである。本図には、図２で定義した主要動作フェーズも表記してある。図中、Ｔは各々の直交変換回路の交流出力の１周期であり、各々同一の値である。ΔＴはＰｈ１開始からＰｈ３開始までの時間間隔であり、双方の直交変換回路で相似の動作をさせる場合にはΔＴ＝Ｔ／４となる。各フェーズの所要時間としては、フェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７が短く、フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８の時間が大半となる。この様なタイムチャートで切替が行われる様に制御手段２から切替指令を出力する。

そして図４に示したタイムチャートで各スイッチング素子を動作させた場合の各電圧波形を示したのが図５である。図５（ａ）は、ＶａｃとＶｃｂのタイムチャートを示したものである。ＶａｃとＶｃｂは、フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８では、いずれかがＥで、他方が０となっており、ＶａｃとＶｃｂは、（フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８に対するフェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７の時間の長さにもよるが）矩形波状となる。

図５（ｂ）は、ＶｄｅとＶｆｇのタイムチャートを示したものである。ＶｄｅとＶｆｇは、フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８では、いずれかが０で、他方がＥまたは−Ｅとなっており、ＶａｃとＶｃｂは、（フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８に対するフェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７の時間の長さにもよるが）やはり矩形波状となる。

図５（ｃ）は、ＶｍｎとＶｐｑのタイムチャートを示したものである。尚、Ｖｍｎとは変圧器１２の二次側巻線両端の電圧であり、Ｖｐｑとは変圧器２２の二次側巻線両端の電圧である。ＶｄｅとＶｆｇは、フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８では、いずれかが０で、他方がＥまたは−Ｅを各変圧器の巻線比に応じて変圧された電圧となっており、波形自体は、ＶｍｎはＶｄｅと相似し、ＶｐｑはＶｆｇと相似する。本実施例では、各変圧器の巻線比を略同じにしており、ＶｍｎとＶｐｑの最大値または最小値はおよそ等しくなっている。

図５（ｄ）は、ＶｓｒとＶｒｕのタイムチャートを示したものである。尚、Ｖｓｒとは交直変換回路１３の両端の電圧であり、Ｖｒｕとは交直変換回路２３の両端の電圧である。Ｖｓｒは交直変換回路１３により、Ｖｍｎを整流して正になる様になっており、Ｖｓｒ＝│Ｖｍｎ│である。また、Ｖｒｕは交直変換回路２３により、Ｖｐｑを整流して正になる様になっており、Ｖｒｕ＝│Ｖｐｑ│である。│Ｖｍｎ│と│Ｖｐｑ│は、一方が０の際、他方が最大値を示し、また本実施例では各変圧器の巻線比を略同じにしており、ＶｍｎとＶｐｑの最大値または最小値はおよそ等しくなっているので、ＶｓｒとＶｒｕは周期をずらして同様の波形となっている。

図５（ｅ）は、Ｖｓｕのタイムチャートを示したものである。尚、Ｖｓｕとは負荷６０に加わる電圧であり、Ｖｓｕ＝Ｖｓｒ＋Ｖｒｕの関係を有する。上記の様に、ＶｓｒとＶｒｕは、一方が０の際、他方が最大値を示し、かつ、ＶｓｒとＶｒｕの最大値はおよそ等しいので、いずれの時刻においてもＶｓｕ＝Ｖｓｒ＋Ｖｒｕ＝定数電圧となる。よって、負荷６０には直流電圧が印加されることになる。即ち、変圧器１２と変圧器２２の巻線比を略同じとすることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１からの出力電圧として負荷６０に印加される直流電圧Ｖｓｕは時間変動の無い一定値となる。

本実施例にかかるＤＣ／ＤＣコンバータによれば、付加的なスイッチング素子などを設けず、直交変換回路が主スイッチング素子のみで構成された場合であっても、ソフトスイッチングが実現できる。よって、スイッチング損失が生じなくなり、損失の低減を図ることができる。

また、各変圧器１２と変圧器２２の巻線比を略同じとしており、負荷側直流電圧の変動をなくすことが出来る。

尚、上記実施例では４つのスイッチング素子全てがフェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８に同時にＯＮ状態になる場合について説明したが、前記主要フェーズ間の遷移フェーズ状態として、どちらかの直交変換回路に含まれる４つのスイッチング素子のうちの３つがＯＮとなる状態となっても良い。例えばＰｈ１からＰｈ２への遷移状態について言えば、ＳＷ１１，Ｓ１４，ＳＷ２２，ＳＷ２３がＯＮで、ＳＷ２１もしくはＳＷ２２のどちらか一方がＯＮの状態となっても良い。その場合にも、やはり４つのスイッチング素子のうちの３つがＯＮ状態であれば、直交変換回路の出力側両端電圧は０、他の直交変換回路の出力側両端電圧はＥまたは−Ｅとなるので、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる際、スイッチング素子両端にかかる電圧は０であり、ソフトスイッチングの一種である零電圧スイッチングを実現できる。

実施例２について図６ないし図８を用いて説明する。尚、実施例１と重複する箇所については、その説明を省略する。図６は、実施例２におけるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図、図７はスイッチング素子の動作−時間線図、図８は図６に白ヌキ丸で図示した各接続点間の電圧−時間線図である。

本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータは、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータの接続点ａ、接続点ｂ、接続点ｃに接続される電位振動手段３を付加したものである。電位振動手段３は、接続点ａと接続点ｂに接続された直流電源５０の電力を使用して接続点ｃの電位を変動させる能動回路であり、図８に示した電圧波形に示される通り三角波を発生させるものである。これにより実施例１と比較して直交変換回路からの交流出力電圧波形として時間変化率の小さな波形を出力することができる。
また、実施例１で説明した如く、動作フェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７においては接続点ｃの電位はＶａｃ＋Ｖｃｂ＝Ｅの関係を満たせばよく、（電位を定める要素が設けられていないので）接続点ｂの電位と接続点ａの電位の間の任意の値を取り得るものとなっている。そこで、本実施例では、該接続点ｃの電位を能動的に制御する。上記の様に、接続点ｃの電位はＶａｃ＋Ｖｃｂ＝Ｅの関係を満たせばよく、電位振動手段３によって接続点ｃの電位を任意の時間波形形状で振動させても、接続点ｃを経由して電位振動手段３と（接続点ａや接続点ｂと言った）主回路との間に電流が流れないことから、電位振動手段３は電力容量の小さな回路素子により構成することができる。

図８（ａ）−図８（ｅ）については、図５（ａ）−図５（ｅ）と三角波か、矩形波か否かで違いはあるものの、Ｖｓｒ＝│Ｖｍｎ│、Ｖｒｕ＝│Ｖｐｑ│、Ｖｓｕ＝Ｖｓｒ＋Ｖｒｕ＝定数電圧と言う関係を同様に有し、実施例１と同様の効果を奏することが出来る。

本実施例によれば、実施例１で説明した直交変換回路が主スイッチング素子のみで構成された場合であっても、ソフトスイッチングが実現できると共に、本質的に負荷側直流電圧の変動が無いという効果に加え、直交変換回路からの交流出力電圧の時間変化率を小さくすることができる。よって、高調波成分を小さく出来、寄生の静電容量Ｃに流れる漏れ電流を低減でき、損失を減らすことができる。

また、本実施例では、直交変換回路に電位振動手段を設けたが、交直変換回路に設けることも可能である。

実施例３について図９ないし図１１を用いて説明する。尚、実施例２と重複する箇所については、その説明を省略する。本実施例では、図６に示した電位振動手段３をＬＣ並列共振回路を含む受動素子で構成したＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の例を説明する。
図９は、実施例３におけるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図、図１０は図９に白ヌキ丸で図示した各接続点間の電圧−時間線図である。各スイッチング素子の動作タイミングについては図７に示したものと同一である。

本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、電位振動手段３は図示の如く接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２と、ＬＣ並列共振回路を構成するコンデンサＣ３、リアクトルＬ３で構成されている。これらコンデンサＣ３、リアクトルＬ３の静電容量、インダクタンスの値は、ＬＣ並列共振回路の共振周期がＴ／２となる様に選定されている。

上記実施例で説明したように、接続点ｃを経由して電位振動手段３と主回路との間に電流が流れないことから、ＬＣ共振回路として直列共振回路ではなく、並列共振回路とすることができる。

図１０（ａ）−図１０（ｅ）については、図８（ａ）−図８（ｅ）と三角波か、正弦波状か否かで違いはあるものの、Ｖｓｒ＝│Ｖｍｎ│、Ｖｒｕ＝│Ｖｐｑ│、Ｖｓｕ＝Ｖｓｒ＋Ｖｒｕ＝定数電圧と言う関係を同様に有し、実施例１や実施例２と同様にソフトスイッチングを実現したＤＣ／ＤＣコンバータを提供出来る。

本実施例によれば、直交変換回路からの交流出力電圧の時間変化率を小さくすることができる。よって、高調波成分を小さく出来、寄生の静電容量Ｃに流れる漏れ電流を低減でき、損失を減らすことができる。本実施例では、直交変換回路に電位振動手段を設けたが、図１１に示した様に、交直変換回路に設けることも可能である。即ち、ＤＣ／ＤＣコンバータの接続点ｓ、接続点ｕ、接続点ｒに電位振動手段を接続し、接続点ｒの電位を振動させても良い。

上記各実施例によれば、交直変換回路、変圧器、直交変換回路はいずれも２つの場合について説明したが、必ずしも２つに限られる訳ではなく、それ以上であっても良い。

以上の各実施例における説明では、本発明の本質を明らかにするために回路における各スイッチング素子、ダイオードにおける電圧低下や配線の抵抗、インダクタンス、寄生容量、変圧器の励磁インダクタンス等が無い理想的な状態につき説明してきたが、実際の回路においてはいずれも大なり小なり存在する。これらの抵抗成分、静電容量成分、インダクタンス成分を補償する付加回路については従来から様々な方式が知られており、本発明の構成にこれら付加回路を付加することや、同一回路トポロジーの範囲で主要回路を改変する等といったことは当然に本発明の範囲に含まれる。

２…スイッチング素子制御手段、３…電位振動手段、Ｃ３…共振コンデンサ、Ｌ３…共振リアクトル、１１，２１…直交変換回路、ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４…主スイッチング素子、ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３，ＳＷ２４…主スイッチング素子、１２，２２…変圧器、１３，２３…交直変換回路、１５，２５…ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、１００…電力変換装置、１０１…ＤＣ／ＤＣコンバータ。

Claims (9)

1. 直流電圧が印加されると共に、４つのスイッチング素子を有するフルブリッジ回路で形成されて直流を交流に変換する複数の直交変換回路と、
   複数の該直交変換回路毎に設けられて、該直交変換回路の交流側と一次側巻線側が接続される複数の変圧器と、
   複数の該変圧器毎に設けられて、複数の該変圧器の二次側巻線側に接続されると共に、交流を直流に変換する複数の交直変換回路を備え、
   複数の前記直交変換回路は各々直列に接続され、
   複数の前記交直変換回路は各々直列に接続され、
   複数の前記変圧器の一次側巻線と二次側巻線の比は、略同じであり、
   一の前記直交変換回路における前記スイッチング素子のＯＮとＯＦＦの切替に際して、４つの前記スイッチング素子のうち、３つ以上がＯＮとなる様なフェーズが形成されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、更に前記スイッチング素子にＯＮ／ＯＦＦ切替指令を出力する制御手段を備え、
   前記制御手段は、一の前記直交変換回路における前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替に際して、４つの前記スイッチング素子のうち、３つ以上が同時にＯＮとなる様に切替指令を出力することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記制御手段は、一の前記直交変換回路における前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替に際して、４つの前記スイッチング素子のうち、４つ全てが同時にＯＮとなる様に切替指令を出力することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 請求項１ないし３のいずれか一つに記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記交直変換回路は、４つのダイオードを有するフルブリッジ回路で形成されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 請求項１ないし４のいずれか一つに記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記直交変換回路同士の接続点または前記交直変換回路同士の接続点には、該接続点の電位を振動させる電位制御手段が接続されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記電位制御手段は、前記接続点に正弦波状の電位または三角波状の電位を印加することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 請求項５または６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記電位制御手段は、前記接続点の電位を能動的に変化させる能動回路であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 請求項５または６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記電位制御手段は、前記接続点の電位を受動的に変化させる受動回路であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記受動回路は、コンデンサとリアクトルが並列接続されたＬＣ共振回路であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。

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