JPS61189167A - スイツチング電源装置 - Google Patents
スイツチング電源装置Info
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- JPS61189167A JPS61189167A JP2658285A JP2658285A JPS61189167A JP S61189167 A JPS61189167 A JP S61189167A JP 2658285 A JP2658285 A JP 2658285A JP 2658285 A JP2658285 A JP 2658285A JP S61189167 A JPS61189167 A JP S61189167A
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- Japan
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- switching power
- power supply
- voltage
- switching
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明ぼ、スイン、チング成源装置に係り、特に大容量
の直流出力を高速制御するのに好適なスイッチング電源
装置に関する。
の直流出力を高速制御するのに好適なスイッチング電源
装置に関する。
従来のスイッチング電源装置としては、例えば特開昭５
８−１７９１６１ 号公報に開示されている様に、大容
量の直流出力を得るため、直流出力側にフィルタ回路を
含む単位スイッチングレギュレータを複数台並列に接続
したものが知られている。
８−１７９１６１ 号公報に開示されている様に、大容
量の直流出力を得るため、直流出力側にフィルタ回路を
含む単位スイッチングレギュレータを複数台並列に接続
したものが知られている。
また、直流出力に含まれる高周波リップルを低減するた
めに、並列接続された単位スイッチングレギュレータの
各スイッチング回路が、同一周波数の異なったタイミン
グでスイッチングを行う様に構成されていることも知ら
れている。
めに、並列接続された単位スイッチングレギュレータの
各スイッチング回路が、同一周波数の異なったタイミン
グでスイッチングを行う様に構成されていることも知ら
れている。
しかし、上記した従来のスイッチング電源装置でに、負
荷に反抗起電力があると、スイッチング素子の通流率が
小さい範囲で、スイッチング電源装置の出力側に設けら
れた直流リアクトルを流れる電流が断続する現象が生じ
る。直流リアクトルを流れる電流が断続すると、スイッ
チング素子の通流率と出力電圧（又は出力電流）の間に
比例関係がなくなシ、出力を小さな値まで制御する上で
大きな障害となる。
荷に反抗起電力があると、スイッチング素子の通流率が
小さい範囲で、スイッチング電源装置の出力側に設けら
れた直流リアクトルを流れる電流が断続する現象が生じ
る。直流リアクトルを流れる電流が断続すると、スイッ
チング素子の通流率と出力電圧（又は出力電流）の間に
比例関係がなくなシ、出力を小さな値まで制御する上で
大きな障害となる。
特に、負荷の反抗起電力が大きい場合や、電流制御の立
ち上り時間を短かくして、連応性を高めたいため、直流
リアクトルのインダクタンスの値を小さくした場合、電
流が断続する断続限界電流は定格出力電流の１０％から
２０％にまで達することがあり、この断続限界電流を如
伺に小さくするかが技術的課題となる。また、従来技術
を用いて、数ｋＷ以上の大容量スイッチング電源を実現
する場合、スイッチング電源装置の出力電圧の周波数に
、スイッチング素子や変圧器の鉄損の特性上２０ＫＨｚ
が限界と考えられていた。しかし、電流制御の立ち上が
り時間を５０μｓ程度まで短かくして、連応性を高・め
たい場合には、８０ＫＨｚ以上の周波数を必要とし、問
題となっていた。
ち上り時間を短かくして、連応性を高めたいため、直流
リアクトルのインダクタンスの値を小さくした場合、電
流が断続する断続限界電流は定格出力電流の１０％から
２０％にまで達することがあり、この断続限界電流を如
伺に小さくするかが技術的課題となる。また、従来技術
を用いて、数ｋＷ以上の大容量スイッチング電源を実現
する場合、スイッチング電源装置の出力電圧の周波数に
、スイッチング素子や変圧器の鉄損の特性上２０ＫＨｚ
が限界と考えられていた。しかし、電流制御の立ち上が
り時間を５０μｓ程度まで短かくして、連応性を高・め
たい場合には、８０ＫＨｚ以上の周波数を必要とし、問
題となっていた。
本発明は、上記した従来技術の問題点に鑑みなされたも
ので、断続限界電流が小さく、かつ出力リップルが小さ
く、高周波数の出力が得られ、連応性の良いスイッチン
グ電源装置を提供することを目的としている。
ので、断続限界電流が小さく、かつ出力リップルが小さ
く、高周波数の出力が得られ、連応性の良いスイッチン
グ電源装置を提供することを目的としている。
本発明のスイッチング電源装置に、直流電圧を交流電圧
に変換するスイッチング回路と、交流電圧を絶縁するた
めの変圧器と、変圧器の２次電圧を整流する整流回路と
から構成されるスイッチング電源ユニットを複数台用い
、各スイッチング電源ユニット内のスイッチング回路を
同一周波数の異なるタイミングでスイッチングするもの
であり、特に各スイッチング電源ユニット内の整流回路
を互いに直列に接続し、その直流出力電圧を直流リアク
トルとコンデンサを含むフィルタ回路を経て負荷に供給
することを特徴としている。
に変換するスイッチング回路と、交流電圧を絶縁するた
めの変圧器と、変圧器の２次電圧を整流する整流回路と
から構成されるスイッチング電源ユニットを複数台用い
、各スイッチング電源ユニット内のスイッチング回路を
同一周波数の異なるタイミングでスイッチングするもの
であり、特に各スイッチング電源ユニット内の整流回路
を互いに直列に接続し、その直流出力電圧を直流リアク
トルとコンデンサを含むフィルタ回路を経て負荷に供給
することを特徴としている。
以下、添付の図面に示す実施例により、更に詳細に本発
明について説明する。
明について説明する。
第１図μ本発明の一実施例を示すブロック図である。図
示する様に、このスイッチング電源装置に、２つのスイ
ッチング電源ユニット１，２から構成され、各スイッチ
ング電源ユニット１，２Ｕプラスの直流電源母線Ｐとマ
イナスの直流電源母線Ｎに接続されている。スイッチン
グ電源ユニット１げ、４つのトランジスタＩＩＡ、１２
Ａ。
示する様に、このスイッチング電源装置に、２つのスイ
ッチング電源ユニット１，２から構成され、各スイッチ
ング電源ユニット１，２Ｕプラスの直流電源母線Ｐとマ
イナスの直流電源母線Ｎに接続されている。スイッチン
グ電源ユニット１げ、４つのトランジスタＩＩＡ、１２
Ａ。
１３Ａ、１４Ａと４つの還流ダイオード１５Ｎ。
］、６Ａ、１７１，１８Ａから成るスイッチング回路と
、このスイッチング回路の出力を変圧する変圧器２０Ａ
と、４つのダイオード２１Ａ、２２Ａ。
、このスイッチング回路の出力を変圧する変圧器２０Ａ
と、４つのダイオード２１Ａ、２２Ａ。
２３Ａ、２４Ａから成る単相全波整流回路とから構成さ
れている。スイッチング電源ユニット２も同様に、トラ
ンジスタＩＩＢ、１２Ｂ、１３Ｂ。
れている。スイッチング電源ユニット２も同様に、トラ
ンジスタＩＩＢ、１２Ｂ、１３Ｂ。
１４Ｂとダイオード１５Ｂ、１６Ｂ、１７Ｂ。
１８Ｂから成るスイッチング回路と、変圧器２０Ｂと、
ダイオード２１Ｂ、２２Ｂ、２３Ｂ、２４Ｂから成る単
相全波整流回路とから構成されている。
ダイオード２１Ｂ、２２Ｂ、２３Ｂ、２４Ｂから成る単
相全波整流回路とから構成されている。
即ち、スイッチング電源ユニットｌ、２Ｕ、共に直流′
醒源母線Ｐ、Ｎから直流電力を受け、スイッチング回路
で交流に変換した後変圧し、単相全波整流回路で脈流の
整流電圧ｅｌ、ｅ２に変換する機能を有している。そし
て、ダイオード２１Ａ〜２４Ａから成る単相全波整流回
路とダイオード２１Ｂ〜２４Ｂから成る単相全波整流回
路とは、その出力する整流電圧ｅｌ、ｅ２が加算される
様に直列に接続されている。更に、加算された整流電圧
（ｅｌ＋８２）から高周波リップルを除去するため、フ
ィルタとして、負荷抵抗１０３と反抗起電力１０４に直
列に直流リアクトル１０１を設け、また負荷抵抗１０３
と反抗起電力１０４に並列にコンデンサ１０２を設けて
いる。
醒源母線Ｐ、Ｎから直流電力を受け、スイッチング回路
で交流に変換した後変圧し、単相全波整流回路で脈流の
整流電圧ｅｌ、ｅ２に変換する機能を有している。そし
て、ダイオード２１Ａ〜２４Ａから成る単相全波整流回
路とダイオード２１Ｂ〜２４Ｂから成る単相全波整流回
路とは、その出力する整流電圧ｅｌ、ｅ２が加算される
様に直列に接続されている。更に、加算された整流電圧
（ｅｌ＋８２）から高周波リップルを除去するため、フ
ィルタとして、負荷抵抗１０３と反抗起電力１０４に直
列に直流リアクトル１０１を設け、また負荷抵抗１０３
と反抗起電力１０４に並列にコンデンサ１０２を設けて
いる。
次に、上記の構成を有する実施例の動作を第２図（ａ）
、 （ｂ）に示すタイムチャートを用いて説明する。
、 （ｂ）に示すタイムチャートを用いて説明する。
即ち、第２図（ａ）に示す様に、トランジスタ１１Ｎ。
１４Ａとトランジスタ１２Ａ、１３ＡとトランジスタＩ
ＩＢ、１４Ｂとトランジスタ１２Ｂと１３Ｂは、互いに
Ｔ／２の位相差をもって、周期２Ｔ毎に、期間ｔ、だけ
オンする（ｔｐ以外の期間に、いずれもオフ）。その結
果、整流電圧ｅ１．ｅ２は、第２図（ａ）に示す様に、
周期Ｔ毎に現われ、互いにＴの位相差を有したものとな
る。従って整流電圧ｅ１とｅ２を加算した電圧（ｅｌ＋
８２）は、第２図（ａ）に示す様に、周期Ｔ／２毎に現
われるものとなる。従って、直流リアクトル１０１に流
れる電流は、第２図（ａ）に示す様に周期’Ｉ”／２の
連続電流波形となる。第２図（ａ）に示す様なタイミン
グで各トランジスタＩＩＡ〜１４Ａ、ＩＩＢ〜１４１３
をオン／オフさせるには、例えば、タイミングの異なる
三角波又は鋸歯状波と制御電圧とを比較することにより
行なうことができる。
ＩＢ、１４Ｂとトランジスタ１２Ｂと１３Ｂは、互いに
Ｔ／２の位相差をもって、周期２Ｔ毎に、期間ｔ、だけ
オンする（ｔｐ以外の期間に、いずれもオフ）。その結
果、整流電圧ｅ１．ｅ２は、第２図（ａ）に示す様に、
周期Ｔ毎に現われ、互いにＴの位相差を有したものとな
る。従って整流電圧ｅ１とｅ２を加算した電圧（ｅｌ＋
８２）は、第２図（ａ）に示す様に、周期Ｔ／２毎に現
われるものとなる。従って、直流リアクトル１０１に流
れる電流は、第２図（ａ）に示す様に周期’Ｉ”／２の
連続電流波形となる。第２図（ａ）に示す様なタイミン
グで各トランジスタＩＩＡ〜１４Ａ、ＩＩＢ〜１４１３
をオン／オフさせるには、例えば、タイミングの異なる
三角波又は鋸歯状波と制御電圧とを比較することにより
行なうことができる。
第２図（ａ）は、流通率＝ｔ、／Ｔが１／２の場合につ
いて例示したものであり、一般に、流通率が１／２μ下
の場合に汀、整流電圧ｅｌ、ｅ２の波高値を共にＥ、／
２とすると、加算された整流電圧（ｅｌ＋６２）の波高
値もＥ、／２となり、またその周期はＴ／２となること
がわかる。
いて例示したものであり、一般に、流通率が１／２μ下
の場合に汀、整流電圧ｅｌ、ｅ２の波高値を共にＥ、／
２とすると、加算された整流電圧（ｅｌ＋６２）の波高
値もＥ、／２となり、またその周期はＴ／２となること
がわかる。
通流率（−ｔ ？ ／ Ｔ ）が１／２を越える場合に
は、第２図（ｂ）に示す様に、加算された整流電圧（ｅ
ｌ＋６２）は、波高値の最大値がＥｌ、最小値がＥ、／
２の波形となる。
は、第２図（ｂ）に示す様に、加算された整流電圧（ｅ
ｌ＋６２）は、波高値の最大値がＥｌ、最小値がＥ、／
２の波形となる。
ここで、通流率が１／２を越える場合には、第２図（ｂ
）から明らかな様に、直流リアクトル１０１を流れる電
流は常に連続状態となり、断続状態にはならない。
）から明らかな様に、直流リアクトル１０１を流れる電
流は常に連続状態となり、断続状態にはならない。
また、通流率が１／２以下の場合にも、直流リアクトル
１０１を流れる電流の断続限界電流は、次の理由によっ
て従来よりも大幅に小さい値となる。即ち、加算された
整流電圧（ｅｌ＋６２）の周期はＴ／２であり、整流電
圧ｅ１．ｅ２の周期Ｔの１／２となり、かつ加算された
整流電圧（ｅｌ十ｅ２）の最大波高値がＥ、／２であり
、単純に整流電圧ｅ１とｅ２を加算して得られる値Ｅゆ
の１／２になる。そのため、両者の相乗効果によって、
通流率が１／２以下の場合にも、断続限界電流は従来よ
りも大幅に小さな値となるのである。
１０１を流れる電流の断続限界電流は、次の理由によっ
て従来よりも大幅に小さい値となる。即ち、加算された
整流電圧（ｅｌ＋６２）の周期はＴ／２であり、整流電
圧ｅ１．ｅ２の周期Ｔの１／２となり、かつ加算された
整流電圧（ｅｌ十ｅ２）の最大波高値がＥ、／２であり
、単純に整流電圧ｅ１とｅ２を加算して得られる値Ｅゆ
の１／２になる。そのため、両者の相乗効果によって、
通流率が１／２以下の場合にも、断続限界電流は従来よ
りも大幅に小さな値となるのである。
本実施例によれば、従来の断続限界電流よりも少くとも
１１５以下の値にすることが可能になった。
１１５以下の値にすることが可能になった。
第３図に、通流率ｔ、／Ｔと負荷抵抗１０３を流れる負
荷電流ＩＬとの関係を示す図であり、横軸に通流率ｔ、
／Ｔをとり、縦軸に％で表わした負荷電流ＩＬを示して
いる。第３図において、点線で示す曲線０ＢＨ１従来の
スイッチング電源装置の場合の電流断続領域の特性を示
し、直線ＢＣは同じ〈従来の電流連続領域の特性を示し
、曲線ＯＫは本実施例による電流断続領域の特性を示し
、直線Ａｃ１ｄ本実施例による電流連続領域の特性を示
している。第３図から明らかな様に、本実施例では、断
続限界電流を小さな値にすることができるので、小さな
負荷電流ＩＬまで良好な電流制御を実行することが可能
になる。
荷電流ＩＬとの関係を示す図であり、横軸に通流率ｔ、
／Ｔをとり、縦軸に％で表わした負荷電流ＩＬを示して
いる。第３図において、点線で示す曲線０ＢＨ１従来の
スイッチング電源装置の場合の電流断続領域の特性を示
し、直線ＢＣは同じ〈従来の電流連続領域の特性を示し
、曲線ＯＫは本実施例による電流断続領域の特性を示し
、直線Ａｃ１ｄ本実施例による電流連続領域の特性を示
している。第３図から明らかな様に、本実施例では、断
続限界電流を小さな値にすることができるので、小さな
負荷電流ＩＬまで良好な電流制御を実行することが可能
になる。
以上に記述した第１の実施例においては、２個のスイッ
チング電源ユニット１．２を並列に設け、スイッチング
電源ユニット１，２内の単相全波整流回路を直列接続す
る構成としたが、本発明はこれに限定されるものではな
く、多数のスイッチング電源ユニットを並列に設け、各
スイッチング電源ユニット内の単相全波整流回路をそれ
ぞれ直列接続することにより、拡張することも可能であ
る。
チング電源ユニット１．２を並列に設け、スイッチング
電源ユニット１，２内の単相全波整流回路を直列接続す
る構成としたが、本発明はこれに限定されるものではな
く、多数のスイッチング電源ユニットを並列に設け、各
スイッチング電源ユニット内の単相全波整流回路をそれ
ぞれ直列接続することにより、拡張することも可能であ
る。
第４図に、本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
り、スイッチング電源ユニット１，２゜３．４を並列に
設け、各スイッチング電源ユニット１〜４内の単相全波
整流回路を直列接続したものである。但し、スイッチン
グ電源ユニット１〜４の回路構成は、第１図に示すスイ
ッチング電源ユニット１，２と全く同一であるため、変
圧器と（Ｑ） 単相全波整流回路の部分だけ図示し、更にスイッチング
電源ユニット３．４の回路部分には添字Ｃ９Ｄを付して
いる。
り、スイッチング電源ユニット１，２゜３．４を並列に
設け、各スイッチング電源ユニット１〜４内の単相全波
整流回路を直列接続したものである。但し、スイッチン
グ電源ユニット１〜４の回路構成は、第１図に示すスイ
ッチング電源ユニット１，２と全く同一であるため、変
圧器と（Ｑ） 単相全波整流回路の部分だけ図示し、更にスイッチング
電源ユニット３．４の回路部分には添字Ｃ９Ｄを付して
いる。
この第２の実施例では、ダイオード２１Ａ〜２４八、２
１Ｂ〜２４Ｂ、２１Ｃ〜２４Ｃ，２１Ｄ〜２４Ｄから構
成される４つの単相全波整流回路が直列に接続され、こ
れらに共通な直流リアクトル１０１を経て、負荷抵抗１
０３、反抗起電力１０４に直流電力が供給される。また
、高周波リップルを低減するため、コンデンサ１０２が
負荷抵抗１０３と反抗起電力１０４と並列に設けられて
いる。
１Ｂ〜２４Ｂ、２１Ｃ〜２４Ｃ，２１Ｄ〜２４Ｄから構
成される４つの単相全波整流回路が直列に接続され、こ
れらに共通な直流リアクトル１０１を経て、負荷抵抗１
０３、反抗起電力１０４に直流電力が供給される。また
、高周波リップルを低減するため、コンデンサ１０２が
負荷抵抗１０３と反抗起電力１０４と並列に設けられて
いる。
以上の構成において、各スイッチング電源ユニットの整
流電圧ｅ１．ｅ２．ｅ３．ｅ４が、第５図のタイムチャ
ートに示す様に、それぞれＴ１４ずつ異なるタイミング
で出力される様にスイッチングを行なう。第５図は、通
流率ｔ、／Ｔが５／８の場合における動作を示すタイム
チャートである。第５図から明らかな様に、整流電圧８
１〜ｅ４の波高値をＥとすると、加算された整流電圧（
ｅｌ十ｅ ２＋ｅ ａ十ｅ ４ ）の最大波高値に３Ｅ
となり、最小波高値（以下ベース電圧という）Ｅｍｉｌ
ｒ２Ｂとなる。また、加算された整流電圧（ｅｌ＋６２
十８３＋８４ ）の周期はＴ／４となる。
流電圧ｅ１．ｅ２．ｅ３．ｅ４が、第５図のタイムチャ
ートに示す様に、それぞれＴ１４ずつ異なるタイミング
で出力される様にスイッチングを行なう。第５図は、通
流率ｔ、／Ｔが５／８の場合における動作を示すタイム
チャートである。第５図から明らかな様に、整流電圧８
１〜ｅ４の波高値をＥとすると、加算された整流電圧（
ｅｌ十ｅ ２＋ｅ ａ十ｅ ４ ）の最大波高値に３Ｅ
となり、最小波高値（以下ベース電圧という）Ｅｍｉｌ
ｒ２Ｂとなる。また、加算された整流電圧（ｅｌ＋６２
十８３＋８４ ）の周期はＴ／４となる。
第６図に、第４図に示す第２の実施例において、上記ベ
ース電圧Ｂｍが通流率ｔ 、 ／ ’ｒによって変化す
る特性を示す図である。第６図において、横軸に通流率
ｔｐ／’ｒｓ縦軸はベース電圧Ｅｍを示す。第６図から
明らかな様に、通流率ｔ、／Ｔが１／４を越えると、加
算された整流電圧（ｅ１十ｅ ２＋ｅ ３＋ｅ ４ ）
は、直流分としてベース電圧ＥＩＩを含む脈動波形にな
る。また、第５図から明らかな様に、加算された整流電
圧（ｅｌ＋８２＋８３＋６４ ）のリップル電圧分は、
常にスイッチング電源ユニット１〜４の整流電圧ｅ１〜
ｅ４の波高値Ｅに相当する値となり、加算された整流電
圧（ｅ １＋ｅ ２＋ｅ ３＋ｅ ４ ）の最大波高値
をＥ、、（第６図参照）とするとＥ＝Ｅ、／４となる。
ース電圧Ｂｍが通流率ｔ 、 ／ ’ｒによって変化す
る特性を示す図である。第６図において、横軸に通流率
ｔｐ／’ｒｓ縦軸はベース電圧Ｅｍを示す。第６図から
明らかな様に、通流率ｔ、／Ｔが１／４を越えると、加
算された整流電圧（ｅ１十ｅ ２＋ｅ ３＋ｅ ４ ）
は、直流分としてベース電圧ＥＩＩを含む脈動波形にな
る。また、第５図から明らかな様に、加算された整流電
圧（ｅｌ＋８２＋８３＋６４ ）のリップル電圧分は、
常にスイッチング電源ユニット１〜４の整流電圧ｅ１〜
ｅ４の波高値Ｅに相当する値となり、加算された整流電
圧（ｅ １＋ｅ ２＋ｅ ３＋ｅ ４ ）の最大波高値
をＥ、、（第６図参照）とするとＥ＝Ｅ、／４となる。
従って、この第２の実施例によれば、リップル電圧分が
各スイッチング電源ユニット１〜４の単相全波整流回路
を直列接続しない場合と比較して１／４となる。また、
加算された整流電圧（ｅ１十８２＋６３＋８４ ）のリ
ップル電圧の周期ばＴ／４であり、スイッチング電源ユ
ニット１〜４の整流電圧ｅ１〜ｅ４の周期Ｔの１／４と
なる。従って、断続限界電流は、従来の１／１６以下と
小さな値に抑制することができる。
各スイッチング電源ユニット１〜４の単相全波整流回路
を直列接続しない場合と比較して１／４となる。また、
加算された整流電圧（ｅ１十８２＋６３＋８４ ）のリ
ップル電圧の周期ばＴ／４であり、スイッチング電源ユ
ニット１〜４の整流電圧ｅ１〜ｅ４の周期Ｔの１／４と
なる。従って、断続限界電流は、従来の１／１６以下と
小さな値に抑制することができる。
尚、以上に説明した第１及び第２の実施例でに、トラン
ジスタ１１Ａ〜１４Ａ等で構成される各スイッチング電
源ユニットのインバータをフルブリッジ形として説明し
たが、言うまでもなくハーフブリッジ形にしても良い。
ジスタ１１Ａ〜１４Ａ等で構成される各スイッチング電
源ユニットのインバータをフルブリッジ形として説明し
たが、言うまでもなくハーフブリッジ形にしても良い。
本発明によれば、スイッチング電源ユニット内の単相全
波整流回路を直列接続した後平滑回路と接続する構成に
したため、例えばｎ個のスイッチング電源ユニットを設
けた場合には、平滑前の直流出力電圧（各スイッチング
電源ユニットの整流電圧の加算値）のリップル分を従来
の１ ／ ｎに減少させることができ、かつそのリップ
ル分の周期も各スイッチング電源ユニットの整流電圧の
１／ｎにすることができる。従って、平滑用の直流リア
クトルとコンデンサの共振周波数をスイッチング電源ユ
ニットのｎ倍以上に高くすることができるため、連応性
の良い、しかも高周波リップルの少ない、断続限界電流
の小さい直列形スイッチング電源装置を提供することが
できる。
波整流回路を直列接続した後平滑回路と接続する構成に
したため、例えばｎ個のスイッチング電源ユニットを設
けた場合には、平滑前の直流出力電圧（各スイッチング
電源ユニットの整流電圧の加算値）のリップル分を従来
の１ ／ ｎに減少させることができ、かつそのリップ
ル分の周期も各スイッチング電源ユニットの整流電圧の
１／ｎにすることができる。従って、平滑用の直流リア
クトルとコンデンサの共振周波数をスイッチング電源ユ
ニットのｎ倍以上に高くすることができるため、連応性
の良い、しかも高周波リップルの少ない、断続限界電流
の小さい直列形スイッチング電源装置を提供することが
できる。
伺、出力電圧が２０００Ｖ〜２００００Ｖの高電圧を′
出力するスイッチング電源装置でに、耐高電圧のダイオ
ードを得難いので、スイッチング電源ユニットを複数個
設け、各単相全波整流回路を直列接続する構成としても
コスト的にはほとんど増加しないという利点がある。
出力するスイッチング電源装置でに、耐高電圧のダイオ
ードを得難いので、スイッチング電源ユニットを複数個
設け、各単相全波整流回路を直列接続する構成としても
コスト的にはほとんど増加しないという利点がある。
また、本発明のスイッチング電源装置によれば、数十ｋ
Ｗの犬容を電源を構成する場合にも、複数台のスイッチ
ング電源ユニットの単相全波整流回路を直列接続する構
成をとるため、各スイッチング電源ユニット間の電流不
均衡を生じないという利点も生じる。
Ｗの犬容を電源を構成する場合にも、複数台のスイッチ
ング電源ユニットの単相全波整流回路を直列接続する構
成をとるため、各スイッチング電源ユニット間の電流不
均衡を生じないという利点も生じる。
また、従来技術では数ｋＷ以上の大容量スイッチング電
源を実現する場合、スイッチング素子や変圧器の鉄損の
特性−ト、スイッチング周波数ニ２０Ｋ Ｈｚが限界と
考えられており、そのため電流制御の立ち上り時間を５
０μｓ程度にして連応性を高めることが困難であった。
源を実現する場合、スイッチング素子や変圧器の鉄損の
特性−ト、スイッチング周波数ニ２０Ｋ Ｈｚが限界と
考えられており、そのため電流制御の立ち上り時間を５
０μｓ程度にして連応性を高めることが困難であった。
しかし、本発明によれば、スイッチング電源ユニットの
スイッチング周波数を２０ＫＨｚとしても、例えば４個
のスイッチング電源ユニットの単相全波整流回路を直列
に接続することにより、出力電圧の周波数を８０Ｋ Ｈ
ｚとすることができる。従って、容易に高速応答のスイ
ッチング電源装置を提供することが可能になる。
スイッチング周波数を２０ＫＨｚとしても、例えば４個
のスイッチング電源ユニットの単相全波整流回路を直列
に接続することにより、出力電圧の周波数を８０Ｋ Ｈ
ｚとすることができる。従って、容易に高速応答のスイ
ッチング電源装置を提供することが可能になる。
第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図（ａ）、 （ｂ）は第１図に示す実施例の動作を示す
タイムチャート、第３図は第１図に示す実施例の通流率
と負荷電流の関係を示す特性図、第４図は本発明の第２
の実施例を示すブロック図、第５図は第４図に示す実施
例の動作を示すタイムチャート、第６図に第４図に示す
実施例の通流率とペース邂圧の関係を示す特性図である
。 １，２，３．４・・・スイッチンク電源ユニット、１１
Ａ〜１４Ａ、ＩＩＢ−１４Ｂ、ＩＩＣＮ１４Ｃ。 １１Ｄ〜１４Ｄ ・・・トランジスタ、２０Ａ、２０
Ｂ。 ２０Ｃ，２０Ｄ・・・変圧器、２１八〜２４ Ａ、 ２
１Ｂ〜２４Ｂ、２１Ｃ〜２４Ｃ，２１１”）〜２４Ｄ・
・・ダイオード、１０１・・・直流リアクトル、１０２
・・・コンデンサ、１０３・・・負荷抵抗、１０４・・
・反抗起電力、ｅ１〜ｅ４・・・整流電圧。
図（ａ）、 （ｂ）は第１図に示す実施例の動作を示す
タイムチャート、第３図は第１図に示す実施例の通流率
と負荷電流の関係を示す特性図、第４図は本発明の第２
の実施例を示すブロック図、第５図は第４図に示す実施
例の動作を示すタイムチャート、第６図に第４図に示す
実施例の通流率とペース邂圧の関係を示す特性図である
。 １，２，３．４・・・スイッチンク電源ユニット、１１
Ａ〜１４Ａ、ＩＩＢ−１４Ｂ、ＩＩＣＮ１４Ｃ。 １１Ｄ〜１４Ｄ ・・・トランジスタ、２０Ａ、２０
Ｂ。 ２０Ｃ，２０Ｄ・・・変圧器、２１八〜２４ Ａ、 ２
１Ｂ〜２４Ｂ、２１Ｃ〜２４Ｃ，２１１”）〜２４Ｄ・
・・ダイオード、１０１・・・直流リアクトル、１０２
・・・コンデンサ、１０３・・・負荷抵抗、１０４・・
・反抗起電力、ｅ１〜ｅ４・・・整流電圧。
Claims (1)
- １、直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と
、交流電圧を絶縁するための変圧器と、変圧器の２次電
圧を整流する整流回路とから構成されるスイッチング電
源ユニットを複数台用い、各スイッチング電源ユニット
内のスイッチング回路を同一周波数の異なるタイミング
でスイッチングするスイッチング電源装置において、各
スイッチング電源ユニット内の整流回路の出力側を互い
に直列に接続し、その直流出力電圧を直流リアクトルと
コンデンサを含むフィルタ回路を経て負荷に供給するこ
とを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2658285A JPS61189167A (ja) | 1985-02-15 | 1985-02-15 | スイツチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2658285A JPS61189167A (ja) | 1985-02-15 | 1985-02-15 | スイツチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61189167A true JPS61189167A (ja) | 1986-08-22 |
Family
ID=12197538
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2658285A Pending JPS61189167A (ja) | 1985-02-15 | 1985-02-15 | スイツチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61189167A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63283466A (ja) * | 1987-05-13 | 1988-11-21 | Hitachi Ltd | 直流高電圧発生器 |
| JPH03178558A (ja) * | 1989-12-04 | 1991-08-02 | Tokai Riyokaku Tetsudo Kk | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 |
| JPH07327366A (ja) * | 1994-05-31 | 1995-12-12 | Nemitsuku Ramuda Kk | 電源装置 |
| US8107261B2 (en) | 2005-06-30 | 2012-01-31 | Siemens Aktiengesellschaft | Powering unit with full bridge and wide adjusting range circuit |
| WO2014141353A1 (ja) * | 2013-03-11 | 2014-09-18 | 株式会社 日立製作所 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| WO2018083813A1 (ja) * | 2016-11-01 | 2018-05-11 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1985
- 1985-02-15 JP JP2658285A patent/JPS61189167A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63283466A (ja) * | 1987-05-13 | 1988-11-21 | Hitachi Ltd | 直流高電圧発生器 |
| JPH03178558A (ja) * | 1989-12-04 | 1991-08-02 | Tokai Riyokaku Tetsudo Kk | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 |
| JPH07327366A (ja) * | 1994-05-31 | 1995-12-12 | Nemitsuku Ramuda Kk | 電源装置 |
| US8107261B2 (en) | 2005-06-30 | 2012-01-31 | Siemens Aktiengesellschaft | Powering unit with full bridge and wide adjusting range circuit |
| WO2014141353A1 (ja) * | 2013-03-11 | 2014-09-18 | 株式会社 日立製作所 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP5899374B2 (ja) * | 2013-03-11 | 2016-04-06 | 株式会社日立製作所 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JPWO2014141353A1 (ja) * | 2013-03-11 | 2017-02-16 | 株式会社日立製作所 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| WO2018083813A1 (ja) * | 2016-11-01 | 2018-05-11 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US10601328B2 (en) | 2016-11-01 | 2020-03-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
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